DE1516905B2 - Demodulator mit phasensteuerschaltung fuer die oertlich erzeugte traegerfrequenz - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen Demodulator mit einer frequenten Energieanteile in Form von Gleichströmen Eingangsschaltung für den Empfang eines ampli- und niederfrequenten Wechselströmen anzeigen, tudenmodulierten Signals mit unterdrücktem Träger, deren relative Polaritätsbeziehung eine Funktion der das kodierte Folgen von Vielstufensignalen ent- Vor- und Nacheilung des Phasenwinkelfehlers Φ_Γ haltende Informationen umfaßt, mit einer an die 5 zwischen dem örtlichen erzeugten und dem unter-Eingangsschaltung angeschalteten Demodulieranord- drückten Träger ist; die Detektoranordnung erzeugt nung zur Ableitung der kodierten Informationen aus ein Steuersignal, dessen Amplitude eine Funktion dem Signal, mit einer Schaltung, die ein örtlich er- der Vor- oder Nacheilung des Phasenwinkelfehlers Φ_τ zeugtes Signal an die Demodulieranordnung liefert, ist, und das Steuersignal ist eine Funktion sin Φ für dessen Frequenz der des unterdrückten Trägers ent- 10 die Gleichstromanteile und sin 2 Φ_Γ für die von der spricht, und mit einer Phasenschiebeschaltung, die Detektoranordnung gelieferten Wechselstromanteile, die Phasenlage des örtlich erzeugten Signals in eine Dieses erfindungsgemäße Merkmal bringt den zuvorbestimmte Beziehung mit Bezug auf den unter- sätzlichen Vorteil mit sich, daß eine um 180° fehlerdrückten Träger bringt. hafte Phasensynchronisation mit dem ankommenden

Der Demodulator nach der Erfindung ist so aus- 15 Signal vermieden wird,

gebildet, daß er mit einer Datenübertragungsanlage In den Zeichnungen zeigt

zusammenarbeitet, bei der kodierte vielstufige Infor- F i g. 1 das vereinfachte Blockschaltbild eines er-

mationen mit Hilfe eines amplitudenmodulierten findungsgemäßen Ausführungsbeispiels für die Emp-

Restseitenbandsignals mit unterdrücktem Träger fangssteile einer Datenübertragungsanlage,

übertragen werden. 20 F i g. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines er-

Es ist bekannt, daß es für eine erfolgreiche Demo- findungsgemäßen Ausführungsbeispiels für einen

dulation solcher Signale von großer Wichtigkeif ist, Demodulator,

daß der örtlich erzeugte, durch den Demodulator Fig. 2A und 2B Zeigerdiagramme für die Schal-

wieder eingefügte Träger genau die gleiche Frequenz tung nach F i g. 2,

wie der sendeseitig unterdrückte Träger und eine 25 F i g. 3 eine Gruppe von Zeitdiagrammen zur Er-

vorbestimmte Phasenlage mit Bezug auf das emp- läuterung eines Betriebsmerkmals für das erfindungs-

fangene Signal hat. gemäße Ausführungsbeispiel eines Demodulators,

Die Frequenz des örtlich erzeugten Trägers läßt F i g. 4 die Zuordnung der F i g. 5 bis 8,
sich mit hoher Genauigkeit dadurch steuern, daß F i g. 5 bis 8 eine vorwiegend schematische Darzusammen mit dem Restseitenbandsignal bestimmte 30 stellung des Demodulators nach F i g. 2.
Pilotfrequenzen übertragen werden, die in einem In F i g. 1 begrenzt ein Bandformfilter 10 das Spekharmonischen Verhältnis zur Frequenz des unter- trum in Ergänzung einer entsprechenden Filterung drückten Trägers stehen. Diese Pilotfrequenzen sind auf der Sendeseite (nicht gezeigt), um ein Signaljedoch zur Steuerung der Phasenlage des örtlich er- spektrum mit erhöhter Kosinusform am Demodulatorzeugten Trägers nicht geeignet. Bei bekannten De- 35 eingang zu erzielen. Diese Eingangssignale sind beimodulatoren, bei denen versucht wurde, Pilotsignale spielsweise vielstufig kodierte Datensignale, die einen zur Phasensynchronisation zu verwenden, ist es dem- Träger amplitudenmodulieren, dessen Frequenz entgemäß nicht möglich gewesen, die Phasenlage des sprechend den Eigenschaften des Übertragungsörtlich erzeugten Trägers so genau zu steuern, daß mediums gewählt ist. Im Ausführungsbeispiel ist die eine Modulation mit unterdrücktem Träger für eine 40 Trägerfrequenz gleich der Symbol-Rate. Das ist für Datenübertragung hoher Geschwindigkeit verwendet die Funktion der erfindungsgemäßen Anlage jedoch werden konnte. nicht wesentlich. Die modulierten Signale werden

