DE1537690B2

DE1537690B2 - Transistorbestückter Breitbandverstärker mit einer Verstärkungsregelung

Info

Publication number: DE1537690B2
Application number: DE1537690A
Authority: DE
Inventors: Hermann Rausch; Wolfgang Dipl.-Ing. Ulmer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1967-09-20
Filing date: 1967-09-20
Publication date: 1974-07-04
Also published as: AT289201B; US3634775A; FR1581388A; GB1192690A; BE721197A; CH493164A; NL6812991A; DE1537690C3; DE1537690A1; SE366621B

Description

_r_

0,9 ■ ωΐ ■ Rl - ü²

11. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Anwendung einer stufenweisen Regelung zunächst, die dem Eingang des Verstärkers am nächsten liegenden Regelstufen von minimaler Verstärkung des Verstärkers ausgehend, auf etwa den Wert Verstärkung = Dämpfung = 0 geregelt werden, dann die folgenden Regelstufen in gleicher Weise und anschließend alle Regelstufen gemeinsam bis zur maximalen Verstärkung.

Die Erfindung bezieht sich auf einen transistorbestückten Breitbandverstärker mit einer Verstärkungsregelung, besethend aus Dämpfungsnetzwerken, die jeweils zwischen zwei, insbesondere in Basisschaltung betriebene Verstärkungstransistoren, eingeschaltet sind und die wenigstens einen Richtleiter enthalten, dessen Vorstrom in Abhängigkeit vom Regelkriterium gesteuert wird, vorzugsweise unter Verwendung von weiteren,zwischen dieRegelstufen eingeschalteten, gegebenenfalls frequenzselektiven reinen Verstärkerstufen.

Besonders bei Richtfunksystemen muß eine automatische Verstärkungsregelung vorgesehen werden, die einen sehr breiten Regelbereich hat und bei der die sonstigen Anforderungen, z. B. hinsichtlich der Änderung des Übertragungscharakters, abhängig von der Regelung, ungewöhnlich hoch sind. Zwischenfrequenzverstärker für solche Systeme haben z. B. Bandbreiten von etwa 100 MHz bei einer Mittenfrequenz von etwa MHz und müssen in diesem großen Frequenzbereich die oben schon erwähnten hohen Anforderungen hinsichtlich geringster nichtlinearer und linearer Verzerrungen aufweisen. Hinzu kommt jedoch, daß diese Eigenschaften auch innerhalb eines sehr großen Regelbereiches von beispielsweise 50 bis 80 dB nicht wesentlich geändert werden.

Bei breitbandigen Zwischenfrequenzverstärker!! erfolgt die Regelung meist durch Dioden, die in den

Koppelnetzwerken zwischen den Verstärkerstufen angeordnet sind und durch das Regeikriterium, beispielsweise den von einem Regelverstärker gelieferten Regelstrom, in der Dämpfungscharakteristik beeinflußt werden. Der Regelumfang einer Regelstufe sollte nun möglichst groß sein, damit der vorgeschriebene Regelbereich, z. 13. von 54 dB, mit möglichst wenig Regelstufen überstrichen werden kann. Die übrigen Stufen des Verstärkers können, soweit sie notwendig sind, dann zwischen den Regclstufen eingeschaltet sein. Die maximale Dämpfung einer Regelstufe kann nun aus Gründen der Rauscheigenschaften des Verstärkers nicht beliebig hoch gemacht werden, sondern es darf z. B. ein Wert von etwa 9 dB meist nicht überschritten werden. Ist ein größerer Regelumfang einer Stufe notwendig, so muß diese Stufe auch verstärken können. Dies hat zwar den Vorteil, daß sich die Anzahl der notwendigen Verstärkerstufen reduzieren läßt, da diese Regelstufen dann auch zur Gesamtverstärkung des Verstärkers beitragen, jedoch treten bei der Dimensionierung solcher Stufen auf möglichst große Verstärkung erhebliche Schwierigkeiten auf, wenn, wie oben schon erwähnt, a) die Dämpfungsverzerrungen wenigstens über einen großen Teil des Regelbereiches im gewünschten Frequenzband möglichst gering sein sollen und wenn b) über den gesamten Regelbereich möglichst wenig nichtlineare Verzerrungen des Signals auftreten sollen, z. B. Klirrprodukte und/oder die Umsetzung von Amplitudenmodulation in Phasenmodulation (AM-PM-Umsetzung), bei frequenzmodulierten Signalen.

