DE1523991A1 - Antriebsschaltung fuer einen Resonator - Google Patents
Antriebsschaltung fuer einen ResonatorInfo
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Description
. Jahnsirafce 11 - , "3,
OMEGA Louis Brandt & j re, re S.A., Biel (Schweiz).
Antriebsschaltung für einen Resonator.
Pie vorliegende Erfindung betrifft eine Antriebsschaltung
für einen Resonator, insbesondere die Unruh eines Uhrwerks, mit einer einzigen Steuer- und Antriebsspule, die mit einem
rückgekoppelten Verstärker in Verbindung steht und in welcher bei schwingendem Resonator Steuersignale induziert werden,
die den Verstärker zur Uebermittlung von die Schwingung aufrechterhaltenden
Stromimpulsen an die Spule steuern.
Jail 44
Bei bekannten Schaltungen dieser Art ist die einzige vorhandene Spule entweder direkt oder über lineare Schaltelemente
oder linear wirkende Schaltungenmit dem Verstärker verbunden.
Es treten dabei bedeutende Mangel auf, indem es schwer fällt,
die Antriebsimpulse für alle Amplituden des Resonators so auszulösen,
dass sie im günstigsten Moment, d.h., in der wirksamsten Lage des elektromagnetischen Antriebssystems auftreten. Es ist
dabei höchstens möglich, die günstigsten Phasenbedingungen entweder im Anschwingzustand oder aber bei voller Amplitude zu
erfüllen. Im ersten Falle ist zwar ein sicherer, rascher Einsatz der Schwingung gewährleistet, was besonders bei Ausbildung
des Resonators als Unruh wesentlich ist, aber bei voller Schwingung bewirkt' die ungünstige Phasenlage der Antriebsimpulse
einen schlechten Wirkungsgrad und eine Störung des Isochroniamus·
Im zweiten Falle sind dagegen wohl günstige Verhältnisse
bei voller Schwingüngsamplitude möglich, aber der Resonator schwingt unsicher und langsam an·
Es ist das Ziel vorliegender Erfindung, diese Nachteile zu beheben und durch eine einfache Massnahme zugleich ein sicheres
rasches Anschwingen des Resonators aus dem Ruhezustand und einen
Betrieb mit günstigster Phasenlage der Antriebsimpulse und somit
höchstem Wirkungsgrad bei voller Schwingungsamplitude zu erzielen. Die erfindungsgemässe Schaltung ist dadurch gekennzeichnet,
dass zur Erzielung einer mit zunehmender Amplitude
der Steuersignale, bzw. der Schwingung des Resonators ansteigenden
Steuerschwelle zur Auslösung des Stromimpulses zwischen
Spule und Verstärker ein nichtlineares Element geschaltet ist,
dessen Widerstand mit zunehmender Betriebsspannung abnimmt.
Durch das Ansteigen der Steuerschwelle zur Auslösung des Stromimpulses wird erreicht, dass bei geringer Amplitude des Resonators
und der Steuerimpulse starke Antriebsimpulse ausgelöst werden, die ein rasches Anschwingen gewährleisten. Bei hoher
Amplitude des Resonators und der induzierten Steuerimpulse
steigt die Steuerschwelle soweit an, dass die Antriebsimpulse stets nur durch die Spitzen der Steuerimpulse ausgelöst werden
und somit die richtige Phasenlage aufweisen. Zugleich tritt
eine Verkürzung der Antriebsimpulse und damit eine Abnahme des Energieverbrauchs bei hoher Resonatoramplitude auf, so
dass die Schaltung auch eine wirksame Amplitudenregelung bewirkt.
Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Antriebsschaltung ist in der Zeichnung dargestellt.
Fig. 1 ist das elektrische Schema der Schaltung,
Fig. 2 zeigt das elektro-dynamische Antriebssystem und die
Fig. 3 -, 6 Zeigen Spannungsdiagramme zur Erläuterung der
Funktionsweise der erfindungsgemässen Antriebsschaltung.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung weist eine Spule 1 auf,
deren Magnetfeld beim Stromfluss in der Spule zusammen mit dem
Feld eines der Spule zugeordneten Permanentmagneten einen mechanischen Antriebsimpuls erzeugt. Die Spule kann fest oder
auf der Unruh angeordnet sein. Sie ist über eine Diode 2 mit
einem Transistor 3 und Über einen Kondensator 4 mit dem Transistor5 verbunden. Die die Eigenfrequenz des die Transistoren
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und 5 enthaltenden Kreises im wesentlichen bestimmenden Widerstände
6 und 7 sowie der Kondensator 8 sind so gewählt, dass .
