DE1762133C3 - Abgestimmter Breitbandverstärker mit einer Transistorstufe in Emitterschaltung - Google Patents

Description

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,_{an7 d}er Stufe mit steigendem Emitterstrom kleiner

■a ™,.R Hip Dämpfung groß sein, und es ergibt sich

«"St ώ!?Ver.uTa£ Verstärkung bei hohem Verstär-¹⁰¹I?^Zeitschrift »Electronic Engmeering« Febr. 1961 Seite 85, ist an Hand von Fig. 10 ein Niederfrenuenz-Selektivverstärker diskutiert der zwei Transistoren in Emitterschaltung verwendet, die über eine positive Rückkopplung miteinander verbunden sind. K ge dieser Rückkopplung befindet sich die Scha tung ä farn Rande der Eigenschwingung. Der Verstarker hMitzt eine frequenzabhängige Eingangsimpedanz, wobei nur bei einer bestimmten Frequenz, bei der die Eingangsimpedanz minimal ist, durch diese ein geringere? Teil des gesamten Eingangsstromes fheßt als durch Hen Verstärker. Bei allen anderen Frequenzen fl.eßt um so mehr Strom durch die Eingangsimpedanz, je geringer ihr Wert ist, so daß dieser Strom fur den Verstarker ^VeSbeder Erfindung ist es,den schädlichen Einfluß de/ automatischen Verstärkungsregelung auf die Verstärkungsfaktor/Frequenzcharaktenstik des Verstar-

Die Erfindung betrifft einen abgestimmten Breitbandverstärker mit einer Transistorstufe in Emitterschaltung, einer weiteren, mit dem Ausgang der ersten Stufe gekoppelten Transistorstufe in Emitterschaltung und mit einer automatischen Verstärkungsregelung für den Emitterstrom der ersten Stufe.

Wenn der Emitterstrom eines in Emitterschaltung geschalteten Transistors erhöht wird, dann verringert sich unter der Voraussetzung, daß ein gewisser Anfangsemitterstrom überschritten wurde, der Verstärkungsfaktor einer Verstärkerstufe, die den Transistor enthält. Beim Abfall des Verstärkungsfaktors verringert sich die Ausgangsimpedanz der Stufe, wodurch das Frequerizverhalten des Verstärkungsfaktors des Verstärkers geändert wird. Diese Änderung kann durch widerstandsbehaftete Dämpfung der Last des Transistors verringert werden; da jedoch die Ausgangsimpe-

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h) uemao u« —--« gelingt dies dadurch, daß die Belastung der ersten Stufe einen Schwingkreis enthalt, mit einer Resonanzfrequenz, die annähernd in der Mitte des vom Verstärker übertragenen Frequenzbandes lieet und daß die Belastung der zweiten Stufe mittels einer negativen Rückkopplungsschaltung mit der Basis des Transistors der zweiten Stufe über zumindest einen Teil der Belastung der ersten Stufe verbunden ist.

Versuche haben gezeigt, daß das Verhalten des Verstärkungsfaktors über der Frequenz bei der erfindungsgemäßen Schaltung demjenigen aller bisherigen ähnlichen Schaltungen überlegen ist. Auch rechnerisch läßt sich eine derartige Überlegenheit nachweisen. Geht man beispielsweise von dem bekannten Pnnzipschaitbild der Abbildung 27, Seite 35, Valvo-Broschiire, »Technische Information für die Industrie«, Sonderdruck »n-p-Flächentransistoren Kompendium-Teil I«, Februar 1957, aus, das einen zweistufigen Verstarker in Emitterschaltung zeigt, so ergibt sich folgendes:

Bei dem Verstärkungsfaktor ist die Kennlinie des Verstärkers übermäßig spitz; sie kann mit einem zusätzlichen ohmschen Widerstand zwar brauchbar «macht werden, jedoch auf Kosten eines hohen Verlustes an Verstärkung. Wenn man ein Ruckkopplungsnetzwerk gemäß der Erfindung verwendet, so ergibt sich ein Verlauf der Kennlinie ähnlich denjenigen mit zusätzlicher ohmscher Dämpfung, jedoch tritt dann ein viel geringerer Verstärkungsverlust auf. Wird noch zusätzlich Regelspannung an den ersten Transistor gelegt, so ergibt sich ein besonders flacher Verlauf des Verstärkungsfaktors über der Frequenz.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun ar Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines erfindungsgemaßer Verstärkers, wobei das neue Merkmal eine Impedanz Z ist, die gestrichelt gezeigt wird,