Durch die deutsche Auslegeschrift ! 197 932 ist ein Verstärker bekannt, bei dem diese Forderungen ebenfalls gestellt sind, und der diesen auch schon weitgehend nachkommt. Dieser Verstärker besteht aus breitbandigen Verstärkerstufen, zwischen denen sich Stufen befinden, die nicht zur Verstärkung beitragen, und die lediglich auf die bereits eingangs erwähnte Art in ihrer Verstärkung regelbar sind.

Andererseits ist durch die deutsche Auslegeschrift 1 179 600 ein Verstärker bekannt, der den gleichen Zwecken dient wie der oben erläuterte, dessen Regelstufen aber als Bandpässe wirken und auch verstärkend ausgebildet sind. Bei einer solchen Regelstufe besteht der Regelbereich aus einem Teil der wirksam zur Verstärkung beiträgt und einem Teil, der eine Zusatzdämpfung einbringt, wobei sich beide Teilbereiche etwa symmetrisch um den Verstärkungsnullpunkt erstrecken.

Während der ersterwähnte Verstärker wegen des relativ geringen Regelumfanges einer der Regelung dienenden Stufe sehr hohe Anforderungen an die sonstigen Übertragungsqualitäten erfüllt, mußte bei dem zweiterwähnten Verstärker eine gewisse Qualitätseinbuße bei zwar größerem Regelumfang hingenommen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die erwähnten Verstärker im Sinne der eingangs genannten Forderungen zn verbessern.

Diese Aufgabe wird bei einem transistorbestückten Breitbandverstärker mit einer Verstärkungsregelung, bestehend aus Dämpfungsnetzwerken, die jeweils zwischen zwei, insbesondere in liasischaltung betriebene Verstärkertransistoren, eingeschaltet sind und die wenigstens einen Richtleiter enthalten, dessen Vorstrom in Abhängigkeit vom Regeikriterium gesteuert wird und weiteren, gegebenenfalls frequenzselektiven Verstärkerstufen, zwischen die die Regelstufen eingeschaltet sind, gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß das Dämpfungsnetzwerk mit an den Ausgang des vorangehenden Transistors angeschalteten und in Serie liegenden Längswiderständen beginnt, von deren Verbindungspunkt aus der über Entkopplungselemente mit Regelstrom beaufschlagte Richtleiter gegen den Schaltungsnullpunkt(Masse) führt, während der zweite Serien widerstand auf einen Übertrager führt, dessen Sekundärwicklung mit dem Eingang des nachfolgenden

ίο Transistors verbunden ist.

Eine vorteilhafte Weiterbildung besteht darin, daß an Stelle eines Richtleiters zwei für Wechselströme antiparallel geschaltete Richtleiter gesetzt sind. Den gleichen Vorteil, nämlich die praktisch vollkommene Unterdrückung zweiter Oberwellen des Signalstromes hat eine Schaltung, bei der an Stelle eines Richtleiters zwei für Wechselstrom mit umgekehrter Polung in Serie geschaltete Richtleiter gesetzt sind.

Zur Erreichung minimaler Dämpfungsverzerrungen ist es vorteilhaft, die Zuleitungsinduktivitäten des bzw. der Richtleiter wenigstens annähernd zu kompensieren, und zwar durch Serienschaltung der Diode mit einer Parallelschaltung einer einstellbaren Kapazität mit einem ohmschen Widerstand (ßC-Kombination).

Die Parallelkapazität am Eingang des Dämpfungsnetzwerks gegen den Schaltungsnullpunkt wird vorteilhaft am Kollektor des dem Netzwerk vorausgehenden Transistors, gegebenenfalls durch Anschaltung einer einstellbaren Zusatzkapazität, bei minimaler Dämpfung des Netzwerks (hochohmigefr] Richtleiter) auf geringste Dämpfungsverzerrungen eingestellt.