der Kreis bei einer etwas unter der Eigenfrequenz des Resonators liegenden Frequenz schwingt. Die am Kollektor des Transistors
5 infolge des Widerstandes 9 auftretende Spannung wird über einen Widerstand 10 der Basis des Transistors 3 zugeführt, wobei
die Schaltung so getroffen ist, dass der Transistor 5 leitend
wird, wenn der Transistor 3 leitet. Dem Transistor 3 ist ein Widerstand 11 parallel geschaltet. Die Transistoren 3 und 5 sind
komplementäre Transistoren, d.h. PNP/NPN oder NPN/PNP. Ein Ausführungsbeispiel eines solchen Kreises ist auch in Fig. 6>
des Schweizer Patentes 347 783 dargestellt. Die Schaltung kann
so eingestellt werden, dass die Transistoren 3 und 5 nur kurzzeitig leitend werden und während wesentlich längerer Zeit
gesperrt bleiben. Die Schaltung arbeitet daher mit verhältnismässig
geringem Stromverbrauch.
Wie Fig. 2 zeigt, sind die Spule 1 und ein Ausgleichssystem
16 auf der Unruhachse 17 befestigt. Die Spule 1 ist mittels
zweier Spiralfedern 18 und 19, von welchen die eine isoliert'
angeordnet ist, mit dem elektronischen Kreis verbunden. Bei Gleichgewichtslage der Unruh befindet sich die Spule 1 in symmetrischer
Lage bezüglich eines Systems vom Permanentmagneten 20 und 21. Die Form der in der Spule induzierten Spannung
hängt von der Gesamtzahl magnetischer Achsen ab, wobei die Spulenachsen und die Achsen der permanenten Magnetfelder gezählt
werden. So erzeugen beispielsweise zwei Magnete in einer
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Spule einen symmetrischen Spannungsverlauf mit drei Halbwellen
(Fig. 6). Es ist nun wichtig, dass der Antriebsimpuls nur durch
die Hauptwelle der Steuerspannung ausgelöst werde, nicht aber
durch die Nebenweilen. Beim Anschwingen der Unruh aus ihrem Stillstand ist jedoch die Spannung der Hauptwelle geringer als
die Spannung, welche die Nebenwellen bei voller Amplitude der Unruh erreichen werden. Gerade aus diesem Grunde ist die variable
Schwelle von grösster Wichtigkeit, weil es nur so möglich ist, dass unabhängig von der Schwingungsamplitude der Unruh immer
nur die Hauptwelle der Steuerspannung den Antriebsimpuls auslöse.
Die Diode 2 kann vorzugsweise als degenerierte Tunnel-Diode
(backward diode) ausgebildet sein. Anstelle einer Diode
kann jedes andere geeignete nicht lineare Element, beispielsweise ein Transistor oder ein nicht linearer Widerstand verwendet
werden.
Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist im folgenden
anhand der Fig. 3 bis 6 eingehender erläutert.
Wie bereits erwähnt, tritt im rückgekoppelten Verstärker eine selbsterregte Schwingung auf, deren Frequenz ohne äusseren
Einfluss etwas unterhalb derjenigen der Unruh liegt und die gekennzeichnet ist durch periodische kurze Stromimpulse in den
beiden Transistoren 3 und 5. Die Strompimpulse im Transistor 3
gelangen in Durchlassrichtung durch die Diode 2 zur Spule 1 und
bewirken ein Anschwingen der Unruh 1. Hat die Unruhamplitude
eine gewisse Amplitude erreicht, bei welcher die Spule 1 vollständig aus den beiden Feldteilen der Magnete 20, 21 austritt,
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so werden in derselben bei den Nulldurchgängen Steuerimpulse
gemäss. Fig. 4 bis 6 mit Hauptimpulsen C und Nebenimpulsen P
induziert. Je nach der Schwingungsrichtung ist der Hauptimpuls positiv oder negativ (Fig. 5 und 6).