Außerdem konnte bei bekannten Demodulatoren über eine Restseitenband-Übertragungsanlage überdie Möglichkeit einer um 180° fehlerhaften Phasen- tragen. Die Trägerfrequenz wird im Modulator unterlage oder ein Phasenzittern auf Grund kurzzeitiger 45 drückt und muß in der Empfangsstelle zur Demodu-Störungen in der Übertragungseinrichtung nicht aus- lation zurückgewonnen werden. In bekannter Weise geschaltet werden. werden zusammen mit dem Datensignal Pilot-Töne

Erfindungsgemäß sind diese Nachteile beseitigt übertragen.

worden. Dazu ist ein Demodulator vorgesehen, der Jeder Folge von übertragenen Informationssignalen eine Detektoranordnung aufweist, die niederfrequente 50 geht eine Einleitungsperiode voraus, die zur Vorbe-Energieanteile im Ausgangssignal der Demodulier- reitung der empfangsseitigen Schaltungen für die anordnung anzeigen kann und die eine Phasensteuer- nachfolgende Datenübertragung benutzt wird. Beischaltung aufweist, die die Phasenschiebeschaltung spielsweise wird ein Intervall mit konstantem Träger in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Detektor- und Pilot-Tönen zur Vorbereitung der Phasenrückanordnung so steuert, daß die vorbestimmte Phasen- 55 gewinnungsschaltungen ausgesendet, beispielsweise beziehung hergestellt wird. der hier noch zu beschreibenden Schaltungen. Zu-

Die erfindungsgemäße Anordnung weist den Vor- sätzlich wird eine Anzahl von Standardimpulsen zur teil auf, daß die Phasensynchronisation außerordent- Vorbereitung eines automatischen Entzerrers und lieh genau und extrem stabil ist, so daß jede Neigung ein Intervall mit Daten-Rahmenimpulsen zur erstzu einem Phasenzittern ausgeschaltet wird und die 60 maligen Synchronisierung von Fehlersteuerschaltunnormale Kapazität eines Datenkanals auch bei kurz- gen übertragen.

zeitigen Störimpulsen auf der Leitung wesentlich er- Da die vielstufige Kodierung von Dateninforma-

weitert werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht tionen sowohl positive als auch negative Amplituden-

darin, daß die Phasensynchronisation kontinuierlich stufen benutzt, zeigt das übertragene Signal jedesmal

ist, so daß der Demodulator unempfindlich für Lang- 65 dann eine Träger-Phasenumkehr, wenn aufeinander-

zeit- und Kurzzeit-Schwankungen der Eigenschaften folgende Symbole Kodierstufen mit unterschiedlicher

des Übertragungsmediums ist. Polarität aufweisen. Dadurch wird jedoch kein Ver-

Außerdem kann die Detektoranordnung die nieder- lust der Phasensynchronisation des erfindungs-

gemäßen Demodulators verursacht, wie noch erläutert werden soll.

Eine automatische Verstärkungsregelung 11 stabilisiert die Signalamplitudenstufen vor Anlegen der Signale an das Bandformfilter 10. Zusammen mit dem ankommenden Signal empfangene Pilotfrequenzen werden in einer Trägerfrequenz-Rückgewinnungsschaltung 13 benutzt, um bestimmte Harmonische der Trägerfrequenz an den Demodulator 12 und an eine Symbolzeitsteuerung - Phasenrückgewinnungsschaltung 16 zu geben. Diese Schaltung stellt die Phase der rückgewonnenen Zeitsteuerungswelle optimal für einen automatischen Entzerrer 17 und eine Symbolentscheidungs- und Dekodierschaltung 18 ein. Diese Schaltung entnimmt den entzerrten und demodulierten Vielstufensignalen die digitale Dateninformation und gibt sie an eine Fehlersteuerschaltung 19. Die Fehlersteuerschaltung korrigiert eine begrenzte Zahl von Fehlern, die in dem dekodierten Signal auftreten können, und zeigt nahezu alle weiteren Fehler an. Wenn zu viele Fehler festgestellt werden, wird in bekannter Weise ein Signal zur Sendestelle zurückgegeben, das eine erneute Übertragung anfordert. Erfindungsgemäß gibt die Fehlersteuerschaltung 19 jedoch außerdem bestimmte Signale über einen Stromkreis 20 zum Demodulator 12, um anzuzeigen, daß sehr viele Fehler aufgetreten sind und daß eine Prüf-Phasenumkehr des Demodulatorträgers durchgeführt werden soll.