F i g 2 eine Kurve, die angibt, wie sich de Verstärkungsfaktor der Stufe in Emitterschaltung mi dem Emitterstrom ändert,

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Ausgangsimpedanz eines in Emitterschaltung geschalt«

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F i g. 6 ein ausführliches Schaltbild eines erfindung!

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gemäßen Verstärkers.

Die beiden Transistoren TrI und Vr 2 in der Schaltung gemäß F i g. 1 sind als zwei übliche Emitterfchaltungs-Verstärkerstufen ausgebildet mit Eingangsklemmen 10 und Ausgangsklemmen ti. Die Schaltung wird nicht weiter beschrieben, mit der Ausnahme der Belastungen Z\ und Z₂, der Anwendung der Verstärkungsregelung und der Rückkopplungsvorrichtung Z₃.

Eine veränderbare Spannung wird über eine Klemme 12 und einen Widerstand R_x an die Basis des Transistors Tr 1 angelegt. Diese veränderbare Spannung stellt eine Verstärkungsregelung für die erste Stufe dar, da sie die Basisvorspannung des Transistors Tr 1 und damit seinen Emitterstrom ändert. Fig.2 zeigt, wie der Verstärkungsfaktor einer typischen Transistorverstärkerstufe, die beispielsweise den Transistor Tr 1 erschließt, mit dem Emitterstrom sich verringe.-i. Die veränderbare Spannung kann von einer Amplitudensteuerung, beispielsweise einem Potentiometer, oder von einer Verstärkungsregelungsschaltung stammen.

Soll ein Verstärker als Zwischenverstärker eines Farbfernsehempfängers dienen, dann kann das Frequenzverhalten seines Verstärkungsfaktors, wie in IF i g. 3 gezeigt, aussehen. Die Ordinatenachse der F i g. 3 zeigt die relative Amplitude der Ausgangssignale bei gegebenen Verstärkungsregelsignalbedingungen an, nicht jedoch die absolute Amplitude dieser Signale. Eine Linie 13 stellt die Kennlinie dar, die sich ergibt, wenn kein Verstärkungsregelungssignal angelegt wird, d. h., wenn der Verstärker seine maximale absolute Verstärkung besitzt. Bei maximalem Verstärkungsregelungssignal ergibt sich eine Kurve 14. Fig.3 zeigt, wie die Kennlinie sich mit dem Verstärkungsregelungssignal ändert, wobei große Unterschiede in der relativen Verstärkung an den Seiten des gezeigten Frequenzbandes, insbesondere bei 34,65 MHz, das ist die Frequenz des 405-Zeilenfernsehträgersignals, und bei 39,5 MHz, das ist die Frequenz des 625-Zeilenfernsehträgersignals, auftreten. Diese Änderung in den Kennlinien rührt hauptsächlich daher, daß sich die Ausgangsimpedanz der ersten Stufe mit dem Emitterstrom ändert. Eine typische Änderung der Ausgangsimpedanz mit dem Emitterstrom ergibt sich aus F i g. 4. Selbstverständlich können derart große Änderungen in der relativen Verstärkung bei einem Zwischenverstärker für 625- und 405-Zeilensignale nicht geduldet werden.

F i g. 5 zeigt das Frequenzverhalten der Verstärkung des Verstärkers, wenn die Belastung des ersten Transistors mit einem Widerstand bedämpft ist, wobei die Kurven 15 und 16 die Kennlinie mit bzw. ohne Anlegen eines Verstärkungsregelungssignals darstellen. Diese Kennlinien sind eine Verbesserung gegenüber denjenigen der F i g. 3; doch ist die anzuwendende Dämpfung hoch, da sie vergleichbar sein muß mit der Ausgangsimpedanz der ersten Stufe, wenn die Verstärkung niedrig ist, d. h., wenn der Emitterstrom hoch ist (vgl. Fig.4). Somit ist die Stufenverstärkung bei niedrigem Emitterstrom niedrig im Vergleich zu der Verstärkung ohne Dämpfung.