Wenn die beiden Transistoren 3 und 5 zwischen aufeinander-
Antriebsimpulsen
folgendenVgesperrt sind, fliesst ein gewisser, in erster Linie durch den Widerstand 11 bestimmter geringer Ruhestrom in Durchlassrichtung durch die Diode 2 und die Spule 1. Die Diode 2 arbeitet dabei etwa in dem in Fig. 3. angegebenen Arbeitspunkt 12 am unteren Ende ihrer Charakteristik j wo ihr Gleichstromwiderstand hoch ist. Wirkt ein verhältnismässig schwacher Steuerimpuls dem durch den Ruhestrom in der Diode verursachten Spannungsabfall Va entgegen, so wandert der Arbeitspunkt der Diode nach unten, beispielsweise zum Funkt 13 der Diodencharakteristik. Aus Fig. 3 ist ohne weiteres ersichtlich, dass hierbei für eine verhältnismässig geringe Spannungsäriderung eine bedeutende Stromänderung eintritt. Ist die Steuerspannung höher, so wird der Arbeitspunkt 14 oder selbst der Arbeitspunkt 15 erreicht, d.h. dass für höhere Steuerspannungen der Strom durch die Diode nicht mehr entsprechend abnimmt, d.h. dass der durch die Diode 2 dem Durchgang der Steuerimpulse entgegengesetzte dynamische Widerstand mit zunehmender Spannung der Steuerimpulse ansteigt. Wirkt ein in der Spule 1 induzierter Spannungsimpuls in Richtung des Spannungsabfalls in der Diode so erfolgt entsprechend ein Stromanstieg und zwar ein umso stärkerer, je höher die Spannung des Impulses ist. Es ist somit klar,
folgendenVgesperrt sind, fliesst ein gewisser, in erster Linie durch den Widerstand 11 bestimmter geringer Ruhestrom in Durchlassrichtung durch die Diode 2 und die Spule 1. Die Diode 2 arbeitet dabei etwa in dem in Fig. 3. angegebenen Arbeitspunkt 12 am unteren Ende ihrer Charakteristik j wo ihr Gleichstromwiderstand hoch ist. Wirkt ein verhältnismässig schwacher Steuerimpuls dem durch den Ruhestrom in der Diode verursachten Spannungsabfall Va entgegen, so wandert der Arbeitspunkt der Diode nach unten, beispielsweise zum Funkt 13 der Diodencharakteristik. Aus Fig. 3 ist ohne weiteres ersichtlich, dass hierbei für eine verhältnismässig geringe Spannungsäriderung eine bedeutende Stromänderung eintritt. Ist die Steuerspannung höher, so wird der Arbeitspunkt 14 oder selbst der Arbeitspunkt 15 erreicht, d.h. dass für höhere Steuerspannungen der Strom durch die Diode nicht mehr entsprechend abnimmt, d.h. dass der durch die Diode 2 dem Durchgang der Steuerimpulse entgegengesetzte dynamische Widerstand mit zunehmender Spannung der Steuerimpulse ansteigt. Wirkt ein in der Spule 1 induzierter Spannungsimpuls in Richtung des Spannungsabfalls in der Diode so erfolgt entsprechend ein Stromanstieg und zwar ein umso stärkerer, je höher die Spannung des Impulses ist. Es ist somit klar,
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dass dem Spannungsabfall in der Diode entgegenwirkende Steuerimpulse eine Stromabnahme verursachen, womit die Spannung am
Kollektor des Transistors 3 und somit an der Basis des Transistors
5 ansteigt und einen neuen Stromimpuls in den beiden
Transistoren auslösen kann. Anderseits ist auch klar, dass in
Richtung des Spannungsabfalls in der Diode, wirkende in.der
Spule induzierte Impulse eine Stromzunahme in der Diode bewirken, die stärker ist als die durch entsprechende entgegengesetzt
wirkende Impulse verursachte Stromabnahme.
Da die Steuerimpulse von der Spule 1 über die Diode 2
und den Kondensator 4 an die Basis des Transistors 5 übertragen
werden, erfahren sie in diesem übertragungsnetzwerk eine gewisse Verzögerung, die vom Werte der Kondensatoren 4 und 8 und
vom Widerstand der Diode 2 abhängt· Die Zeitkonstante dieses
Uebertragungsnetzwerkes ist veränderlich, weil der Widerstand der Diode 2 je nach Spannung der Steuerimpulse sich ändert. Wie
erwähnt, nimmt der Uebertragungswiderstand durch die Diode 2
mit ansteigender Spannung der die Stromimpulse in den Transistoren
auslösenden Steuerimpulse zu, so dass auch die Zeitkonstante
des Uebertragungsnetzwerkes mit steigender Steuerspannung zunimmt. Da ausserdem, wie oben erwähnt, der Stromfluss in der
Diode zwischen aufeinanderfolgenden Antriebsimpulsen gesamthaft ansteigt, wenn die Amplitude der in der Spule induzierten Spannungsimpulse
zunimmt, wobei der Stromanstieg hauptsächlich dem die Antriebsimpulse nicht auslösenden, mit seinem Hauptimpuls C
in Richtung8 des Stromflusses in der Diode wirkenden Spannungs-
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impuls zuzuschreiben ist, erfolgt mit zunehmender Amplitude
der Unruh, bzw. der Steuerimpulse eine zunehmende Entladung der die Relaxationsperiode der Schaltung mitbestimmenden Kondensatoren
4 und 8 über die Diode, wodurch die Relaxationsperiode verlängert, d.h., die Steuerschwelle oder Auslöseschwelle
erhöht wird. Es wurde experimentell festgestellt, dass
durch entsprechende Vahl der Kondensatoren 4 und 8 und des
Arbeitspunkts 12 der Diode 2, welcher Arbeitspunkt durch Einstellen
des vorzugsweise variablen Widerstandes 11 eingestellt
werden kann, eine Schaltung mit variabler Ansprechschwelle erzielt wird» derart, dass die bei leitendem Zustand der Transistoren
3 und 5 durch den Transistor 3 und Diode 2 an die Spule 1 abgegebenen Antriebsimpulse bezüglich der Steuerimpulse
stets die richtige Phase aufweisen.
