DE1537621C3 - Breitband-Klasse-A-Transistorverstärker mit hoher Eingangsimpedanz als Phasenschieber - Google Patents
Breitband-Klasse-A-Transistorverstärker mit hoher Eingangsimpedanz als PhasenschieberInfo
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- DE1537621C3 DE1537621C3 DE1537621A DEJ0035047A DE1537621C3 DE 1537621 C3 DE1537621 C3 DE 1537621C3 DE 1537621 A DE1537621 A DE 1537621A DE J0035047 A DEJ0035047 A DE J0035047A DE 1537621 C3 DE1537621 C3 DE 1537621C3
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
Landscapes
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Description
Die Erfindung betrifft einen Breitband-Klasse-A-Transistorverstärker
mit hoher Eingangs- und nied^. riger Ausgangsimpedanz als Phasenschieber, bei dem
unter fester Basisvorspannung ein kapazitiver Gegenkopplungszweig zwischen Kollektor und Basis geschaltet
ist.
Wenn ein solcher Verstärker als Phasenschieber verwendet wird, dann dient ein Widerstands-Kapazitätsnetzwerk
als Gegenkopplungspfad, wobei die erforderliche Schaltung relativ aufwendig ist. Außerdem
ist der Verstärkungsgrad abhängig von der Eingangsfrequenz und damit von der vorgenommenen
Phasenschiebung.
In dem Bestreben, eine einfache Schaltung der obengenannten Art bereitzustellen, besteht die Aufgabe
der Erfindung darin, die Anzahl der benötigten passiven Schaltelemente auf ein Minimum zu beschränken
und weiterhin zu gewährleisten, daß der Verstärkungsgrad unabhängig vom Betrag der Phasenverschiebung
konstant ist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst,
daß sowohl der Innenwiderstand der Vorspannungsquelle als auch der mit dem Verstärkungsfaktor multiplizierte
Wert der Impedanz des Gegenkopplungszweiges bei vernachlässigbarer ohmscher Komponente
wesentlich größer als der Innenwiderstand der an der Basis angekoppelten Signalquelle ist und daß
der Kollektor-Lastwiderstand gleich dem Emitter-Vorwiderstand einschließlich Emitter-Bahnwiderstand
ist.
Der Verstärkungsgrad ist dabei unabhängig von der wirksamen Eingangsfrequenz immer konstant,
obwohl sich die Phase in Abhängigkeit von der Frequenz von O bis 180° verschieben läßt. Ein besonderer
Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung liegt darin, daß für die Belastung nur die Impedanz des Kollektorkreises
wirksam ist. Des weiteren ist die Anzahl der Schaltelemente, insbesondere der mit ausgewählten
Toleranzen, auf ein Minimum beschränkt.
In vorteilhafter Anwendung der Erfindung läßt sich ein Differentialvierstärker aufbauen, wenn der
,Emitter-yorwideJfstarid"jn.-Sefie·..mit■ dem Emitter-Vorwiderstand
eihilizweiten gleichartigen Transistorverstärkers
verbürgen wird, dessen Verbindungspunkt über einem Widerstand auf entsprechend festem
Potential liegt.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, die an Hand von Ausführungsbeispielen
mit Hilfe der nachstehend aufgeführten Zeichnungen der Erfindung näher erläutert,
und aus den Patentansprüchen. Es zeigt
;i kFfiigctv|iij^Sfcialtungsanordnungeineserfindungsgemaßeri'
Verstärkers,
,-.Λ F i g. 2a, 2b und 2c graphische Darstellungen für
einen jeweils anderen Wert des Verhältnisses von 'Kollektorwiderstand zu Emitterwiderstand des erfin-
; dungsgemäßen Verstärkers, :
... F i g. 3 einen Differentialverstärker unter Anwendung
einer Ausführung gemäß der Erfindung;
sA Bei deV Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist ein
Transistorverstärker in Emitterschaltung an eine Betriebsspannungsquelle 2 sowohl über einen Emitterwiderstand
R 4 und einen Kollektorwiderstand R 3 angeschlossen. An die Betriebsspannungsquelle 2 is't
weiterhin ein aus den Widerständen 5 und 6 bestehender Spannungsteiler angeschlossen, dessen
Mittelabgriff an der Basis des Transistors 1 liegt, so daß er bei einem vorgegebenen Punkt in seinem
linearen Bereich vorgespannt ist. Ein Gegenkopplungs-Kondensator C liegt zwischen dem Kollektor
und der Basis des Transistors 1. Eine Steuerspannungsquelle 8 ist mit der Basis des Transistors 1 über einen
weiteren Kondensator 9 gekoppelt.