Von den beiden Längswiderständen wird vorteilhaft der zweite so gewählt, daß bei maximaler Dämpfung des Netzwerks (niederohmige[r] Richtleiter) ein vorgegebener Maximalwert der Dämpfung der Regelstufe erreicht wird, während der erste Längswiderstand so bemessen wird, daß die Dämpfungsverzerrungen über den gesamten Regelbereich minimal sind. Außerdem hat es sich als besonders vorteilhaft erwiesen, wenn der Übertrager als Sparübertrager ausgebildet wird, der eine große Hauptinduktivität bei gleichzeitig kleiner Streuinduktivität aufweist, was am besten mittels eines Ringkernübertragers erreicht wird.

Als besonders wirksam hat sich das erfindungsgemäße Dämpfungsnetzwerk im Zusammenhang mit folgendermaßen ausgebildeten und diesem Netzwerk jeweils vor- oder nachgeschalteten Verstärkerstufen erwiesen: Die Koppelnetzwerke dieser Verstärker-· stufen enthalten einen Übertrager und einen diesen primär- oder sekundärseitig parallelgeschalteten gedämpften Serienresonanzkreis, der zusammen mit den Streukapazitäten der Schaltung und den Streuinduktivitäten des Übertragers, sowie mit dem Eingangswiderstand des nachfolgenden Transistors ein Filter

bildet, das auf maximal flache Übertragungscharakteristik bemessen ist. Hierzu werden die Elemente L, R, C des Serienresonanzkreises bei Anschaltung auf der Primärseite des Übertragers mit dem Übersetzungsverhältnis ίί in Abhängigkeit von den Elementen Ll, Rl, Ml (Resonanzfrequenz) des von der Transistoreingangsimpedanz an den Streuinduktivitäten und Kapazitäten der Schaltung gebildeten Parallelresonanzkreises vorteilhaft, wie folgt, gewählt:

R 0,9 · u)l ■ Ll ■ ir

L .-- 0,3 ■ Ll- ir

C -

0,9· ω2· Rl-u¹

Bei Anwendung einer stufenweisen Regelung hat es sich als sehr vorteilhaft erwiesen, zunächst die dem Eingang des Verstärkers am nächsten liegenden Regelstufen von maximaler Verstärkung des Verstärkers ausgehend auf etwa den Wert Verstärkung -· Dämpfung = 0 zu regeln, dann die folgenden Regelstufen in gleicher Weise und anschließend alle Regelstufen gemeinsam bis zur maximalen Verstärkung.

Nachfolgend wedren die erfindungsgemäße Lösung und ihre Vorteile an Hand von Schaltungsbeispielen nach den Fig. I bis 4 näher erläutert.