Die in bekannten Schaltungen mit fester Ansprechschvelle
auftretenden Phasenverschiebungen sind anhand der Fig. 4 erläutert. Während der Antriebsimpuls E bei verhältnismässig
geringer Amplitude der Steuerimpulse C (Schema A in Fig. 4)
symmetrisch bezüglich der Steuerimpulse liegt, fällt der An-;
triebsimpuls E1 gemäss Schema B der Fig. 4 auf die Vorderflanke
eines Steuerimpulses G höherer Amplitude. Zwischen den in Fig.
4 angegebenen Pfeilen ist die Phasenverschiebung D zwischen den Antriebsimpulsen bei grosser bzw. geringer Amplitude der
Steuerimpulse angegeben.
Eine wesentliche Eigenschaft der dargestellten Antriebsschaltung besteht in der Möglichkeit, einen einzigen Antriebs-
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impuls während einer vollen Schwingung (2 Halbschwingungen)
der Unruh zu erzeugen, womit ein Antrieb erreicht wird, der demjenigen mittels Chronometerhemmung entspricht. Verwendet
man nämlich ein ungerades elektrodynamisches System, der in Fig. 2 dargestellten Art, bei welchem die Summe der permanenten
und elektrischen Feldachsen ungerade ist, so wechselt die Polarität der Steuerimpulse bei jeder Halbschwingung wie die
Fig* 5 und 6 zeigen. Die dem Hauptimpuls zugeordneten Nebenimpulse
P wären an sich auch in der Lage j einen Antriebsimpuls auszulösen. Aus diesem Grunde werden bei bekannten
Systemen mit fester Ansprechschwelle bei jeder Halbschvingung
des Resonators in verschiedenen Zeitpunkten Antriebsimpulse
E bzw. E1 erzeugt (Fig.. 5). Beim beschriebenen System gemäss
vorliegender Erfindung lösen nur noch die Hauptimpulse C jedes zweiten Steuerimpulses Antriebsimpülse aus.
Es sei noch auf die besondere Bedeutung des Widerstandes
11 hingewiesen. Mittels dieses Widerstandes kann der Arbeitspunkt der Diode 2 eingestellt werden, dessen Lage darüber
bestimmt, in welchem Masse die Alinearität der Diode in der beschriebenen Weise wirksam wird. Es wurde festgestellt, dass
durch entsprechende Einstellung des Widerstandes 11 die Auslösung der Antriebsimpulse innerhalb eines gewissen Bereiches
vor, nach oder genau auf den Zeitpunkt maximaler Spannung des Steuerimpulses verlegt werden kann. '
Von besonderer Bedeutung ist auch die Tatsache, dass zwischen
der Spule 1 und dem durch sie gesteuerten Transistor 5 ein
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Uebertragungsnetzwerk mit einem alinearen Element liegt.
Die Zeitkonstanten des Relaxations-Oszillators sind nicht mehr ausschliesslich durch die Widerstände 6 und 7 sowie die
Kapazitäten 4 und 8 gegeben wie dies bei bekannten Kreisen der Fall ist, sondern die Entladung erfolgt ebenfalls über
die Diode 2 und den Widerstand 11. Man kann daher den Kreis
passend bemessen, um den günstigsten Wert der Zeitkonstante
zu erhalten und ausserdem den Stromfluss im Transistor 5 auf
ein Minimum zu beschränken.
Wie erwähnt, kann anstelle der Diode 2 ein anderes nichtlineares Schaltelement mit veränderlichem Widerstand oder
veränderlicher Impedanz verwendet werden, aber die Diode hat den besonderen Vorteil, dass sie für die Antriebsimpulse einen
sehr geringen Widerstand darstellt. Der grosse Vorteil der Diode
liegt also in der Verlagerung des Arbeitspunktes. Zur Uebertragung
der Steuerimpulse arbeitet sie am unteren Ende ihrer
Charakteristik wo dieselbe eine starke Alinearität aufweist.