Der Wert des Emitterwiderstandes R4 ist bedeutend größer als der Wert des Emitterbahnwiderstandes.
Weiterhin wird vorausgesetzt, daß die Grenzfrequenz des Transistors 1 wesentlich höher ist als die Betriebsfrequenz. Die Impedanz der Steuerspannungsquelle 8
ist klein gegenüber der Impedanz des Gegenkopplungskondensators C multipliziert mit einem Faktor, der
sich aus dem Gewinn des Verstärkers ergibt. Weiterhin ist auch die Impedanz der Spannungsteilerwiderstände
5 und 6 wesentlich größer als die der Steuersparinungsquelle 8;
Für die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ergibt sich eine übertragungsfunktion gemäß folgender
Gleichung:
Hierin bedeutet
G = Gleichstrom-Verstärkungsfaktor der Schaltungsanordnung,
S = die komplexe Frequenz wie sie in Anwendung der La Place-Transformation auftritt,
T1 = die Zeitkonstante des aus dem Emitterwiderstand
R4 und dem Kondensator C gebildeten Zeitgliedes,
T2 = die Zeitkonstante des aus dem Kollektorwiderstand
R 3 und dem Kondensator C gebildeten Zeitgliedes,
e0 = die Ausgangsspannung,
ein = die Eingangsspannung.
Der Wert des Spannungsverhältnisses f — (S) J für
einen beliebigen Wert der Winkelfrequenz ω läßt
sich durch Ersatz von S durch 7'ω ermitteln. Gewinn-
und Phasencharakteristik sind dann durch Größe
«r
e.
und Winkel des Verhältnisses — (jo>) vorgegeben.
V in
Der Gleichstromgewinn G der Schaltungsanord-
nung ergibt sich zu
η 'i
. Durch entsprechendes
Einsetzen der Parameterwerte ergibt sich aus Gleichung (2):
e0 .. . -R3 (1 -jw R4C)
(1
R3-.C)'
Der Kollektorwiderstand R3 stellt den wirksamen Gesamtbelastungswiderstand des Transistors 1 dar;
d. h., der Widerstand R3 entspricht dem Äquivalent der Parallelschaltung eines eigentlichen Kollektorwiderstandes
mit einem der Belastung entsprechenden Widerstand. In der gleichen Weise enthält der Emitterwiderstand
R4 den sich bei Betrieb des Transistors 1 ergebenden Emitterbahnwiderstand.
Die Eigenschaften der Schaltungsanordnung lassen sich am besten durch das Verhalten der Gleichung (2)
bei Variation der Frequenz über einem weiten Bereich abschätzen:
So ergibt sich bei Gleichstrom (jo> = 0), — (/'">) = G.
Bei hohen Frequenzen mit jo> » 1
Gt1
f(jo>):
Die Phasenlage des Gewinns hat sich damit um 180° gedreht.
Für einen speziellen Fall mit T1 = T2 und G — — 1
ergibt die Auflösung der Gleichung (1): Bei Gleichstrom (JO) = O), j- (S) ss — 1, bei hohen Frequenzen
mit St1 » 1 und St2 » 1 j: (S) « +1.
Eine Schaltungsanordnung mit den zuletzt genannten Schaltparametern zeigt also als Funktion
der Frequenz einen konstanten Gewinn und eine 180°-Phasendrehung. Diese Eigenschaft ist in der
graphischen Darstellung nach F i g. 2 a gezeigt, wo der sich aus Gleichung (3) ergebende Verhältniswert
und die Phasenlage für den Fall G = — 1 oder R3 = R4 in Abhängigkeit von der Frequenz aufgetragen ist.
Diese graphischen Darstellungen sind die aus der Regelungstechnik bekannten Frequenzkennlinien.