Die Fig. 1 zeigt ein Regelnetzwerk nach der Erfindung, das sich normalerweise im Zuge eines größeren Zwischenfrequenzverstärker!- der eingangs erläuterten Art befindet. Am Eingang dieses Verstärkungsreglers liegt der Transistor Ts 1 in Basisschaltung. Diesem wird das Eingangssignal ES am Emitter zugeführt und parallel dazu die Emittervorspannung Uc über ein Siebglied, bestehend aus Ck und Rc. Der Kollektor des Transistors liegt über eine Drossel an einer Kollektorgleichspannung Uc, der ein Blockkondensator Ck parallel liegt. Parallel zur Kollektorbasisstrecke des Transistors ist ein Trimmerkondensator Cl gelegt, zum Abgleich der Eingangs-Parallelkapazität des Koppelnetzwerkes gegen den Schaltungsnullpunkt. Über einen Koppelkondensator Ck zur Gleichstromentkopplung liegt am Kollektor dieses Transistors zunächst das eigentliche Dämpfungsnetzwerk, bestehend aus zwei Serienwiderständen Al. Rl, von dessen Mittelpunkt aus eine Diode /). vorzugsweise eine Halbleiterdiode, über eine Ri Kombination, bestehend aus der Parallelschaltung von Cl, /?3, gegen den Schaltungsnullpunkt geführt ist. Die /?C-Kombination kann auch noch zusätzlich für den Gleichstrom durch eine Hochfrequenzdrossel überbrückt sein. Der Diode wird an ihrem Hochpunkt, also an der Mittelanzapfung dieser beiden Widerstände, über eine Drossel Dr die Regelgröße in Form des Regelstromes //■ zugeführt. Der Ausgang des eigentlichen Dämpfungsnetzwerkes ist wieder mittels einer Koppelkapazität CA· .»gleichstrommäßig abgeblockt und das Signal gelangt hierüber auf die Primärseite eines Übertragers Ü, der als Sparübertrager ausgebildet ist und mit seiner Sekundärseite den Emitter des ebenfalls in Basisschaltung betriebenen Transistors TsI ansteuert. Zur Zuführung der Emittergleiehstromkomponente ist wieder ein Entkopplungsnetzwerk vorgesehen, wobei die Gleichvorspannung Uc des Emitters dem Fußpunkt des Übertragers über den Widerstand Rc zugeführt ist. Der Widerstand Rc ist an beiden Enden mittels Koppelkondensatoren CA wechselstrommäßig mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden. Der Kollektor des Transistors C.v2 liegt schließlich wieder über eine Drossel an einer Kollcktorgleichspannungsquelle Uc, die durch eine Kapazität CA überbrückt ist. Am Kollektor dieses Transistors entsteht schließlich das Ausgangssignal AS. Alle angegebenen Koppelkondensatoren und Blockkondensatoren, CA genannt, haben nur die durch den Namen schon angedeutete Aufgabe und sollen für die vom Verstärker zu verarbeitenden Frequenzen keinen nennenswerten Widerstand haben. Die Drosseln hingegen haben, wie bekannt, die umgekehrte Funktion. Die Wiederstände Rc brauchen nicht wertmäßig gleich sein, da sie aber den gleichen Zweck erfüllen, werden sie gleich bezeichnet.

Der Übertrager ("' soll zur Übertragung eines möglichst großen IrcquL-ii/bandes eine möglichst große Hauptinduklh itäl und eine möglichst kleine .Streuinduktivität haben, was am einfachsten durch Ausbildung als Ringkernübertrager erreichbar ist. Er bewirkt entsprechend seinem Übersetzungsverhältnis eine Verstärkung der Rcgelstufc (z. B. 9 dB), wenn die Regeldiode /) im hochohmigen Zustand ist, d. h. wenn der Regelstrom //· gleich Null ist. Die Dämpfungsverzerrungen der Regelstufe können in diesem Regelzustand mittels der Trimmkapazität Cl auf ein Minimum gebracht werden. Die übrigen Schaltelemente

ίο werden vorteilhaft, wie folgt, gewählt: Rl wird so bemessen, daß bei maximalem Rcgelstrom und niederohmiger Regeldiode D die Dämpfung der Regelstufe den gewünschten Wert erreicht (z. B. 9 dB).

Die Parallelschaltung von R2> und Cl in Serie zur Regeldiode D ist zur Kompensation der Zulcitungsinduktivität'der Regeldiode im niederohmigen Zustand derselben vorgesehen. Wenn die Trimmkapazität Cl in diesem Regclzustand so eingestellt wird, daß sich maximale^Dämpfungsverzerrungen des gesamten Netzwerks einstellen, so ergibt sich praktisch auch die erwähnte Kompensation.

Der Widerstand Rl wird so bemessen, daß die Dämpfungsverzerrungen im gesamten Regelbereich, möglichst klein werden. Er bewirkt, daß sich der Lastwiderstand am Kollektor des Transistors TsI. abhängig vom Regclstrom //·, nur etwa /wischen den Werten Rl und Rl > Rl ändert. Die Einfügung diese? Widerstandes Rl in der erfindungsgemäßen Schaltung ist äußerst wichtig, da durch diesen der Eingangswiderstand des dem Dämpfungsnetzwerk vorgeschalteten Transistors TsI über den gesamten Regelbereich der Stufe weitgehend konstant bleibt. Durch die bei Transistoren besonders hohen Rückwirkungskapazitäten machen sich nämlich Schwankungen des Kollektor-

Widerstandes als Änderungen des Eingangswiderstandes bemerkbar. Es hat sich gezeigt, daß sich ohne den Widerstand R1 bei einer ansonsten den obigen Forderungen nachkommenden Dimensionierung der Regelstufe der Kollektorwiderstand dieses Transistors um etwa den Faktor H) ändert, während er sich mit dem Widerstand Rl nur um den Faktor 2 ändert. Da diese Änderungen des Kollektorwiderstandes sich in entsprechende des Eingangswiderstandes übersetzen, werden hierdurch Dämpfungsverzerrungen über den Regelbereich in der Verstärkerstufe hervorgerufen, die der Regelstufe unmittelbar vorausgeht. Die durch Einfügung des Widerstandes erzielte geringe Änderung des Kollektorwidcrstandes hat dementsprechend nur geringe Änderungen des Emitterwiderstandes zur Folge, die nicht mehr ins Gewicht fallen.