F i g. 2 zeigt ein Blockschaltbild des Demodulators 12 nach Fig. 1. Die Demodulatorschaltung nach F i g. 2 empfängt das modulierte Vielstufen-Datensignal vom Ausgang der automatischen Verstärkungsregelung 11. Sie empfängt außerdem eine Harmonische der Trägerfrequenz mit beispielsweise 9600 Hz für ein Signal mit einer Symbol-Rate und einer Trägerfrequenz von 2400 Hz. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 13 in F i g. 1 liefert diese Harmonische mit 9600 Hz über die Leitung 301. Die Harmonische wird über ein Koinzidenz-Gatter 21 an den Eingang eines Phasenschiebers 22 angekoppelt. Der Phasenschieber steuert die Phasenlage des wiedergewonnenen Trägers mit Bezug auf das ankommende Datensignal auf die im folgenden beschriebene Weise. Das Signal mit 9600 Hz vom Phasenschieber 22 wird an eine Frequenzteiler- und Phasenschieberschaltung 23 angelegt, die ein erstes zweigleisiges Ausgangssignal mit der Trägerfrequenz von 2400 Hz auf den Leitungen 26 liefert, die hier als In-Phase-Trägersignalleitungen betrachtet werden. Der Teiler liefert außerdem auf einem Leitungspaar 27 ein weiteres Trägerfrequenzsignal mit der gleichen Frequenz, aber mit einer um 90° verschobenen Phase. Der Teiler 23 ist ein in sich geschlossenes Schieberegister, das die Phasenverschiebung von 90° zwischen den beiden abgeleiteten Trägerfrequenzwellen genau hält. Außerdem erzeugt der Teiler die Trägerfrequenzwellen mit genau symmetrischen Kurvenformen, derart, daß jede positive Halbwelle genau die gleiche Dauer hat wie jede negative Halbwelle. Es ist wichtig, daß die Trägerwelle symmetrisch ist, damit das Trägerfrequenzsignal keine unerwünschten Signalanteile in das Demodulator-Ausgangssignal einführt, wie allgemein bekannt.

Die modulierten Daten von der automatischen Verstärkungsregelung 11 werden über die Leitung 302 und einen Trennverstärker 28 an den Eingang eines /-Demodulators 29 angelegt. Dieser Demodulator empfängt die rückgewonnene Trägerfrequenzwelle über die Leitungen 26. Die Trägerfrequenzwelle muß so eingestellt sein, daß sie in Phase mit dem Datensignal ist. Der Ausgang des Demodulators 29 ist über die Leitung 303 mit dem Eingang des einstellbaren Entzerrers 17 in F i g. 1 verbunden. Der Ausgang des Bandformfilters 10 ist weiterhin über die Leitung 302 und einen weiteren Trennverstärker

31 mit dem Eingang eines ß-Demodulators 32 verbunden. Die beiden Demodulatoren 29 und 32 sind symmetrische Demodulatoren, die unter Steuerung von Rechteckwellen-Trägerfrequenzsignalen als Schalt-Demodulatoren auf bekannte Weise arbeiten. Die niederfrequenten Energieanteile am Ausgang beider Demodulatoren 29 und 32 werden zur Steuerung der Phasenlage der Träger-Harmonischen unter Lieferung eines Steuersignals zum Phasenschieber 22 benutzt.

In einer Übertragungsanlage mit unterdrücktem Träger enthält das Datensignal die Trägerfrequenz normalerweise nicht. Bei einer willkürlichen Datensignalwelle treten jedoch gelegentlich Intervalle auf, in denen aufeinanderfolgende Symbole gleiche oder ähnliche Amplituden haben. Das führt dazu, daß am Ausgang des In-Phase-Demodulators 29 eine Gleichstromkomponente auftritt, wenn die Amplituden gleich sind, oder gewisse, sehr niederfrequente Komponenten, wenn die Amplituden ähnlich sind. Das Ausgangssignal des In-Phase-Demodulators enthält außerdem eine starke Gleichstromkomponente, wenn nur der Träger als Signal empfangen wird. Das setzt natürlich voraus, daß der örtlich wiedergewonnene Träger in richtiger Phasenbeziehung zu dem Datensignal steht.

Auf der anderen Seite liefert der ß-Demodulator

32 unter der gleichen Voraussetzung richtiger Phasenlage des örtlich erzeugten Trägers im wesentlichen kein Ausgangssignal, wenn entweder der Träger allein oder Daten mit aufeinanderfolgenden ähnlichen Symbolen empfangen werden. Da der ß-Demodulator ein Demodulator mit um 90° verschobenem Träger ist, erzeugt er kein Ausgangssignal, außer wenn eine Phasenabweichung zwischen dem Träger und den Daten vorhanden ist.

Wenn die Trägerfrequenz im Eingangssignal der Demodulatoren vorhanden, aber nicht genau in Phase mit Bezug auf den örtlichen Träger ist, erzeugen beide Demodulatoren eine Gleichstrom-Ausgangskomponente. Ein ähnlicher Fall tritt auf, wenn empfangene Daten nicht in Phase mit Bezug auf den örtlichen Träger sind und die Daten sehr niedrige Frequenzen enthalten. Alle soeben beschriebenen Beziehungen mit Bezug auf das Demodulatorsignal werden im folgenden in den noch zu erläuternden Schaltungen zur Steuerung der Phase des wiedergewonnenen Trägers zum Zwecke der Demodulation benutzt.