Zur Uebermittlung der Antriebsimpulse arbeitet sie im praktisch
linearen Teil der Charakteristik, wo ihr Widerstand sehr gering
ist.
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Claims (10)
- PATENTANSPRÜCHE!I)) Antriebsschaltung für einen Resonator, insbesondere die Unruh eines Uhrwerks, mit einer einzigen Steuer- und Antriebsspule, die mit einem rückgekoppelten Verstärker in Verbindung steht und in veIcher bei schwingendem Resonator Steuersignale induziert werden, die den Verstärker zur Uebermittlung von die Schwingung aufrechterhaltenden Stromimpulsen an die Spule steuern, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzielung einer mit zunehmender Amplitude der Steuersignale bzw. der Schwingung des Resonators ansteigenden Steuerschwelle zur Auslösung des Stromimpulses zwischen Spule und Verstärker ein nichtlineares Element geschaltet ist, dessen Widerstand mit zunehmender Betriebsspannung abnimmt.
- 2) Schaltung nach Anspruch l), dadurch gekennzeichnet, dass das genannte nichtlineare Element als Diode ausgebildet ist, wobei die Stromimpulse in Durchlassrichtung durch die Diode flie ssen.
- 3) Schaltung nach Anspruch 2), dadurch gekennzeichnet, dass an der Diode eine Ruhespannung liegt und in der Diode ein Ruhestrom in Durchlassrichtung fliesst.
- 4) Schaltung nach Anspruch 3), dadurch gekennzeichnet, dass die Ruhespannung und der Ruhestrom durch einen mit der Diode in Serie liegenden Widerstand mitbestimmt ist.
- 5) Schaltung nach Anspruch 4), dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstand veränderbar ist.90 9 8 26/0 7 03
- 6) Schaltung nach Anspruch 1), dadurch gekennzeichnet, dass die Steuersignale rom Steuerorgan durch das nichtliheare Element und eine dazu in Serie und/oder parallel liegende Kapazität übertragen werden, wobei die Zeitkonstante des derart gebildeten Uebertragungsnetzwerks mit den Aenderungen des nichtlinearen Elements bzw. mit den Aenderungen der Spannung der Steuerimpulse ändert.
- 7) Schaltung nach Anspruch 1), dadurch gekennzeichnet, dass das nichtlineare Element als Transistor oder nichtlinearer Widerstand ausgebildet ist.
- 8) Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der rückgekoppelte Verstärker als schwingfähiges System, z.B. Multivibrator, mit einer unterhalb der Eigenfrequenz des Resonators liegenden Eigenfrequenz ausgebildet ist.
- 9) Schaltung nach Anspruch 8), dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker zwei Transistoren aufweist, wobei die Diode und die gemeinsame Steuerspule und Antriebsspule sowie der eine Transistor in Durchlassrichtung in Serie an die Spannungsquelle geschaltet sind und wobei der zweite Transistor über einen zwischen dem einen Transistor und der Diode angeschalteten Kondensator gesteuert wird.
- 10) Schaltung nach Anspruch 9), dadurch gekennzeichnet, dass dem erwähnten einen Transistor ein Widerstand parallel geschaltet ist.909826/0703
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH968861A CH422656A (fr) | 1961-08-19 | 1961-08-19 | Circuit d'entretien d'un résonateur |
CH968861 | 1961-08-19 | ||
DEO0008873 | 1962-07-19 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1523991A1 true DE1523991A1 (de) | 1969-06-26 |
DE1523991B2 DE1523991B2 (de) | 1970-11-26 |
DE1523991C3 DE1523991C3 (de) | 1976-04-22 |
Family
ID=
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102012003249A1 (de) * | 2012-02-20 | 2013-08-22 | Knorr-Bremse Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH | Schaltungsanordnung zur Verringerung der Ruhestromaufnahme eines Verbrauchers |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102012003249A1 (de) * | 2012-02-20 | 2013-08-22 | Knorr-Bremse Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH | Schaltungsanordnung zur Verringerung der Ruhestromaufnahme eines Verbrauchers |
DE102012003249B4 (de) * | 2012-02-20 | 2015-07-23 | Knorr-Bremse Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH | Schaltungsanordnung zur Verringerung der Ruhestromaufnahme eines Verbrauchers |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE1523991B2 (de) | 1970-11-26 |
CH968861A4 (de) | 1966-06-30 |
CH422656A (fr) | 1966-06-30 |
GB1009209A (en) | 1965-11-10 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |