DE1766531A1 - Anordnung zur Demodulation von pulsphasenmodulierten Signalen - Google Patents

Description

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Anmelderin: Stuttgart, den 6« Juni 19-68

Nippon Electric Company Limited P 2121 /78 7-1.5, Shiba Gochome, Minato-ku Tokio / Japan

Vertreter:

Patentanwalt
Dipl.-Ing. Max Bunke
7000 Stuttgart 1
Schloßstr. 73 B

Anordnung zur Demodulation von pulsphasenmodulierten Signalen

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die Demodulationstechnik bei Pulsphasenmodulation (PPM) und im besonderen auf neue und verbesserte PPM-Demodulatoren, die geeignet sind, in die Empfangsfunktion von PPM-Über tr agungs systemen einbezogen zu werden, und jene schädlichen Effekte, die durch die den empfangenen PPM-Signalen häufig beigemischten Störimpulse hervorgerufen werden, auf ein Miniaue herabzusetzen.

Bevor mit einer Beschreibung der Einzelheiten der Erfindung begonnen wird, erscheint es erforderlich, einen Vergleich hinsichtlich der | Vorteile und Nachteile zwischen der PPM, der Deltamodulation (DM)

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und der Pulscodemodulation (PCM) bzw. zwischen den entsprechenden Übertragung©Systemen zu ziehen·

Falls es sich bei der zu. übertragenden Information um Sprache oder jedenfalls um Tonfrequenzsignale mit.'einer oberen ftequenzgrenze van 3 KHz handelt, so beträgt die Abtastfrequenz bei bestehenden PPM-Systemen üblicherweise 8 KHz. Bei DM-Systemen, für die als Abtastfrequenz, die vergleichbare Übertragungsqualität sichert, rund kO KHz genannt werden, liegt die Anzahl der pro Zeiteinheit zu übertragenden Impulse in der Gegend von 20 KHa. Für PCM liegen die entsprechenden Werte ebenfalls in der Gegend von 20 KHz, weil 5 Bit pro Abtastwert ein erforderliches Minimum darstellen, und obwohl die Abtastfrequenz die gleiche wie bei PPM ist, nämlich 8 KHz. Es kann daher gesagt werden, daß die PPM von allen existierenden PuIsmodulations-Übertragungssystemen die niedrigste Pulsfrequenz aufweist und somit die größten Abstände zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen, nämlich ungefähr von 125 /usec, im Gegensatz zu den Abständen von ungefähr 25 ,usec bei DM oder PCM.

Aus diesem Grunde und wegen anderer Merkmale und eigenschaften bieten die PPM-Verfahren wesentliche Möglichkeiten beim Einsatz für das sogenannte RADA. Dies ist eine Abkürzung für den englischen Begriff "Random-Access Discrete-Address", den man mit "Beliebiger Zugriff (zu gerade freien Teilkanälen) für bestimmte Teilnehmer" übersetzen könnte. Bei diese« BADA-Verfahren können zwischen mehreren Paaren von Stationen durch Einteilung in drei oder vier Frequnzkanäle Telefonverbindungen hergestellt werden· Die· »oll nun näher untersucht werden*

(1) Da die Abtastfrequenz niedrig genug ist, gestaltet sich der mittlere Energiebedarf wirtschaftlich*

(2) Die Gefahr der gegenseitigen Störung ist gering, weil die pro 'Zeiteinheit von irgendeinem störenden Sender Ausgesendete Impuls· anzahl gering ist.

(3) Beim Einsatz von RADA in drahtlosen Anlegen, bei denen eine Vielzahl von Stationen mit Rücksicht auf die geographischen Gegeben« heiten aufgestellt sind, ist ein ait de« gewünschten Sender in Verbindung stehender Empfänger bei Vorhandensein von in der

ff

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Nähe stehenden, störenden Sendern der sogenannten Mehrwege-Störung ausgesetzt. Der Effekt dieser Mehrwege-Störung besteht darin, daß die Impulsbreite am Empfänger um etwa das Zehnfache der regulären Impulsbreite derjenigen Sender verlängert wild die näher am Empfänger liegen als der gerade gewünschte Sender.

In diesen Fällen bietet die vorerwähnte Eigenschaft der PPM-Signale, die längsten Pulsäjstände aufzuweisen, einen außerordentlichen Vorteil dadurch, daß trotz der Verlängerung der Impulsbreite zwischen den von einem störenden Sender übertragenen, aufeinanderfolgenden Impulsen noch immer unbesetzte Zeitintervalle verbleiben.

Diese Eigenschaft der PPM-Systerne qualifiziert sie also sehr gut für RADA-Anwendungen. Auf der anderen Seite aber acheint ein Nachteil der PPM-Systeme als ein der PPM-Technik schlechthin anhaftender Nachteil angesehen worden zu sein. Dieser Nachteil, der allgemein bei PPM-Systemen beobachtet worden ist,besteht darin, daß die PPM gegen Störimpulse anfälliger ist als die DM oder PCM, welche Modulationsarten die Möglichkeit aufweisen, im Zeitraum nach dem Signalimpuls ganz auszublenden. .Das Ausmaß der Verminderung des Signal-Geräusch-Abstandes (S/N, signal-to-noise) ist also ernster.

Dieser Nachteil ist dafür verantwortlich, daß die PPM nicht entsprechend der vorher erwähnten, günstigen Eigenschaft abgewertet worden ist. Dieser Umstand ist in vielen Abhandlungen diskutiert worden und also an sich nicht neu. Die Erfindung geht indessen davon aus, daß eine ausreichende Analyse der Erscheinungen und die Erwägung von Abhilfemaßnahmen in Bezug auf den Nachteil bisher vernachlässigt worden sind.