Ein Tiefpaßfilter 33 koppelt die Ausgangssignale des ß-Demodulators 32 an einen Eingang eines nichtlinearen Produkt-Erzeugers 36 an. Ein weiterer Trennverstärker 37 und ein weiteres Tiefpaßfilter 38 koppeln das Ausgangssignal des /-Demodulators 29 an einen zweiten Eingang des Produkt-Erzeugers 36 an. Die Tiefpaßfilter 33 und 38 lassen Gleichstrom und außerdem die niedrigen Frequenzen durch, die am Ausgang der Demodulatoren bei Datensymbolfolgen erzeugt werden können, die ähnliche Amplituden aufweisen, d. h. Amplituden, die sich von

Symbol zu Symbol nur um eine verhältnismäßig kleine Zahl von benachbarten, informationsbestimmenden Amplitudenstufen unterscheiden. Bei dem Ausführungsbeispiel können die Filter 33 und 38 eine Grenzfrequenz von etwa 25 Hz haben. Bei einer Restseitenbandanlage kann die Grenzfrequenz bis zu einem Viertel der Symbol-Rate betragen, wenn ein Signalspektrum mit erhöhtem Kosinusverlauf benutzt wird.

Der Produkt-Erzeuger 36 ist eine logische EXCLUSIV-ODER-Schaltung, die in Abhängigkeit von der Polarität ihrer beiden Eingangssignale das eine oder andere von zwei Ausgangssignalen erzeugt. Die Eingangssignale können Wechselstrom oder Gleichstrom sein. Wenn die Polarität der Eingangssignale gleich ist, gibt der Produkt-Erzeuger ein Ausgangssignal an einen zweigleisigen Stromkreis mit der Vorwärts-Leitung 304 und der Rückwärts-Leitung 306. Das Signal besteht dann aus Erdpotential auf der Vorwärts-Leitung 304 und negativem Potential auf der Rückwärts-Leitung 306. Die Leitungen 304 und 306 führen zum Zählrichtungs-Steuereingang eines reversiblen Binärzählers 39. Wenn die beiden Eingangssignale des Produkt-Erzeugers 36 unterschiedliche Polarität haben, liefert der Produkt-Erzeuger ein zweigleisiges Signal, das die Vorwärts-Leitung 304 auf negatives und die Rückwärts-Leitung 306 auf Erdpotential bringt. Im ersten Fall zählt der Zähler in einer Richtung und im zweiten Fall in der entgegengesetzten Richtung. Die Ausgangssignale des Zählers 39 sind an einen Digital-Analog-Wandler 40 angekoppelt, der ein Steuersignal für den Phasenschieber 22 erzeugt.

Da der nichtlineare Produkt-Erzeuger 36 polaritätsabhängig anspricht, erzeugt er ein Ausgangssignal einer Art, das eine voreilende Phasenlage anzeigt, und ein Ausgangssignal einer anderen Art, das eine nacheilende Phasenlage anzeigt. Die beiden Signalarten des Produkt-Erzeugers sind immer gleich, obwohl das ankommende Datensignal selbst eine natürliche Phasenumkehr des Trägers zeigen kann, die im Sender immer dann auftritt, wenn eine informationsbestimmende Amplitude gewählt wird, deren Polarität entgegengesetzt zu der Polarität der unmittelbar vorhergehenden informationsbestimmenden Amplitude ist. Das ist deswegen so, weil die übertragenen Phasenumkehrungen die Polarität beider Eingangssignale des Produkt-Erzeugers gleichzeitig umschalten.

Treibimpulse für den reversiblen Zähler 39 werden von einem Impulsgenerator 41 unter Steuerung der Ausgangssignale von den beiden Tiefpaßfiltern 33 und 38 geliefert. Die Impulswiederholungsgeschwindigkeit des Generators 41 ist klein im Vergleich zur Datensymbol-Rate. Zwei Gleichrichter-Begrenzerschaltungen 42 und 43 koppeln die Ausgänge der Tiefpaßfilter an ein ODER-Gatter 46. Von den Tiefpaßfiltern 33 und 38 gelieferte Signale müssen eine vorbestimmte Minimalamplitude aufweisen, damit sie von den beiden Schaltungen 42 und 43 an das ODER-Gatter 46 zur Erregung eines UND-Gatters 47 gekoppelt werden können.

Wenn das Gatter 47 erregt ist, koppelt es jeden Ausgangsimpuls vom Impulsgenerator 41 an den Eingang des reversiblen Zählers 39, und der Zähler wird in der durch die Steuersignale von dem nichtlinearen Produkt-Erzeuger 36 angegebenen Richtung weitergeschaltet. Der Zähler 39 wird also immer dann betrieben, wenn das Demodulator-Eingangssignal Trägerfrequenzanteile oder eine Folge von Datensymbolen mit verhältnismäßig kleinen Amplitudenänderungen enthält.