Im Zusammenhang mit der Schaltung nach Fig. 1 haben sich Verstärkerstufen als vorteilhaft erwiesen, mit einer Schaltung nach der Fig. 4, die später noch näher erläutert werden wird.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltung nach der Fig. 1 ist in der Fig. 2 dargestellt. Bei dieser Schaltung sind gegenüber der nach der Fig. I an Stelle von einer Regeldiode, deren zwei für Wechselströme antiparallel geschaltet. Der Regelstrom wird hingegen diesen beiden Dioden in Serie zugeführt, wozu (gegenüber der Schaltung nach der Fig. I) eine zusätzliche Blockkapazität CA nach der Drossel Dr vorgesehen ist. Alle übrigen Schaltungselemente sind gegenüber der Fig. 1 unverändert geblieben. Durch die Verwendung zweier Dioden wird erreicht, daß praktisch keine zweiten Oberwellen des Signalstromes erzeugt werden, da beide Halbwellen der Wechselspannung in gleicher Weise gedämpft werden. Die wechsclstrommäüige

Parallelschaltung hat noch den zusätzlichen Vorteil, daß die Bahnwiderstände der Regeldioden wegen ihrer Parallelschaltung doppelt so groß sein können für die gleiche maximale Dämpfung dieser Regelstufe wie bei der Schaltung nach der Fig. 1.

In vielen Fällen hat sich auch eine Schaltung, wie sie in der Fig. 3 niedergelegt ist, als sehr günstig erwiesen. Auch bei dieser Schaltung sind, wie bei der soeben besprochenen, an Stelle von einer Regeldiode deren zwei verwendet. Die Dioden Dl, Dl sind jedoch in diesem Falle für Wechselströme mit umgekehrter Polung in Serie geschaltet. Auch hierdurch ergibt sich wieder eine Unterdrückung zweiter Oberwellen des Signalstromes gegenüber der Schaltung nach der Fig. I. Für den Regelstrom Ir sind wieder beide Dioden mit gleicher Polung in Serie geschaltet, wozu zusätzlich die Drosseln DrI, DrI und die Blockkondensatoren CkI bzw. CkI dienen. Diese Schaltungsvariante hat besonders den Vorteil, daß die Diodenkapazität, die bei kleinen Regelströmen (geringe Dämpfung, bzw. Verstärkung des Reglers) störend in Erscheinung tritt durch die Serienschaltung der Dioden halbiert wird.

Werden schließlich in den dargestellten drei Schaltungsvarianten besonders »träge« Dioden, d. h. Dioden deren Richtwirkungsgrad im benutzten Frequenzband möglichst klein ist (z. B. Richtwirkungsgrad η <50%) verwendet, so läßt sich eine besonders geringe Umwandlung von Amplitudenmodulation in Phasenmodulation erreichen.