Bei Übertragungssystemen mit dem RADA-Prinzip ist es üblich, die Auswahl der gewünschten Impulse aus der Vielzahl der Impulse auf der Baäs einer Zeit-Frequenz-Matrix vorzusehen. Bei einem Anwachsen des Verkehrsflusses können Störimpulse von zwei oder mehr unerwünschten Sendern ein ähnliches T-F-Muster (¹¹T-F" bedeutet Time-Frequency, Zeit-Frequenz) hervorrufen, wie es vom gewünschten Sender erwartet wird, wodurch die Auewahlmittel auch das Passieren einiger Störimpulse zum Detmfdaltor zulassen, so, als handele es sich um gewünsch-

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te Impulse. Solche Störimpulse werden im allgemeinen "falsch ad-ressierte Impulse" genannt. Mit dem Anwachsen des Verkehrsvolumens bzw. der Anzahl der pro Zeiteinheit ausgesendeten Impulse wächst die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten von falsch adressier ten Impulsen für jeden Empfänger rasch an.

Nun soll die PPM auf der Basis gleicher Verkehrsdichte mit der DM verglichen werden.

Wenn als Mittel zur Adressierung die T-F-Matrix benutzt wird und vier Kanäle vorhanden sind, so treten bei DM oder PCM 39 mal (oder

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2,5 mal) so viele Störimpulse auf wie bei PPM, weil bei DM oder PCM die Anzahl der pro Zeiteinheit in den Raum gestrahlten Impulse ungefähr das 2,5 fache der Zahl für PPM beträgt. Das bedeutet, daß im Rahmenvon PPM-Systemen arbeitende Empfänger zulässige Anteile für falsche Impulse haben, die auf l/39stel derjenigen für DM oder PCM-Empfanger vermindert sind, wenn sie die gleiche Verständlichkeit bei gleicher Verkehrsdichte liefern sollen.

Nimmt man an, daß ein S/N-Verhältnis von 10 dB die Grenze für die Übertragungsqualität darstellt, so ergibt sich aus Theorie und Praxis, daß der Anteil an Geräuschimpulsen, für den das S/N-Verhältnis bei DM, deren Abtastfrequenz 40 KHz beträgt, diesen Wert erreicht, 6000 Impulse pro Sekunde beträgt* Die entsprechende Zahl für PPM, deren Abtastfrequenz 8 KHz beträgt, ist theoretisch l600 Impulse pro Sekunde. Der praktische Wert liegt etwas tiefer und beträgt 1200 Impulse pro Sekunde*. Also zeigt ein Vergleich zwischen DM und PCM, ohne Einbeziehung der Aueblendmöglichkeit, einerseits und PPM andererseits, daß PPM-Systeme geeigneter sind als DM- oder PCM-Systerne, um die Verkehrsdichte anwachsen lassen zu können.

Man muß sich hier veigegenwärtigen, daß bei DM eine synchrone Ausblendfunktion eingeführt werden kann, in der Weise, daß in Koinzidenz mit der Abtastperiode Öffnungeintervalle geschaffen werden. Dabei wird der bekannte Umstand ausgenutzt, daß die Wahrscheinlich keit, nach der im DM-Modtator zu den Abtastseitpunkten DM-Impulse auftreten, 1/2 beträgt. Daher kann man ankoMMende falsche Impulse in Zeiträumen außerhalb der Abtastzeitlagen ausblenden. Pur den

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Fall, daß das Öffnungsintervall erheblich kleiner als 1 ,usec, die Abtastfrequenz 4o KHz, die Abtastperiode 25 /Usec und die Impulsdauer 1 yusec ist, sei eine spezielle Aussage gemacht. Es ist unter diesen Umständen möglich, die Anzahl der an der Synchronsperre anlagenden Impulse derart zu vermindern, daß am Eingang des Demodulators nur l/50stel davon erscheint. Mithin kann bei DM der zulässige Anteil von Falschimpulsen auf 50 mal 6000 pro Sekunde, also auf 300 000 Impulse pro Sekunde erhöht werden. Vergleicht man diesen Wert mit k6 800 Impulsen pro Sekunde (39 mal 1200 Impulse pro Sekunde) für konventionelle PPM-Systerne, so werden die Vorteile der DM mit Ausblendeffekt gegenüber der PPM bei der Aufrechterhaltung vergleichbarer Verständlichkeit und bei gleichem Verkehrsaufkommen offen % bar.

Indessen wird im Verlaufe der folgenden Beschreibung die Überlegenheit eines PPM-Demodulators, der durch die vorliegende Erfindung verbessert ist, über die DM voll verständlich werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, der PPM aussichtsvolle Anwendungsaspekte durch neue, verbesserte Demodulationsschemata zu erschließen, die einen hohen, zulässigen Anteil von Falschimpulsen ermöglichen, ohne nennenswerte Opfer an Verständlichkeit zu bringen. Wie nachstehend durch Rechnung gezeigt werden wird, sagt die Theorie aus ι daß die für konventionelle PPM-Demodulatoren zulässige Anzahl ή von 1200 Falschimpulsen pro Sekunde praktisch verdoppelt werden kann.

Dazu ist nach der Erfindung ein Demodulationsschema, das die Einführung eines besonderen Tores bzw. einer Vorausschau-Sperre erlaubt, vorgesehen, wie sie in der japanischen Patentanmeldung Nr. hk 653 (1966) dee gleichen Erfinders unter dem Titel "Vorausschau-Sperre" beschrieben ist. Es ist durch Experiment erwiesen, daß die zulässige Anzahl von Falschimpulsen durch die Einführung dieser Sperre in die gegenwärtigen Demodulatoren auf das 30 bis 50 fache erhöht werden kann, womit die Verkehredichte bemerkenswert anwachsen kann.

Ferner arbeitet die Erfindung mit PPM-DsiKadulfttion? ch^mat«, die auf umständliche Mittel Vorsichten können, wie sie b*.i kc.iventioneXlen PPM-fyncnrondeeodulatoren »ur Demodulation der ankommenden PPM-Sig-

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nale in Verbindung mit der Erzeugung von phasensynchronen Signalen durch einen Oszillator und der Bildung von Sägezahnschwingungen mit Abtastfrequenz angewendet werden. Dadurch wird die Phasensynchronisierung entbehrlich gemacht, und eine Fangzeit entfällt.