Der Zähler 39 wird in Tätigkeit gesetzt, wenn die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter oder eines von ihnen wenigstens eine vorbestimmte Minimalamplitude aufweist, und die Betriebsweise des reversiblen Zählers ist eine Funktion der relativen Polaritäten

ίο an den Ausgängen der beiden Tiefpaßfilter. Nach jedem Betriebsvorgang bleibt der Zähler 39 in seinem letzten Zustand bestehen und speichert also den letzten Zustand. Folglich bleibt also die Einstellung des Phasenschiebers 22 zwischen den Zeitpunkten konstant, in denen der Zähler 39 zur Überwachung der Phasenbedingung in Betrieb gesetzt worden ist. Der Phasenschieber 22 und der Zähler 39 sind in dem Ausführungsbeispiel so aufgebaut, daß ihr gesamter Phasensteuerungsbereich elektrisch größer als 360° für die geteilten Trägerfrequenzsignale ist, die auf den Leitungen 26 und 27 erzeugt werden. Bei einem experimentellen Ausführungsbeispiel betrug der Steuerbereich etwa 400°. Wenn der Steuerbereich nur 360° beträgt und die Eingangsphasenbedingungen einen Betrieb des reversiblen Zählers entsprechend 360° für die Trägerfrequenz verlangen, würden wiederholt große Schritte des Zählers auftreten. Immer dann, wenn ein solcher Zähler zwischen den Extremwerten seines Bereiches arbeitet, tritt eine unregelmäßige Änderung der Trägerphasenlage auf. Wenn beispielsweise der Zähler 39 jedesmal, wenn eine Phasenverschiebung von 365° angezeigt wird, vollständig zurückgestellt werden muß, wurden wiederholt Intervalle mit unrichtiger Phase auftreten.

Bei einem Steuerbereich von 400° kann der Zähler 39 jedoch um den Punkt von 360° ebenso schnell und leicht vor und zurück betrieben werden, wie um jeden anderen Punkt. Wenn eine weitere Phasenverschiebung in Richtung zum 400°-Bereich angezeigt wird, rückt der Zähler auf den vollen Zählwert vor, bevor er anfängt, um den richtigen Wert zu pendeln. Falls notwendig, läuft der Zähler einmal über in den Rückstellzustand und rückt dann auf den äquivalenten Zustand mit 40° vor, um den er dann wie verlangt pendelt, ohne dauernd zwischen seinen Extremwerten vor- und zurücklaufen zu müssen.

Während des Startvorgangs für die Empfangsstelle wird eine negative Bezugsspannungsquelle 48 über einen Strombegrenzerwiderstand 49 und einen Wahlschalter 50 an den Eingang des Verstärkers 37 an Stelle des Ausgangs des /-Demodulators 29 angelegt. Die Spannungsquelle 48 hat negatives Potential, da dies die Polarität des mittleren Potentials ist, das normalerweise am Ausgang des /-Demodulators 29 erscheint, wenn konstante Trägerfrequenz mit richtiger Phasenlage während des oben erläuterten Vorbereitungsintervalls empfangen wird. Dieser Umstand läßt sich an Hand der Kurvenformen 601 bis 606 in F i g. 3 erkennen, in der die ausgezogenen Kurven den richtigen Phasenzustand wiedergeben. Der konstante Träger von der Leitung und der in Phase liegende wiedergewonnene Träger 602 bewirken, daß der /-Demodulator 29 ein durch eine Vollweg-Gleichrichtung abgewandeltes Abbild 605 des Trägers mit negativ gerichteten Ausschlägen liefert. Der Mittelwert ist negativ und entspricht der negativen Spannung der Quelle 48, die im Ausgangssignal 607 des Filters 38 auftritt.

Während des Startvorgangs wird die Quelle 48 durch den Schalter 50 angelegt, um den Produkt-Erzeuger 36 so vorzuspannen, daß er in der richtigen Phasenlage mit Bezug auf den konstanten Träger von der Leitung einrastet statt bei einer Phasenver-Schiebung von 180°. Das wäre im anderen Falle möglich, wie im einzelnen später noch erläutert werden soll. Wie wichtig es ist, den 180°-Zustand zu vermeiden, läßt sich wiederum an Hand der F i g. 3 erkennen. Wenn der wiedergewonnene, an den /-Demodulator angelegte Träger 602 um 180° von dem in F i g. 3 dargestellten Phasenzustand abweicht, wäre die sich ergebende Welle 605 am Ausgang des /-Demodulators ein durch einen Vollweg-Gleichrichter erzeugtes Signal mit positiven Ausschlägen statt der in F i g. 3 dargestellten negativen Ausschläge. Bei einer Sprachübertragungsanlage würde eine solche Umkehr im endgültigen Ausgangssignal der Sendestelle wahrscheinlich nicht festgestellt. Bei einer Endstelle für Datenübertragungen und insbesondere vielstufigen Datenübertragungen der hier betrachteten Art mit sowohl positiven als auch negativen Kodierstufen würde jedoch die Umkehrung zu einer Vertauschung der Polaritäten der informationsbestimmenden Signalstufen führen. Folglich werden dann die Signalstufen durcheinandergeworfen, und die sich ergebende Datenwelle wird in eine Folge von bedeutungslosen Impulsen umgewandelt. Durch die Verwendung der Bezugsspannung 48 beim Startvorgang wird ein fehlerhaftes Einrasten vermieden.

In Verbindung mit den Fig. 2, 2A, 2B und 3 soll im folgenden beschrieben werden, wie dies während des Datenempfangs verhindert wird.