Besonders günstig sind die vorbeschriebenen Regelstufen gemäß der Erfindung in solchen Verstärkern, bei denen eine gleichzeitige Regelung aller Regelstufen mit einem gemeinsamen Regelstrom möglich ist. Zu diesem Zweck werden vorteilhaft die Dioden sämtlicher im Verstärker vorhandener Regelnetzwerke für das Regelkriterium, also den von einem Regelverstärker gelieferten Regelstrom in Serie geschaltet. Für manche Auslegungen des Regelverstärkers kann es allerdings auch zweckmäßig sein, zumindest eine teilweise Parallelschaltung dieser Dioden für den Regelstrom vorzusehen. Die Serienschaltung hat jedoch den Vorteil, daß der Strom in allen Dioden der gleiche ist und dadurch auch zumindest annähernd die Diodenimpedanzen, also die dadurch hervorgerufenen Stufendämpfungen gleich sind. Wichtig ist es aber, daß sämtliche Stufen in gleicher Weise von maximaler Dämpfung auf maximale Verstärkung geregelt werden. Dies.ist deshalb für die meisten Fälle günstig, weil die Forderungen an den Amplitudengang des Verstärkers bei hoher Verstärkung, d. h. also großen Funkfelddämpfungen, geringer sind als bei Normalfunkfelddämpfung oder kleinen Funkfelddämpfungen. Bei hoher Funkfelddämpfung sind nämlich meist die Störungen, z. B. das thermische Rauschen, so hoch, daß zusätzliche Intermodulationsgeräusche, wie sie bei Vielkanalrichtfunksysterren mit Frequenz- oder Phasenmodulation, durch Änderungen des Amplituden und Laufzeitganges hervorgerufen werden, den ersteren gegenüber kaum mehr ins Gewicht fallen. Die Regelstufen entsprechend den erfindungsgemäßen Vorschlägen lassen sich nämlich sehr leicht so auslegen, daß sie im Bereich maximaler Dämpfung bis etwa 0 dB Dämpfung sehr kleine Dämpfungsverzerrungen erzeugen (z. B. im Frequenzband zwischen 60 MHz und 80 MHz <0,l dB), während sie im Bereich von etwa OdB Dämpfung bis zur maximalen Verstärkung etwa größere Dämpfungsverzerrungen verursachen (z. B. zwischen 60 und 80 MHz §0,4 dB).

Um die Rauschzahl eines solchen Verstärkers auch im Bereich kleiner Gesamtverstärkung möglichst gering zu halten, ist eine stufenweise Regelung angebracht. Danach ist es vorteilhaft, wenigstens die dem Eingang am nächsten gelegene Regelstufe von maximaler Dämpfung (z. B. 9 dB) bis zu etwa 0 dB Dämpfung für sich allein zu regeln, da die Dämpfungsverzerrungen der Regelstufe im Bereich von OdB bis zur maximalen Verstärkung der Regelstufe für Richtfunksysteme mit hoher Kanalzahl (z. B. 1800 Kanäle) eventuell zu groß sein können. Man regelt in diesem Falle daher von minimaler Verstärkung des Gesamtverstärkers ausgehend zuerst die dem Eingang am nächsten gelegene Regelstufe auf die angegebene Weise (auf 0 dB Dämpfung) und dann die folgenden Regelstufen, von deren maximaler Dämpfung bis etwa 0 dB und daran anschließend sämtliche Regelstufen gemeinsam von etwa 0 dB Dämpfung bis zu ihrer maximalen Verstärkung.

Die Fig. 4 zeigt schließlich das Gesamtschaltbild eines Ausführungsbeispiels für einen größeren Verstärker gemäß der Erfindung. Bei diesem Verstärker sind drei Regelnetzwerke Nl, N2, N3 vorhanden, die ■ jeweils Dioden in Antiparallelschaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel für die Regelschaltung nach Fig. 2 enthalten. Die Regelstufen haben in diesem Ausführungsbeispiel einen Regelumfang von etwa 18 dB, nämlich 9 dB Dämpfung und 9 dB Verstärkung. Die zwischen den Regelstufen befindlichen Verstärkerstufen mit hierfür besonders günstigen Koppelnetzwerken (siehe die Netzwerke zwischen Ts2, Ts3, zwischen Ts4, Ts5 und zwischen Ts6, TsI) verstärken jeweils um etwa 9 dB, so daß die Gesamtverstärkung bei Verwendung von sieben Transistoren, wie hier gezeigt, etwa 54 dB beträgt. Hiergei ist jedoch der siebte Transistor lediglich zur Anpassung des Ausgangs des Verstärkers an den Wellenwiderstand eines niederohmigen Kabels vorgesehen und trägt nicht zur Verstärkung bei. Würden gemäß früheren bekannten Vorschlagen nur Regelstufen ohne Verstärkung verwendet mit maximal 9 dB Dämpfung, so wären sechs Regelstufen und sechs Verstärkerstufen für den gleichen Regelumfang und die gleiche Verstärkung erforderlich wie bei dem hier angegebenen Verstärker. Es würden also in diesem Fall insgesamt 13Transistoren notwendig. Wie bereits bei der Fig. 1 erwähnt, ergeben sich durch die Regelungen zwar geringe, aber immerhin noch feststellbare Änderungen des Eingangswiderstandes des dem Regelnetzwerk vorausgehenden Transistors. Es hat sich gezeigt, daß bei Verwendung der in der Fig. 4 gezeigten Koppelnetzwerke für die Verstärkerstufenv z. B. für das Koppelnetzwerk zwischen den Transistoren Ts6 und Ts7, durch diese Änderungen des Transistoreingangswiderstandes besonders

kleine Dämpfungsverzerrungen beim Überstreichen des Regelbereiches auftreten. Dieses Koppelnetzwerk ist an sich näher bereits in der deutschen Auslegeschrift 1 197 932 beschrieben und besteht im wesentlichen aus einem Serienresonanzkreis, gebildet z. B. aus den Widerständen R50, der Induktivität L9 und der Kapazität C42 und einem Parallelresonanzkreis, gebildet im wesentlichen aus folgenden Elementen: Der Kollektorkapazität des Transistors Ts6, der Streuinduktivität des Übertragers US und dem Eingangswiderstand des folgenden Transistors TsI. Diese beiden Kreise bilden zusammen ein Filter, dessen Übertragungscharakteristik bei entsprechender Abstimmung des Serienresonanzkreises, vorzugsweise auf eine Frequenz in der

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Nähe der halben Grenzfrequenz des Versträkers, maximal flach wird. Der Serienresonanzkreis kann an sich an einer der Seiten des Übertragers US angeschaltet werden, wenn er jedoch auf der Primärseite, wie dargestellt, angeschaltet ist, dann hat sich folgende Dimensionierung für sehr zweckmäßig erwiesen:

R = 0,9 · 0)2 ■ Ll ■ ir L = 0,3-L2-ü-

0,9 · 0)2 ■ Rl ■ ü*

L, R und C sind hierbei die den Elementen L9, Λ50 und C42 entsprechenden Komponenten des Serienresonanzkreises, während die Größen Ll, Rl Ersatzgrößen sind, in denen hauptsächlich die Transistoreingangsimpedanz enthalten ist, die Streuinduktivität des Übertragers und die Streukapazitäten der Schaltung, o) ist die Resonanzfrequenz dieses Parallelresonanzkreises.

Ein derart aufgebauter Verstärker, wie er insbesondere in der Fig. 4 dargestellt ist, erfüllt sämtliche Forderungen die eingangs an solche Verstärker gestellt wurden, weitgehendst.

Die schließlich noch in den eben geschilderten Koppelnetzwerken vorhandenen Parallelschaltungen,

z. B. Ll, RU, L5, R24,LIO, R52 erfüllen Zwecke der Temperaturkompensation, wozu die jeweils mit Doppelpfeil versehenen Widerstände als temperaturabhängige Widerstände ausgebildet sind, die jweils mit einer einstellbaren Induktivität (z. B. LlO) überbrückt sind.

Die beiden am Ausgang der Schaltung vorgesehenen Dioden Gr 14 und Gr 13 dienen der Signalgleichrichtung zur Gewinnung des Regelkriteriums mit der Spannung