Diese Nachteile der in F i g. 1 in ausgezogenen Linien gezeigten Schaltung werden durch die Rückkopplungsvorrichtung Zi, die gestrichelt gezeichnet ist und zwischen den Belastungen Z\ und Z₂ liegt, überwunden. Die Vorrichtung Zj ist mit Rücksicht auf die Belastungen Z\ und Z₂ derart ausgeführt, daß an die Belastung Zi ein negatives Rückköpplungssignal angelegt wird, das sich wie folgt ändert: Die Größe des Rückkopplungssignals ist nraktisch Null, bei minimaler Verstärkung, steigt

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h^r> jedoch mit der Verstärkung an. Dies kann dadurch erreicht werden, daß die Ausgangsimpedanz des Transistors TrI als Teil eines Spannungsteilers ausgeführt wird, der eine Rückkopplung an die Basis des Transistors Tr 2 anlegt. Wenn die Ausgangsimpedanz des Transistors Tr1 fällt, dann verringert sich auch der rückgekoppelte Anteil des Ausgangssignals des Transistors Tr 2. Besteht die Belastung Z₂ aus einem Resonanzkreis, dann befindet sich das Rückkopplungssignal nur bei Resonanzfrequenz nicht in Phase mit dem Signal an der Basis des Transistors Tr 2. Bei Frequenzen auf der einen oder anderen Seite der Resonanzfrequenz wird deshalb die Antiphasenkomponente des Rückkopplungssignals, das ist das negative Rückkopplungssignal, kleiner als dasjenige bei Resonanzfrequenz sein, und die Verstärkung des Verstärkers wird nicht in dem Maße reduziert wie bei der Mittenfrequenz. Somit wird beim Anlegen der Rückkopplung die Bandbreite des Verstärkers vergrößert.

Ein praktisches Beispiel eines Verstärkers, der eine obenerwähnte Rückkopplungsvorrichtung verwendet, ist in F i g. 6 gezeigt. Da der Verstärker der F i g. 6 praktisch der Verstärker der F i g. 1 ist, jedoch seine Elemente ausführlicher zeigt, werden die jleichen Bezugszeichen wie in F i g. 1 verwendet, wo sie die gleichen Funktionen wahrnehmen. Diejenigen Schaltungsteile, die in widerstandsgekoppelten Zweitransistorverstärkern üblich sind, werden nicht näher beschrieben. Die Kondensatoren C\ bis Ct, bilden einen Teil einer Neutralisierungsbrücke.

Eine Induktivität Li und ein Widerstand /?₂ bilden eine Belastung für den Transistor Tr \ entsprechend der Belastung Z\ der F i g. 1. In ähnlicher Weise stellen eine Induktivität L₂ und ein Widerstand Ri eine Belastung entsprechend Z₂ dar. Eine Rückkopplung wird von der Belastung des Transistors Tr 2 zur Belastung TrI mittels einer Rückkopplungsschaltung, bestehend aus einem Kondensator C% und einem Widerstand Ra,, hergestellt. Das Rückkopplungssignal von der Induktivität L₂, die mit ihrer Eigenkapazität einen Parallelschwingkreis bildet, entsteht an dem Kondensator Q, dem Widerstand R*, der Induktivität Li und der Ausgangsimpedanz des Transistors TrI. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Tr 2 ist über die Ausgangsimpedanz des Transistors Tr 1 geschaltet, so daß bei Änderung dieser Impedanz sich der rückgekoppelte Anteil des Ausgangssignals verändert. Bei einer Ausgangsimpedanz von ungefähr 5 kQ (vgl. F i g. 4) tritt praktisch keine Rückkopplung auf.