In der graphischen Darstellung nach F i g. 2 b ist die Amplitude und Phase jeweils in Abhängigkeit
von der Frequenz für T1 » T2 aufgetragen, und zwar
unter der Bedingung RA 3> R3. In der graphischen
Darstellung nach F i g. 2c sind Frequenzkennlinien für die Bedingung T2 » T1 gezeigt; d. h. wenn R3 » R 4
ist. Die Phasenverschiebung nähert sich dem Wert 0°, wenn die Frequenz unendlich wird. Jedoch ergibt
sich aber auch, daß die Phasenschiebung in der graphischen ^Darstellung nach F i g. 2a um 180° in
zwei Frequenzdekaden vonstatten geht. Die Linearisierung der Frequenzkennlinien ist in allen entsprechenden
Fällen durch gestrichelte Linien angezeigt.
Die Schaltungsanordnung nach F i g. 3 zeigt einen Differentialverstärker in Klasse-A-Betrieb, der unter
Anwendung der Lehre gemäß der Erfindung aufgebaut ist. Die Emitter der beiden Transistoren la und Ib
sind über jeweils einen Widerstand R4a und R4b an einen gemeinsamen Emitterwiderstand angeschlossen,
während die Kollektoren jeweils über einen Widerstand R3a und R3b an dem anderen Pol der Betriebsspannungsquelle
liegen. Außerdem sind jeweils vom Kollektor zur Basis die Gegenkopplungskondensatoren
Ca und Cb eingeschaltet. Der Differentialverstärker ist symmetrisch, d. h. R3a = R3b, R4a
= R4b und Ca = Cb. Ist der Ausgang des Verstärkers differentiell, dann gilt Gleichung (1), während bei
einem einseitigen Ausgang der Gewinn um die Hälfte reduziert ist.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (2)
1. Breitband-Klasse-A-Transistorverstärkermit
hoher Eingangs- und niedriger Ausgangsimpedanz als Phasenschieber, bei dem unter fester Basisvorspannung
ein kapazitiver Gegenkopplungszweig zwischen Kollektor und Basis geschaltet ist,
dadurch gekennzeichnet, daß sowohl der Innenwiderstand der Vorspannungsquelle als
auch der mit dem Verstärkungsfaktor multiplizierte Wert der Impedanz (Q) des Gegenkopplungszweiges;
bei veinächlässigbarer öhmscher--; ·/,
Komponente; wesentlich größer als der Innen-'' :
widerstand der an der Basis angekoppelten Signalquelle (8) ist und daß der Kollektor-Lastwiderstand
(R3) gleich dem Emitter-Vorwiderstand (R4f
einschließlich Emitter-Bahnwiderstand ist. , , , ::■■■■
2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Emitter-Vorwider- Vo stand (R4a) in Serie mit dem Emitter-Vorwider- ·.
stand (R4b) eines zweiten gleichartigen ,Transistorverstärkers verbunden ist, dessen Verbindungspunkt über einem Widerstand auf entsprechend
festem Potential liegt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US59991866A | 1966-12-07 | 1966-12-07 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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DE1537621B2 DE1537621B2 (de) | 1974-01-31 |
DE1537621C3 true DE1537621C3 (de) | 1979-01-18 |
Family
ID=24401648
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1537621A Expired DE1537621C3 (de) | 1966-12-07 | 1967-11-16 | Breitband-Klasse-A-Transistorverstärker mit hoher Eingangsimpedanz als Phasenschieber |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
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DE (1) | DE1537621C3 (de) |
FR (1) | FR1548699A (de) |
GB (1) | GB1201179A (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US5504459A (en) * | 1995-03-20 | 1996-04-02 | International Business Machines Corporation | Filter network for phase-locked loop circuit |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US3191130A (en) * | 1963-05-31 | 1965-06-22 | Jr Harry C Rudd | Phase shifter using two voltage sensitive elements |
US3319079A (en) * | 1964-04-02 | 1967-05-09 | North American Aviation Inc | Active phase shift compensation network |
US3316423A (en) * | 1964-07-02 | 1967-04-25 | Westinghouse Electric Corp | Amplifying apparatus providing two output states |
-
1966
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-
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- 1967-11-16 DE DE1537621A patent/DE1537621C3/de not_active Expired
- 1967-11-30 GB GB54441/67A patent/GB1201179A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3445756A (en) | 1969-05-20 |
GB1201179A (en) | 1970-08-05 |
DE1537621A1 (de) | 1970-01-08 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
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