Die erwähnten Ziele der Erfindung sind dadurch erreicht worden, daß aus den PPM-Signalen eine n-te Harmonische, z.B. die Fünfzehnte, aus der Grundfrequenz bzw. Abtastfrequenz von z.B. 8 KHz in der Form eines phasenmodulierten (oder eines äquivalenten frequenzmodulierten Signals ausgesiebt wurde, und dieses Signal hinsichtlich der Phase bzw. der Frequenz demoduliert wurde.

Entsprechend den üblichen PPM-Detnodulatoren bestand ein Vorurteil dahingehend, daß es technisch ungeeignet sei, den Modulations-Zeit- hub länger als die Hälfte der Abtastperiode zu machen, das heißt, eine derartige Modulationstiefe vorzusehen, daß der Rahmen der benachbarten Abtastperiode überschnitten wird und sonit eine Demodulation vermeintlich unmöglich gemacht wird. Dieses Vorurteil wird durch die Einführung von PPM-Demodulatoren gemäß dervorliegenden Erfindung überwunden, die somit .eine grundsätzliche Umwälzung in den Anschauungen darüber, wie PPM-Signale zu behandeln sind, mit sich bringt.

fc Nunmehr sollen die Ausgangepunkte für die Erfindung und später die Erfindung selbst an Hand der beiliegenden Zeichnung näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen PPM-Synchron-Demodulators nach dem Stande der Technik.

Fig. 2 stellt ein Wellenform- bzw. Impulsdiagram dar, das die Arbeitsweise des Demodulators der Fig. 1 veranschaulicht.

Die Fig. 3 und k gegen die Blockdiagramme zweier PPM-Demodulatoren wieder, bei denen es sich umjbevorzugte Ausführungsformen solcher Demodulatoren gemäß der Erfindung handelt*

Fig. 1 «©igt das Biockdiagranm eines typischen, konventionellen PPM-Synchron-Demodulators· Das PPM-Signal wird von dor KleoMe 11 einem Phasendetektor 11 zugeführt, an den andererseits voa Sägezahngene-

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rator 17 her eine Sägezahnschwingung mit Abtastfrequenz angelegt . wird. Die Ausgangsspannung des Phasendetektors 12 wird über einen Tiefpaß 13 der Ausgangsklemme Ik zugeführt und gleichzeitig einem Tiefpaß 151 durch den die Wechselstromkomponenten wie der Jitter und niedrigfrequente Geräuschs entfernt werden, so daß an den spannungsgesteuerten Oszillator 16 nur die verbleibende Gleichstromkomponente gelangt, um dessen Frequenz zu steuern, die auf die Abtastfrequenz abgestimmt ist.

Der spannungsgesteuerte Oszillator l6 sei gemäß dem englischen Ausdruck "voltage-controlled oscillator" als VCO 16 bezeichnet. Die Ausgangsspannung des VCO 16 wird an den Sägezahngenerator 17 ange- Λ legt. Die Frequenz der Sägezahnwellen ist gleich der Frequenz des VCO l6, und die beiden Generatoren stehen in einer bestimmten Phasenbeziehung zueinander.

Das Diagramm der Fig. 2 veranschaulicht die Adüeitsweise des Phasendetektors 12. Die Spannung der an den Phasendetektor 12 vom Sägezahngenerator 17 her angelegten Sägezahnwelle schwankt linear zwischen den beiden Extremwerten -E und geht mit der Wiederholungsperiode T durch Null. Gelangen von der Eingangsklemme 11 her Eingangsimpulse einer Länge T an den Phasendetektor 12, so erscheint die Sägezahnspannung an dessen Ausgang nur innerhalb der Impulsdauer^. Somit kann man den Scheitelwert e der Ausgangsimpulse (c) ausdrucken als

Demgemäß ist die momentane Impulsspannung ν bei einer Wiederholungsfrequenz T einem Scheitelwert e und einer Impulsdauer tTgegeben durch

, |e _sin (-»pL-, co. (-fsXt) (2)

n=l

Da die Komponenten Mit Frequenzen oberhalb der Obergrenze der Modu-, lationsfrequenz den Tiefpaß 13 nicht passieren können, wird, wie das Abtasttheorem lehrt, der zweite Ausdruck (die Summe) im rechten Teil der Gleichung (2), Null. Diese Summe setzt sich aus der Komponente mi.% Abtastfrequenz und ihren Harmonischen, die beide hoch gegenüber der Untergrenze der Modulationsfrequenz liegen, zusammen. Somit

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erscheint an 'der Klemme ΐΛ eine Spannung ν , die der ersten Gleich stromkomponente in der Gleichung (2) entspricht, und die gemäß den Gleichungen (l) und (2) geschrieben werden kann als

T²

Unter der Annahme, daß das Eingangssignal ein PPM-Signal ist, das den Impulszug der Frequenz fm durch eine Sinuswelle moduliert _t und daß der maximale Zeitmodulationshub T beträgt« kann die demodulierte Signalspannung ν als

P v_o = E rt χ --ψ-- sin 2/Γ fmt (3)

1 2 Λ T wiedergegeben werden, wobei F = «,- . --**-- der Modulationsgrad ist, dessen Maximalwert kleiner als ein-s ist·

2 T

Die Einsetzung der Beziehung --* s k in Gleichung (3) führt zu

folgendem Ausdruck für die Energie S des demodulierten Signals:

S- ^ »2 »2/v/ _o. 2

Für dieses konventionelle PPM-Demodulationssystem sei nun angenommen, daß die obere Frequenzgrenze des Tiefpasses 13 fa sei, und daß im Nutzsignal mit der Häufigkeit Q pro Sekunde Falschimpulse dei k Dauer ueingestreut seien. Dann ist die Geräuschleistung N in der demodulierten Ausgangsspannung mit

N = f.- E² Q faT²
gegeben.

Das S/N-Verhältnis des Systems beträgt mithin

,„2,2 -·. ■ ■ - .·*—

S/N =

Folglich können die Ausgangsspannungskomponenten des Phasendetektore 12, die von der Modulationsfrequenzkomponente und der Abtastfrequenzkomponente und deren Harmonischen mittels de« Tiefpasses 13 befreit sind - nämlich allein die Gleichstromkomponente und Kompo nenten sehr niedriger Frequenz (oder di· durch relative Fraquans-

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änderung zwischen der Abtastfrequenz des betreffenden Senders und der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators hervorgerufenen Fluktuationskomponenten) - an der Steuerung der Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators l6 teilhaben.