ίο UR. Diese Spannung wird einem Regelverstärker RV zugeführt, der mit mehreren Transistoren bestückt sein kann und das Regelkriterium wird verstärkt in Form eines Regelstromes //■ von diesem an die erste Regeldiode Gr 1 abgegeben. Der Regelstrom durchfließt dann sämtliche Dioden in Serie, und wird schließlich gegen den Schaltungsnullpunkt oder eine entsprechend bemessene Konstantspannungsquelle geführt. Alle übrigen Elemente der Schaltung nach der Fig. 4 sind in ihrer Bedeutung entweder allgemein bekannt oder im vorausgehenden bereits näher erläutert. Es muß noch darauf hingewiesen werden, daß die Kopplungsnetzwerke der Regelstufen im Gegensatz zu denen der eingangs erwähnten deutschen Auslegeschrift 1 179 600 Tiefpaßverhalten zeigen, wodurch eine extreme Bandbreite dieser Stufen erreicht wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Transistorbestückter Breitbandverstärker mit einer Verstärkungsregelung, bestehend aus Dämpfungsnetzwerken, die jeweils zwischen zwei, insbesondere in Basisschaltung betriebene Verstärkertransistoren, eingeschaltet sind und die wenigstens einen Richtleiter enthalten, dessen Vorstrom in Abhängigkeit vom Regelkriterium gesteuert wird, vorzugsweise unter Verwendung von weiteren, zwischen die Regelstufen eingeschalteten, gegebenenfalls frequenzselektiven reinen Verstärkerstufen, dadurch gekennzeichnet, daß das Dämpfungsnetzwerk mit an den Ausgang des vorangehenden Transistors angeschalteten und in Serie liegenden Längswiderständen (Al, Rl) beginnt, von deren Verbindungspunkt aus der über Entkopplungselemente mit Regelstrom beaufschlagte Richtleiter gegen den Schaltungsnullpunkt führt, während der zweite Serienwiderstand auf einen Übertrager führt, dessen Sekundärwicklung mit dem Eingang des nachfolgenden Transistors verbunden ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle eines Richtleiters zwei für Wechselströme antiparallel geschaltete Richtleiter gesetzt sind.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle eines Richtleiters zwei für Wechselstrom mit umgekehrter Polung in Serie geschaltete Richtleiter gesetzt sind.

4. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der (die) Richtleiter wechseltstrommäßig über eine Parallelschaltung aus einer einstellbaren Kapazität (Cl) und einem Widerstand (R3) gegen den Schaltungsnullpunkt geführt ist (sind), die etwa so bemessen ist, daß eine Kompensation der Zuleitungsinduktivitäten des Richtleiters, bzw. der Richtleiter, bei Einstellung des Netzwerks auf maximale Dämpfung (niederohmige[r] Richtleiter) erfolgt und die letztlich so eingestellt ist, daß sich in diesem Regelzustand minimale DämpfungsVerzerrungen ergeben.

5. Verstärker' nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallelkapazität am Eing.ng des Dämpfungsnetzwerks gegen den Schaltungsnullpunkt gegebenenfalls durch Anschaltung einer einstellbaren Zusatzkapazität (Cl) am Kollektor des dem Netzwerk vorangehenden Transistors bei minimaler Dämpfung des Netzwerks (hochohmige[r] Richtleiter) auf geringste Dämpfungsverzerrungen eingestellt ist.

6. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Längswiderstand (Rl) so gewählt ist, daß bei maximaler Dämpfung des Netzwerks (niederohmige[r] Richtleiter) ein vorgegebener Maximalwert der Dämpfung der Regelstufe erreicht wird.

7. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Längswiderstand (Rl) so bemessen ist, daß die Dämpfungsverzerrungen über den gesamten Regelbereich minimal sind.

8. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der vorzugsweise als Sparübertrager ausgebildete Übertruger mit großer Hauptinduktivität und kleiner Streuinduktivität ausgeführt ist, insbesondere in Form eines Ringkernübertragers.

9. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Dämpfungsnetzwerk vor- oder nachgeschalteten Verstärkerstufen in ihren, ebenfalls einen Übertrager enthaltenden Koppelnetzwerken, einen dem Übertrager primär- oder sekundärseitig parallel geschalteten, gedämpften Serienresonanzkreis enthalten, der zusammen mit den Streukapazitäten und den Streuinduktivitäten der Schaltung sowie dem Eingangswiderstand des nachfolgenden Transistors ein Filter bildet, das auf maximal flache Übertragungscharakteristik bemessen ist.

10. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Elemente L, R, C des Serienresonanzkreises bei Anschaltung auf der Primärseite des Übertragers mit dem Übersetzungsverhältnis ü in Abhängigkeit von den Elementen Ll, Rl, öl (Resonanzfrequenz), die einen von der Transistor-Eingangsimpedanz und den Streuinduktivitäten und Kapazitäten der Schaltung gebildeten Parallelresonanzkreis bilden, wie folgt gewählt sind:

R = 0,9· wl- Ll- ir L = 0,3-Ll- ir