Um ein Frequenzverhalten des Verstärkungsfaktors oder der Verstärkung zu erhalten, dessen Bandbreite sich praktisch nicht mit der Änderung in der Verstärkung ändert, besitzt der die Induktivität L₂ einschließende Resonanzkreis eine Güte, die zusammen mit etwa folgenden Stufen dem Verstärker die gewünschte Kennlinie gibt, wenn der Transistor Tr 1 mit minimaler Verstärkung arbeitet und die Rückkopplung vernachlässigbar ist. Die Induktivität L₂ ist vorgesehen, um bei Mittenbandfrequenz ein maximales Verstärkerausgangssignal zu ergeben, und die erwähnte Güte ist derart bemessen, daß sie das Verhalten des Verstärkers bei fehlender Rückkopplung hauptsächlich bestimmt. Die Induktivität Li, die mit ihrer Eigenkapazität ebenfalls einen Parallelschwingkreis bildet, ist vorgesehen, damit sich bei Bandmittenfrequenz und unterbrochenem Rückkopplungspfad ein maximales Verstärkerausgangssignal ergibt, wenn der Transistor TrI bei maximaler Verstärkung liegt.

5 ^J 6

Der Widerstand Ra wird empirisch ermittelt, damit gelungssignal und die Kurve 18 die Kennlinie bei

sich bei hohem Verstärkungsfaktor und geschlossenem anliegendem Verstärkungsregelungssignal darstellen.

Rückkopplungspfad die gewünschte Ausgangscharakte- Die Anwendung eines größeren negativen Rückkopp-

ristik ergibt. Das Frequenzverhalten der Verstärkung lungssignals bei Bandmittenfrequenz bei fehlendem

bzw. des Verstärkungsfaktors eines Verstärkers, etwa ■-, Verstärkungsregelungssignal gleicht die Kennlinie 17

desjenigen der F i g. 6, ist in F i g. 7 gezeigt, in der die praktisch der Kennlinie 18 an.
Kurve 17 die Kennlinie bei fehlendem Verstärkungsre-

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Abgestimmter Breitbandverstärker ..nt eine^r Transistorstufe in Emitterschaltung, einer weiteren, mit dem Ausgang der ersten Stufe gekoppelten Transistorstufe in Emitterschaltung und mit einer automatischen Verstärkungsregelung für den Emitterstrom der ersten Stufe, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung (Zi, F i g. 1; Lu C₃, R₂, Fig.6) der ersten Stufe (TrI) einen Schwingkreis enthält mit einer Resonanzfrequenz, die annähernd in der Mitt-? des vom Verstärker übertragenen Frequenzbandes liegt, und daß die Belastung (Z₂, F i g. 1; Q, L₂, Ri, F i g. 6) der zweiten Stufe (Tr2) mittels einer negativen Rückkopplungsschaltung (Z₃, F i g. 1; Ra, Ck, F i g. 6) mit der Basis des Transistors der zweiten Stufe (Tr2) über zumindest einen Teil der Belastung (Zi, F i g. 1; Li, C% R₂, F i g. 6) der ersten Stufe (Tr 1) verbunden ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der Elemente derart gewählt sind, daß die Bandbreite des Verstärkers praktisch bei der Änderung des Verstärkungsfaktors des Transistors (I) von einem bestimmten Wert bis zum Maximalwert konstant bleibt.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung derart ausgebildet ist, daß die Größe des negativen Rückkopplungssignals bei vergleichsweise hohen und tiefen Frequenzen kleiner ist als bei Zwischenfrequenzen, wobei der Verstärkungsfaktor des Verstärkers bei niedrigen und hohen Frequenzen niedrig im Vergleich zu demjenigen bei Zwischenfrequenzen ist.

4. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung der weiteren Stufe (Tr 2) ein Schwingkreis (L₂, Rj) mit einer Güte (Q) und einer Resonanzfrequenz ist, die die Bandbreite und deren Mittenfrequenz des Verstärkers bei niedrigem Verstärkungsfaktor bestimmen.

5. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung einen Kondensator (Cs) und einen in Reihe dazugeschalteten Widerstand (Rj) besitzt.

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