Gemäß bekannter Technik ist der spannungsgesteuerte Oszillator l6 bestrebt, die in der Ausgangsspannung des Ptösendetektors 12 enthaltene Gleichstromkomponente und Komponenten sehr niedriger Frequenzen zu vermindern. Als Ergebnis wird der Zeitpunkt, zu dem die linear sich ändernde Sägezahnspannung durch Null geht, auf die Mitte der Abtastperiode der eintreffenden PPM-Signale festgelegt. Auf diese Weise wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 16 gleih der Abtaetfrequenz F des gewünschten Senders gemacht und es wird ihr ™ eine bestimmte, feste Phasenbeziehung zu jener aufgedrückt.

Die technischen Aspekte eines solchen konventionellen PPM-Synchron-Demodulationsverfahrens, die im Rahmen-der Erfindung klar als diejenigen erkannt wurden, die sich wegen der getreuen Benutzung der PPM-Technik als nachteilig erweisen - das heißt, die Schlüsselpunkte, die zum Ausgangspunkt der vorliegenden Erfindung wurden, sind die folgenden:

Zunächst benutzt die Spannung des demodulierten Signals gemäß Gleichung (3) nur den Ausdruck der Gleichstromkomponente, d.h., den ersten Ausdruck der rechten Seite der Gleichung (2). Der zweite Aus* | druck, der auch nützlich sein könnte, wird effektlos vernachlässigt. Da die Leistung der Gleichstromkomponente (---#--) , beträgt und

e Ύ 2 diejenige der Wechselstromkomponenten 2 (---if---) , vorausgesetzt

daß *---- ^l ist, kann man sagen, daß die konventionellen

PPM-Synchron-Demodulationssysteme hinsichtlich der Ausnutzung der Leistung sehr unbefriedigend sind.

Weiterhin erlaubt der Tiefpaß 15 nur den Durchgang von Komponenten, deren Frequenz unterhalb der unteren Grenze der Modulationsfrequenz liegt, was bedeutet, daß der Fangbereich sehr schmal ist. Daher wohnen diesem Deaodulationeeystem Nachteile dergestalt inne, daß •ine erhebliche Fangzeit benötigt wird, um den spannungsgesteuerten Oscillator 16 in «in· vorbeitiwate Phasen-Beziehung zur Abtaetfre-

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quenz zu bringen, und daß die Bemessung außerordentlich kritisch wird. Die Eigenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators darf in keinem Falle außerhalb des Fangbereiches liegen, weil sonst ein Einfangen überhaupt nicht stattfinden kann.

Schließlich wird der Rauschabstand (S/N) bei Anwesenheit einer gewissen Anzahl von Falschimpulsen klein, wenn, wie aus Gleichung (k) hervorgeht, der Modulationsgrad k klein ist, d.h., derjmaximale Zeithub Δ T kleiner als die halbe Abtastperiode ist.

Durch die vorliegende Erfindung sollen alle diese Nachteile konven-Bm tioneller Demodulationssysteme ausgemerzt werden.

Die Anordnung zur Demodulation von pulsphasenmodulierten Signalen, die diese Aufgabe löst, ist durch einen Bandpaß gekennzeichnet, der eine kontinuierliche phasen- oder frequenzmodulierte Schwingungskomponente mit der Frequenz einer vorbestimmten Harmonischen der Abtastfrequenz des Pulsphasenmodulationssystems als Trägerfrequenz passieren läßt, und durch einen auf den Bandpaß folgenden Phasen- bzw. Frequenzdiskriminator zur Demodulation dieser phasen- oder frequenzmodulierten Komponente.

Dem Bandpaß kann eine Ausblendsperre vorgeordnet sein, die die pulsphasenmodulierten Signale nur während vorbestimmter Zeitintervalle " passieren läßt,.

Dadurch wird der üblicherweise zur Phasensynchronisation mit der Abtastfrequenz eingesetzte Sägezahngenerator entbehrlich gemacht, und die Demodulationsschaltung, die keiner Fangfunktion bedarf, spricht sehr schnell an.

Die 'Benutzung einer nten Harmonischen der Abtastfrequenz erlaubt es, die PPM-SignaIe in phasenmodulierte Signale umzuwandeln. Dabei wächst der Grad der Phasenmodulation, also der Phasenhub, der als Repräsentant des Phasenhuba oder der Zeitablenkung der PPM-Signale anzusehen iat, mit dem Anwachsen der Ordnungssahl η an* Dementsprechend weist die Demodulationaanordnung nach der Erfindung die ligenschaftjauf, hohe Werte für den Geräuschabstand S/N au gewä'hr-

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leisten, und zwar, wie hiernach erläutert werden wird, selbst unter widrigen Bedingungen der Art, daß der maximale Modulationsgrad der PPM-Signale sendeseitig sehr klein ist, und viele Falschimpulse an den Eingang des Empfängers gelangen.

Diese Merkmale und andere sollen durch die nachfolgende Darstellung näher erläutert werden·

In Fig. 3 ist in Gestalt eines Blockdiagramms eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wiedergegeben. Mim erkennt, daß ein der Eingangsklemme 11 zugeführtes PPM-Signal einen Bandpaß 21 durchläuft, anschließend in einem Amplitudenbegrenzer 22 einer Amplitudenbegrenzung unterworfen wird, und schließlich in einem Frequenzdiskriminator 23 demodu^liert wird. Die Ausgangsspannung des Frequenzdiskriminators 23 durchläuft den Tiefpaß 2k, um an der Ausgangs klemme Ik als demoduliertes Ausgangssignal zu erscheinen.

Die Momentanspannung vp des PPM-Signals mit der Impulsdauer^, dem Scheitelwert E, der Abtastfrequenz F, der sinusförmigen Modulationsfrequenz fm und dem maximalen Zeithub Δ T kann wie folgt geschrieben werden:

vp s Et (F + ^y ^ fm cos

ΓηΎΥ (F₊₂V -V ^{fm COS 2r fmt)}J

» sin

2fn "f^{? sin 2 Ύ fmt)}

χ cos (2lf nPt ₊ 2f

Es sei angenommen, daß die Mittenfrequenz des Bandpasses das n-fache der Abtastfrequenz, also nF, betrage· Dann ist, wie aus Gleichung (5) hervorgeht, die Frequenzkomponente mit der Frequenz nF eine phasenmodulierte Welle mit der Modulationsfrequenz fm, deren maximale Phaeenauslenkung 2 Tn -¹^V— Bogengrade beträgt. Daher erscheint am Ausgang des Bandpasses 21 eine kontinuierliche, phasenmodulierte Welle, deren Trägerfrequenz nF beträgt. Es sei darauf hingewiesen, daß die maximale Phasenauslenkung oder der maximale Phasenhub mit den Anwachsen der Ordnungszahl η ebenfalls anwächst. Ee bedeutet dies, das Δ T für eine große Ordnungszahl η klein sein kann. Ee sei unterstellt, daß dies der Fall ist. Da das Abtasttheo-

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rem lehrt, daß F ^> 2 fm sein muß, kann der Ausdruck für die Amplitude der nten Harmonischen

^2E · ^l " '^r '--"■" Έ-2 fm cos

- i"

2£
ή*"
also der Term für die Amplitudenmodulation vernachlässigt wird.

0 TP

in guter Näherung als ---- sin (η π FΎ) angesehen werden, wobei

Somit erhält man für kleine Werte von Δ T die Signalleistung C am Ausgang des Bandpasses zu

2 ( sin

C = 2E

Die Bandbreite des Bandpasses sei mit B bezeichnet, und es sei angenommen, daß am Eingang 11 Falschimpulse in einer Anzahl Q pro Sekunde auftreten. Dann ist die Störleistung N am Ausgang des Band passes 21 durch

2E²QB fsin (n^ F%

~pz- ι—irr—-

gegeben.

Der Abstand des Trägers (Carrier) zum Geräusch (C/N-Abstand) beträgt daher am Ausgang des Bandpasses 21

C/N . -JL-

Dieser steht offenbar in keiner Beziehung zu Ordnungszahl n.

Es sei nun angenommen, daß der Tiefpaß 2k einen Frequenzgang aufweist, durch den sich die Modulationsamplitude im Modulationsfrequenzbereich umgekehrt zur Frequenz ändert - d.h., integrierende Eigenschaften besitzt. Der in Fig. 3 auf den Bandpaß folgende Teil der Schaltung ist ein Demodulator für phasenmoduliert« (PM) Wellen, also für die kontinuierliche, phasenmodulierte Welle, nach dem Stande der Technik. Er besteht aus dem Amplitudenbegrenzer 22, dem Prequenzdiskriminator 23 und dem Tiefpaß 24. Demzufolge kann das S/N-Verhältnis dieser Demodulationsanordnung, das bei einem C/N-Verhältnis von mehr als β (mehr als 9 dB) an der Kieme lk gene β «en wird,

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wie nach Gleichung (6) berechnet, gemäß der bekannten Beziehung zwischen dem C/N- und dem S/N-Verhältnis als

S/N = (2n geschrieben werden.

Vergleicht man die Gleichung (7) mit der Gleichung (k) für konventionelle, synchrone Demodulation, und nimmt dabei k als konstant an, so erkennt man sofort, daß das verbesserte PPM-Demodulationssystem bei gleichem Anteil von zugeführten Falschimpulsen einen umso größeren Geräuschabstand S/N zeitigt, je höher.die Ordnungszahl η ist. Natürlich kann η nicht beliebig groß gemacht wex^den, weil dann der M Modulationszeithub unveränderlich klein wird, was wiederum Ursache für das Anwachsen des Jitterrauschens werden würde, und zwar gemäß dem in der Emp&ngsIeistung auftretenden Gauß'sehen Rauschen. Dies würde sowohl den Geräuschabstand S/N als auch die Verständlichkeit herabsetzen. Man muß also zwischen diesen beiden gegenläufigen Forderungen einen Kompromiß schließen, der etwa zwischen 10 und 15 liegt.

Nun sei ein Vergleich zwischen dem System nach Fig. 3 und dem konventionellen System nach Fig. 1 unter der Annahme angestellt, daß die maximale, in der Sprache enthaltene Frequenz mit 3 KHz angesetzt ist. Die zugelassene Anzahl von Falschimpulsen für ein S/N-Verhältnit von 10 dB (das Signal sei eine Sinuswelle) ist für das konventionel- ' Ie System, wie aus Gleichung (k) berechnet, l600 Impulse pro Sekunde für k s 1 (d.h., Δ^τ * T/2 und die Abtastfrequenz beträgt k KHz). Im Gegensatz hierzu wird gemäß der verbesserten Technik der maximale Frequenzhub der/nten Harmonischen für η a 15 (vorausgesetzt, daß k « -j, für 800 Hz) if.n.k.oOO Hz * 2,5 KHz, weil die Verteilungskurve der Sprachenergie für oberhalb 300 Hz anwachsende Frequenzen generell umgekehrt proportional zum Quadrat der Frequenz abfällt· Oa 2,5 KHz unterhalb der maximalen Modulationsfrequenz von 3 KHz liegen, ist 6 KHz (oder - 3 KHz, bezogen auf die Mittenfrequenz) für den Durchlaßbereich des Bandpasses 21 ausreichend. Daher ist die Anzahl der zulässigen Falachimpulae für ein C/N-Verhältnia von 9 dB, oder den Schwellwert, 1300 Impulse pro Bekunde· Dies kann nach

(6) berechnet werden. D.. »ug.hörig.

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des demodulierten Ausgangssignale wird, wie sich aus Gleichung (7) ergibt, 19 dB.