In F i g. 3 zeigen die beiden Kurven 426 und 427, daß die beiden Versionen des wiedergewonnenen Trägers 602 und 603, die von dem Teiler 23 an die Demodulatoren 29 und 32 geliefert werden, einen Phasenunterschied von 90° haben. Das Ausgangssignal des Q-Demodulators gemäß Kurve 432 weist im wesentlichen gleiche positiv und negativ gerichtete Abschnitte auf, so daß das Ausgangssignal 606 des ß-Tiefpaßfilters für den Zustand mit in Phase liegendem Träger Null ist. Das Ausgangssignal 605 des /-Demodulators besteht aus einer Folge von im wesentlichen einheitlichen, negativ gerichteten Signalausschlagen 429, die am Ausgang des /-Tiefpaßfilters 38 gemäß Kurve 438 als negative Gleichspannung erscheinen. Die Spannung Null, d. h. Erdpotential, vom Filter 33, die eine korrekte Phasenbeziehung anzeigt, und die negative Spannung vom Filter 38 bewirken, daß der Produkt-Erzeuger 36 eine unbestimmte Ausgangssteuerspannung für den Zähler 39 liefert, die einen symmetrischen Zustand des Phasensteuerkreises anzeigt.

Fig. 2A zeigt ein Phasenfehlerdiagramm, das in vier Quadranten eingeteilt ist. Das Polaritätszeichen in jedem Quadranten gibt die Polarität der Ausgangsspannung vom Produkt-Erzeuger 36 an. Für eine solche Ausgangsspannung wird eine Vektor-Rotation des Fehlerwinkels in der durch einen Pfeil außerhalb des Quadranten angezeigten Richtung angenommen. Eine positive Ausgangsspannung des Produkt-Erzeugers bewirkt also für Phasenwinkelfehler in den beiden oberen Quadranten I und II, daß der Zähler 39 vorwärts in Richtung 610 zählt, um den Phasenfehler-Vektor im Uhrzeigersinn in Richtung auf die Fehlerposition mit 0° dreht. Entsprechend weist der Produkt-Erzeuger negative Ausgangsspannung auf, wenn der Phasenwinkelfehler-Vektor in einem der beiden unteren Quadranten III und IV des Diagramms nach Fig. 2A liegt. Dadurch wird der Zähler 39 veranlaßt, rückwärts in Richtung 611 zu zählen, um den Fehlerwinkel-Vektor im Gegenuhrzeigersinn in Richtung auf die Position 0° zu drehen. Wenn der Phasenwinkelfehler genau 180° beträgt, kann der Produkt-Erzeuger 36 den Zähler 39 entweder vorwärts oder rückwärts in Richtung 610 oder 611 weiterschalten.

Die gestrichelte Kurve im Diagramm 601 der F i g. 3 zeigt den Zustand, in dem der konstante, von der Sendestelle als Signal empfangene Träger gemäß Kurve 400 nicht in Phase mit dem wiedergewonnenen Träger gemäß Kurve 500 ist, der örtlich in der Empfangsstelle erzeugt wird. Diese relative Phasenverschiebung zwischen dem empfangenen Träger und dem wiedergewonnenen Träger stellt einen voreilenden örtlichen Träger dar und bewirkt, daß das Ausgangssignal 604 des Q-Demodulators 32 positiv gerichtete Ausschläge 532 aufweist, die größer sind als die negativ gerichteten Ausschläge. Folglich ist die Ausgangsspannung des ß-Tiefpaßfilters 33 gemäß Kurve 433 positiv. Für den gleichen Phasenfehler zwischen dem örtlichen und dem empfangenen Träger enthält die Ausgangsspannung 605 des /-Demodulators 29 jetzt gemäß Kurve 529 kleine positiv gerichtete Spitzen zusätzlich zu den negativ gerichteten Abschnitten. Der Mittelwert der Ausgangsspannung des Demodulators 29 erscheint dann entsprechend Kurve 538 als kleinere negative Gleichspannung im Ausgangssignal 607 des /-Tiefpaßfilters 38. Die Ausgangsspannungen der beiden Tiefpaßfilter weisen demnach entgegengesetzte Polarität auf, der Produkt-Erzeuger 36 liefert entsprechend Kurve 601 ein positives Ausgangssignal 608, und der Zähler 39 zählt in Vorwärtsrichtung, um den Vektor des Phasenwinkelfehlers im Uhrzeigersinn in Richtung auf den Phasenfehler Null zu drehen. Anders gesagt, wenn der Zähler 39 vorwärts zählt, verringert er einen voreilenden Phasenfehler im örtlich erzeugten Träger.