Erfahrungen mit PM oder FM-Demodulationsanordnungen zeigen, daß das S/N-Verhältnis mit jedem Abfall des C/N-Verhältnisses von 1 dB um 2,5 dB abfällt. Da das C/N-Verhältnis für die zulässige Anzahl von l600 Falschimpulsen pro Sekunde 8,2 dB beträgt, wie sich aus Gleichung (6) ergibt, wird das zugehörige S/N-Verhältnis im demodulierten Ausgangssignal der Anordnung nach Fig. 3 17 dB.

Zusammenfassend gesagt, erweist sich die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 3 dargestellt ist, in den folgenden Punkten überlegen gegenüber der konventionellen, synchronen PPM-Demodulationsanordnung:

(1) Ungeachtet dessen, daß der Modulationszeithub auf 1/15 vermindert worden ist, ist der Rauschabstand bzw. das S/N-Verhältnis für denselben Zulassungsgrad für Falschimpulse, nämlich l600 Impulse pro Sekunde, um 7 dB verbessert worden.

(2) Die zulässige Anzahl von Falschimpulsen für ein S/N-Verhältnis von 10 dB und einen Zeithub, der 1/15 desjenigen einer konventionellen Demodulationsanordnung beträgt, beläuft sich auf

1,6 χ 10 log --Ä-g oder 3050 Impulse pro Sekunde.

Dies ist fast das Doppelte der konventionellen Anzahl von l600 Impulsen pro Sekunde.

(3) Die verbesserte Anordnung schließt die Möglichkeit ein, die Anzahl der falsch adressierten Impulse im Verhältnis 1 '· 15 zu vermindern, indem vor der Eingangsklemme 11 eine Torschaltung angeordnet werden kann, die den Durchgang von falsch adressierten Impulsen nur in den Zeitintervallen gestattet, in den PPM-Signale anliegen* Dadurch wird die früher erwähnte Besiehung nutzbar gemacht, daß der Modulationsaeithub nur 1/15 <t«r Abtastperiode beträgt«

Flg. k meigt ein Blockdiacreow einer gegenüber der PIf* 3 noch ver-

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besserten Modifikation dieser Anordnung. Die Verbesserung besteht in einer Herabsetzung des C/N-Verhältnisses am Schwellwert, ferner darin', daß eine größere Anzahl von Falschimpulsen zugelassen werden kann und daß eine gegenüber der in der Fig. 3 gezeigten verbesserte PM-Demodulatorschaltung benutzt ist. Wie aus der Figur hervorgeht, passiert ein an die Klemme 11 angelegtes PPM-Signal eine Ausblendsperre 32 nur dann, wenn gleichzeitig der Klemme 31 ein Steuersignal zugeführt wird. Am Ausgang des Bandpasses 33 erscheint eine phasenmodulierte Welle, deren Trägerfrequenz die nte Harmonische der Ab» tastfrequenz ist. Diese wird nach Verstärkung auf einen geeigneten Pegel einem Phasendetektor Jk zugeführt. Von den verschiedenen Komponenten des durch den Phasendetektor demodulierten Signals ^ läßt der Tiefpaß 35 ^nu*" die Gleichstromkomponente und Komponenten ^ extrem niedriger Frequenzen sowie die Modulationsfrequenzkomponente hindurch, so daß an der Klemme Ik die demodulierte Ausgangsspannung erscheint.

Andererseits steuert die Ausgangsspannung des Tiefpasses 35 die Schwingungsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 36, die das η-fache der Abtastfrequenz beträgt. Die Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 36 wird an den Phasendetektor Jk angelegt, so daß dieser eine Spannung liefert, die dem Sinus der Phasendifferenz zwischen der Oszillatorspannung und der am Ausgang des Bandpasses stehenden Spannung des phasenmodulierten Signals proportional ist. Die Kombination aus dem Phasendetektor Jk, dem ä Tiefpaß 35 und dem'spannungsgesteuerten Oszillator Jd stellt eine Phasendetektoranordnung 'mit Gegenkopplung nach dem Stande der Technik dar. Eine solche ist in dem USA-Patent Nr. 3 O69 625 (entsprechendes japanisches Patent Nr. 318 lkk) "Empfangsanordnung hoher Empfindlichkeit für frequenz- oder phasenmodulierte Wellen" als für die Demodulation von phasenmodulierten Wellen gut geeignetes Mittel beschrieben. Natürlich kann dieser Teil der Anordnung nach Fig. k auch durch eine konventionelle Demodulationsschaltung für phasenmodulierte Wellen, wie sie bei Fig. 3 gezeigt ist, ersetzt werden. Eine solche besteht dort aus dem Amplitudenbegrenzer 22, dem Diskriminator 23 und dem Tiefpaß 2k und war bekannt, bevor die geschützte Erfindung existierte. Die Anwendung der Phasendetektorschaltung mit Gegenkopplung nach Fig. k bringt indessen den Vorteil,

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daß der Schwellvrert tiefer angesetzt werden kann, als wenn die konventionelle PM- oder FM-Demodulationsanordnung benutzt wird. Dies wird noch diskutiert werden. Wenn man das C/N-Verhältnis als Maßstab nimmt, so bringt die Änderung hinsichtlich des Schwellwertes gemäß der Anordnung nach Fig. 4 eine Verbesserung um den Faktor 4 - d.h., 6 dB für die Durchlaßbreite des Bandpasses von 6 KHz und die maximale Modulationsfrequenz von 3 KHz. Die nach Gleichung (6) berechnete Anzahl von zulässigen Falschimpulsen wird 2670 Impulse pro Sekunde, und das nach Gleichung (7) berechnete S/N-Verhältnis wird l6 dB.

Bei einem konventionellen Synchron-Demodul'ationssystem ergab sich das S/N-Verhältnis für die Demodulation zu 10 dB bei einer zulässigen An- ^ zahl von l600 Falschimpulsen pro Sekunde. Beim Phasendetektor mit Gegenkopplung hingegen beträgt das nach Gleichung (7) berechnete, entsprechende S/N-Verhältnis 18,2 dB, weil das C/N-Verhältnis den Schwellwert von 6 dB überschreitet. Somit kann das S/N-Verhältnis für die Demodulation gemäß Gleichung (7) mit 18,2 dB ermittelt werden, was eine Verbesserung des S/N-Verhältnisses gegenüber dem Einsatz von konventionellen Mitteln um 8 dB bedeutet. Weiterhin errechnet sich die Anzahl von zulässigen Falschimpulsen bei Anwendung der Phasendetektoranordnung mit Gegenkopplung nach Fig. 4 für ein S/N-Verhältnis von 10 dB zu 4630 Impulsen pro Sekunde, die das 2,9 fache derjenigen für ein konventionelles Synchron-Demodulationssystms ist.

ψ Aufgabe der synchronen Ausblend-Sperrschaltung 32 der Fig. 4 ist es, wie erwähnt, den Durchgang von mit Falschimpulsen vermengten Eingangsimpulsen nur während der Öffnungsintervalle zu gestatten, die einem Fünfzehntel (I/15) der Abtastperiode entsprechen. Dadurch wird die Anzahl der zulässigen Falschimpulse auf 4,63 x 15 oder 69 500 Impulse pro Sekunde erhöht. Wenn eine spezielle Sperr- bzw. Torschaltung verwendet wird, wie sie in der schon erwähnten japenischen Patentanmeldung Nr. 44 853 (1966), die auf den gleichen Erfinder zurückgeht, beschrieben ist, so kann das Öffnungsintervall für die Sperre zu l/24stel der Abtastperiode gemacht werden, und die

Falschxmpulse Kann bei den untenstehenden Bedingungen auf Anzahl der zulässigen/l 11 000 Impulse pro Sekunde (*,63 χ 24) erhöht werden. Die Gründe dafür sollen nun auseinandergesetzt werden.

Das Zeitintervallt'g, während dem die Sperre geöffnet ist, kann als

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geschrieben werden, mit

^F= maximaler Frequenzhub des PPM-Signals, F = Abtastfrequenz.

Für η = 15 kann AF geschrieben werden als

AF= -5l5_^KH5- _u 0,16666 KHz,

wobei angenommen ist, daß die maximale demodulierte Frequenz für die phasenmodulierte Welle (nte Harmonische) am Ausgang des Bandpasses im Empfänger 2,5 KHz beträgt. Daher gilt:

2AF 0,16666 χ 2 1

" -"?-- ^a —^l—8 ^β "25 .

Wenn ein aus einem Amplitudenbegrenzer 22 und Frequenzdiskriminator 23 bestehender Demodulator nach Fig. 3· ^an den Bandpaß 33 der Fig. angeschlossen wird, so ergibt sich die zulässige Anzahl zu 73 300 Impulsen pro Sekunde (3*05 x 2k). Verglichen mit den üblichen zulässigen Zahlen von 16ΟΟ Impulsen pro Sekunde sind die verbesserten Zahlen 69,3 bzwi 45,8 mal größer.

Wie bereits erwähnt wurde, ist die PPM mit der DM dann vergleichbar, wenn die zulässige Anzahl von Falschimpulsen der ersteren l/39stel derjenigen der letzteren beträgt und bei vier radiofrequenten Kanä- " len dieselbe Verkehrsdichte nach dem RADA-Verfahren bewältigt werden soll. Dies ist l/39stel 'der zulässigen Anzahl vm 300 000 Impulsen pro Sekunde, wie sie bei DM mit Synchronsperre vorliegen, oder 7700 Impulse pro Skunde. Demgegenüber sind die zulässigen Anzahlen von 111 000 und 73 300 Impulsen pro Sekunde, wie sie mit dem verbesserten PPM-Modulationsschema erhalten werden, ld, k bzw. 9»5 mal so groß.

Bei DM können di· einen Impulszug bildenden Impulse in Zeiträumen auftreten, di· über die Abtastperiode gleichmäßig verteilt sind. Dies nuß aber nicht so sein. Wie bekannt ist, wird die gleiche Ab· tastperiode für alle Stationen benutzt. Dementsprechend köiien Mittel nur synchronen Sperrung angewendet werden und zufällig auftre-

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tende Falschimpulse können bis zu einer Anzahl von 300 000 Impulse pro Sekunde zugelassen werden.

Diese Anzahl wird jedoch fragwürdig und kann schwerlich zugelassen werden, wenn es sich um RADA-Probleme handelt.Dies soll nun klargelegt werden. Bei RADA ist allen Stationen die gleiche Abtastperio de zugeordnet und die Wahrscheinlichkeit dafür, daß in einem Abtastzeitpunkt ein Impuls auftritt, ist 1/2. Daher werden Impulse von zwei oder mehr unerwünschten Sendern als Falschimpulse empfangen, also so, als kämen sie vom richtigen Sender. Die unerwünschten Sender haben also die Tendenz, fortlaufend Falschimpulse zu erzeugen. Diese Situation unterscheidet sich erheblich vom zufälligen Auftreten von Falschimpulsen. Mit anderen Worten: wenn Falschimpulse einmal zwischen die erwünschten Impulse eingeschoben sind, wird die Sprache für eine gewisse Zeitiunverständlich, und die erwünschten oder Nutzimpulse können nicht empfangen werden, wenn sie irrtümlich gemäß den Falschimpulsen synchronisiert werden, Es ist außerordentlich schwierig, wenn nicht unmöglich, dieses technische Problem zu lösen. Im Gegensatz hierzu sind PPM-Impulse um den Ab* tastzeitpunkt herum beliebig verteilt und haben daher unregelmäßige Abstände voneinander. Die Auftrittszeitpunkte von Falschimpulsen liegen daher ebenfalls beliebig. Dadurch kann die oben für die DM beschriebene Schwierigkeit gar nicht auftreten.

Wenn eine PPM-Modulationstechnik angewendet wird, wie sie in der auf den gleichen Erfinder zurückgehenden japanischen Patentanmeldung Nr. 21 kk5 (1966) unter dem Titel "PPM-Modulationsverfahren" (auch in den USA angemeldet) beschrieben ist, kann das Maß der Impulsausstnhlung etwa auf die Hälfte bia auf ein Drittel vermindert werden, so daß die Verkehrsdichte verdoppelt bis verdreifacht werden kann. Falschimpulse treten in Zufalleverteilung auf, weil Impulse nicht ausgestrahlt werden, wenn die unmodulierten und die Impulsintervalle unregelmäßig verteilt sind. Daher tritt eine Schwierigkeit der fir DM festgestellten Art umso weniger auf·

Die Beschreibung der verbesserten PPM-DeModulationstechnik ist hauptsächlich in Verbindung mit der RAOA-Teohnik vorgenommen worden· Dem Fachmann ist indessen klar, daß auch andere Anwendungsgebiete Möglich sind, wie s.B. PPM-Übertragung nach de« Zeitmultiplexprin-

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zip. Auch hierbei ist gegenüber den konventionellen PPM-Demodulatins verfahren der außerordentliche Vorteil maßgebend, daß die zulässige Anzahl von FaI sch impulsen größer ist, und zwar trotz bemerkenswert kleinen Modulationszeithüben auf der Senderseite.

Wie es im einzelnen dargelegt worden ist, besteht das Wesen der Erfindung in der Benutzung einer phasenmodulierten (oder einer äquivalenten frequenzmodulierten) Welle, die durch die Hindurchführung der ankommenden PPM-Signale durch einen Bandpaß abgeleitet wird, dessen Mittenfrequenz angenähert einem ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz der eintreffenden PPM-Signale gleicht, und in der Demodulation der phasen- oder frequenzmodulierten Welle Jj durch eine PM- oder FM-Demodulationsschaltung.

Der erwähnte Bandpaß kann von irgendeiner geeigneten Art sein: er knn aus geschalteten oder integrierten Reaktanzen bestehen, es kann ein Quarzfilter oder ein mechanisches Filter sein· Wesentlich ist nur, daß die erforderliche Bandpaßwirkung vorhanden ist.

Offensichtlich kann auch jede beliebige PM- oder FM-Demodulationsschaltung angewendet werden, z.B. die Kombination eines Amplitudenbegrenzers mit einem Frequenzdiskriminator (Foster-Seeley-Diskriminator, Doppelabstimmung usw.), der Ratiodetektor, Detektoren mit gesteuertem Kathodenstrahl und Phasendetektoren mit Gegenkopplung. Bei all diesen Schaltungen kann der Amplitudenbegrenzer, so- " fern ein solcher vorhanden ist, weggelassen werden, weil die Eingangsimpulse in den Zmpulszügen, von denen hier die Rede ist, gleiche Amplitude und Dauer haben. Kurz gesagt liegt die Anwendung jedweder Demodulationsschaltung im Rahmen der Erfindung, wenn sie nur bei Anlegung eines PM- oder FM-Signals an ihrem Ausgang eine Modulationsfrequenzkomponente liefert.

Abschließend sollen einige wesentliche vorteilhafte Merkmale des PPM-Deraodulationsschemas gemäß der Erfindung rekapituliert werden.

(l) Hoher Wirkungsgrad hinsichtlich der Energieausnützung, der eich aus dem Umstand ergibt« daß eine höhere Harmonische des PPM-Signale benutzt wird.

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(2) Demodulationsverfahren für PM-oder FM-Signale mit den Vorteilen der Breitbandigkeit, die zu großen Geräuschabständen (S/N-Verhältnissen) selbst bei Anwesenheit von vielen Falschimpulsen führen.

(3) Bine Ausblendsperre kann angewendet werden. Dadurch kann die Anzahl der an den Eingang des Demodulators gelangenden Falschimpulse stark vermindert werden, weil die Modulationszeithübe bei der Signalübertragung durch diese Technik verkleinert werden können. ι

Unter den günstigen Eigenschaften, die die verbesserte PPM-Demodulationstechnik mit sich bringt, können gelegentlich noch folgende zum Tragen kommen: '

(4) Die neue Demodulationstechnik kann in Zeitmultiplex-PPM-Übertragungssystemen Anwendung finden.

(5) Um optimale Energieausnutzung zu erzielen, kann die Daer der

PPM-Signale durch Anwendung eines geeigneten Pulsverlängerers,

et z.B. eines monostabilen Multivibrators, auf die günstige Länge

gebracht werden. . *

(6) Durch geeignete Wahl der -Harmonischen bzw. ihrer Ordnungszahl kann für eine niedrige Abtastfrequenz ein Bandpaß mit hoher Mittenfrequenz verwendet werden. Dies erleichtert die Bernssung und die Herstellung des Filters wie auch der Denodulationsachaltung.

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Claims (4)

Patentansprüche

1. Anordnung zur Demodulation von pulsphasenmodulierten Signalen, gekennzeichnet durch einen Bandpaß, der eine kontinuierliche, phasen oder frequenzmodulierte Schwingungskomponente mit der Frequenz einer vorbestimmten Harmonischen der Abtastfrequenz des Pulsphasenmodulationssystems als Trägerfrequenz passieren läßt, und durch einen auf den Bandpaß folgenden Phasen- bzw. Frequenzdiskriminator zur Demodulation dieser phasen- oder frequenzmodulierten Komponente.

2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine vor dem μ Bandpaß angeordnete Ausblendsperre (32), die die pulsphasenmodulierten Signale nur während vorbestimmter Zeitintervalle passieren läßt.

3· Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch die Reihenschaltung des Bandpasses (21), gewünschtenfalls eines Amplitdenbegrenzers (22), eines Phasen- oder Frequenzdiskriminators (23) und eines Tiefpasses (24).

4. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß, gegebenenfalls auf die Ausblendsperre (32) folgend, der Bandpaß (33), ein Phasendetektor (34) und ein Tiefpaß (35) in Reihe liegen, und daß die Ausgangsspannung, des Tiefpasses einem spannungsgesteuer- \ ten Oszillator (36) zugeführt wird, der seinerseits den Phasendetektor in der Weise steuert, daß dieser eine Spannung liefert« die dem Sinus der Phasendifferenz zwischen der Oszillatorspannung und der an Ausgang dea Bandpasses stehenden Spannung proportional ist.

009819/1620 orig.naunspected

ts.

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