Auf entsprechende Weise läßt sich erkennen, daß für den Fall, daß der konstante Träger von der Leitung einen Phasenwinkelfehler Φ_τ in entgegengesetzter Richtung wie der in F i g. 3 dargestellten aufweist, der wiedergewonnene Träger eine nacheilende Phasenbeziehung hinsichtlich des von der Leitung empfangenen Trägers aufweist, der an den /-Demodulator 29 angelegt ist. Das Ausgangssignal 604 des Ö-Demodulators 32 wird dann so verschoben, daß die negativ gerichteten Ausschläge größer sind als die positiv gerichteten Ausschläge, so daß die Ausgangsspannung des Filters 33 negativ ist. In diesem Fall weist die Ausgangsspannung des /-Demodulators 29 immer noch positiv gerichtete Spitzen auf, die aber keine Polaritätsumkehr der negativen Ausgangsspannung des /-Tiefpaßfilters 38 bewirken. Die Ausgangsspannungen beider Tiefpaßfilter weisen für nacheilende Phasenfehler gleiche Polarität auf. Der Produkt-Erzeuger 36 liefert dann negative Ausgangsspannung, die den Zähler 39 rückwärts zählen läßt und den Phasenwinkelfehler im Gegenuhrzeigersinn in Richtung auf den Phasenfehler Null rotieren läßt.

Die oben beschriebenen Umstände, unter denen der Zähler 39 zur Herabsetzung eines voreilenden Phasenfehlers des örtlichen Trägers in Vorwärtsrichtung und zur Herabsetzung eines nacheilenden Phasenfehlers des örtlichen Trägers in Rückwärts-

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richtung zählt, treffen im wesentlichen auch für den würde also zu einer Reaktion des Produkt-Erzeugers Empfang von Daten zu. Wie jedoch bereits angege- 36 führen, als ob der Winkel doppelt so groß wäre, ben, ist während des Empfangs von Daten, die bei- Das heißt, ein Fehlerwinkel von 100° bewirkt, daß spielsweise mit unterdrücktem Träger ankommen, der Produkt-Erzeuger so anspricht, als ob der Fehlernormalerweise keine Trägerkomponente kontinuier- 5 winkel 200° beträgt. Entsprechend dem Diagramm lieh vorhanden, wenn die Daten sich willkürlich nach Fig. 2A würde der Produkt-Erzeuger dann ein ändern. Für den Fall, daß die Daten eine Folge von negatives Ausgangssignal liefern, das den Zähler 39 Symbolen mit gleichen oder benachbarten Ampli- rückwärts zählen läßt. Das ist durch das Minustudenstufen enthalten, beinhaltet das Signal kurze Zeichen im zweiten Quadranten des Diagramms Stöße niederfrequenter Anteile, die unterhalb der io nach Fig. 2B angedeutet. Entsprechend würde ein Grenzfrequenz der Filter 33 und 38 liegen. Der De- tatsächlicher Phasenwinkelfehler im Quadranten III modulator wird dadurch veranlaßt, den Zähler 39 in des Diagramms nach Fig. 2B zu einem Ausgangsder beschriebenen Weise in Abhängigkeit von Steuer- signal des Produkt-Erzeugers 36 führen, als ob der Signalen des Produkt-Erzeugers 36 zu betätigen, um Fehlerwinkel im Quadranten I oder II läge. Demdie Phase des wiedergewonnenen Trägers zu ver- 15 gemäß ist ein positives Vorzeichen im dritten Quaschieben. Wenn ein genügend großer Unterschied dranten der Fig. 2B angegeben,
zwischen den Phasenlagen des wiedergewonnenen Es zeigt sich also, daß beim Empfang von Daten Trägers und des Signals von der Leitung zur Betäti- ein tatsächlicher Phasenwinkelfehler von 90° dem gung des Gleichrichter-Begrenzers 42 vorhanden ist, Produkt-Erzeuger 36 als Phasenwinkelfehler von findet die Phasenkorrektur kontinuierlich in einer 20 180° erscheint. Wie in Fig. 2A gezeigt, kann der Richtung während solcher Stöße statt. Im anderen Produkt-Erzeuger in diesem speziellen Fall den Zäh-Falle stellt der Zähler den richtigen Zustand dar und ler 39 entweder vorwärts oder rückwärts zählen pendelt um diesen Zustand in einem sehr kleinen lassen. Das ist in Fig. 2B dargestellt, in der die Phasenwinkelbereich von etwa zwei Zählschritten, Pfeile, die die Betriebsrichtung des Zählers 39 ansolange Impulse vom Generator 41 geliefert werden. 25 zeigen, und die Fehlerwinkel-Vektorrotation in ent-

Beim Empfang von Daten gibt es jedoch einen gegengesetzten Richtungen 610 a und 611a von entmöglichen Unterschied zwischen dem Ansprechen weder der 90°-Position oder der 270°-Position verdes Demodulators auf Daten und auf einen konstan- laufen. Daraus ergibt sich, daß ein tatsächlicher Phaten Träger. Wenn ein konstanter Träger empfangen senwinkelfehler von 90° den Zähler 39 veranlassen wird, ist im Ausgang der Tiefpaßfilter 33 und 38 kein 30 kann, eine Phasenverschiebung des örtlichen Trägers Wechselstrom vorhanden, und der Produkt-Erzeuger entweder in den O°-Sperrzustand oder den 180°-Zu-36 spricht auf die Polaritäten der beiden Gleichspan- stand zu bewirken. Im 180°-Zustand würden die nungen an. Wenn Daten empfangen werden, und Ausgangsdaten der Empfangsstelle wegen der oben zwar entweder mit oder ohne einen Phasenwinkel- beschriebenen Stufenumkehrung verstümmelt werden, fehler zwischen dem Signal von der Leitung und dem 35 In der Praxis hat sich gezeigt, daß das Auftreten wiedergewonnenen Träger, sind keine Wechselstrom- von Phasenwinkelfehlern, deren Größe ausreicht, um komponenten in den Ausgangssignalen der beiden die Phaseneinstellschaltung nach Fig. 2 in die unTiefpaßfilter vorhanden. Da diese Ausgangsspannun- bestimmte 90°-Position gemäß Fig. 2B zu bringen, gen in Phase mit Bezug aufeinander wegen der Er- außerordentlich unwahrscheinlich ist. Im allgemeinen zeugung von um 90° verschobenen Trägerwellen 40 erzeugen Kanalverschiebungen im Trägersystem der durch den Teiler 23 stehen, spricht der Produkt- erwähnten Art keine Fehlerwinkel solcher Größe. Erzeuger 36 auf sinusförmige Funktionen an beiden Trotzdem sind in Fig. 2 vorgesehene, zusätzliche Eingängen an. Es läßt sich zeigen, daß das Produkt Schaltungen in der Lage, die Möglichkeit einer dieser beiden Eingangssignale eine Gleichstromkom- Phasensperrung in der 180°-Lage bei der Datenponente proportional dem Sinus des doppelten 45 übertragung zu berücksichtigen.
Fehlerwinkels hat. Die sich bei einem Betrieb in der 180°-Phasenlage

Ein beispielsweise durch eine Verschiebung des ergebende große Zahl von Fehlern wird mit Hilfe Trägerfrequenz-Übertragungskanals von einem Teil einer Fehlersteuerschaltung 51 berücksichtigt. Zwei eines Trägerspektrums auf einen anderen verursach- Koinzidenz-Gatter 52 und 53 in Fig. 2 weisen jeter Sprung des Phasenwinkelfehlers kann einen Feh- 50 weils eine sperrende, d. h. invertierende Eingangslerwinkel von 45° oder mehr erzeugen. Wegen der verbindung und eine normale Eingangsverbindung "Wechselstrom-Abhängigkeit in Form der Funktion auf. Während des normalen Betriebs erzeugt die sin 2 Φ, würde der Produkt-Erzeuger 36 dann dabei Fehlersteuerschaltung 51 ein erstes Ausgangssignal so ansprechen, als ob der Fehlerwinkel 90° oder auf der Leitung 56, das das Gatter 52 zu Anfang mehr beträgt. Entsprechend würde, wenn der Phasen- 55 sperrt. Diese Sperrung wird aufgehoben, wenn die winkelfehler wenigstens gleich 90° ist, der Produkt- Fehlersteuerschaltung 51 die Rahmen-Synchronisa-Erzeuger 36 so ansprechen, als ob der Fehlerwinkel tion mit Bezug auf ankommende Daten-Rahmenwenigstens 180° beträgt. impulse während der Vorbereitungsperiode der Emp-

Fig. 2B zeigt die beschriebene Art der Produkt- fangsstelle in bekannter Weise erreicht hat. Dieses Operation, und der dargestellte Phasenwinkelfehler 60 Signal auf der Leitung 56, das an den Sperreingang ist der tatsächliche Phasenwinkelfehler. Die Polari- des Gatters 52 angelegt ist, erregt das Gatter während tätszeichen in den Quadranten der Fig. 2B entspre- der restlichen Datenübertragung. Die Fehlersteuerchen jedoch der Reaktion des Produkt-Erzeugers auf schaltung 51 erzeugt außerdem ein Ausgangssignal den doppelten Fehlerwinkel entsprechend der Art und auf der Leitung 57, das die in der Fehlersteuerschal-Weise, in der der Produkt-Erzeuger auf den in 65 tung 51 erzeugten Rahmensignale umfaßt. Diese Si-Fig. 2A gezeigten Fall mit konstantem Träger an- gnale erregen das Gatter 53. Immer dann, wenn die sprechen würde. Ein gemäß Fig. 2B in den Qua- Fehlersteuerschaltung 51 eine so große Zahl von dranten II fallender tatsächlicher Phasenwinkelfehler Fehlern feststellt, daß sie eine Anforderung zur er-

neuten Übertragung eines Wortes zwischen aufeinanderfolgenden Rahmenimpulsen zur nicht gezeigten Sendestelle zurücküberträgt, legt die Fehlersteuerschaltung 51 dieses Signal auch an die Leitung 58 an, um das Gatter 53 zu sperren und das Gatter 52 zu betätigen. Die oben angegebenen Signale auf den Leitungen 56, 57 und 58 sind alle in bekannten Fehlersteuerschaltungen verfügbar, und die zu ihrer Ableitung erforderlichen Schaltungen sind nicht gezeigt.

Wenn während der normalen Datenübertragung keine Fehler oder nur so wenige Fehler auftreten, daß die Fehlersteuerschaltung 51 sie korrigieren kann, ist das Gatter 53 nicht gesperrt, und die Rahmenimpulse von der Fehlersteuerschaltung 51 werden über die Leitung 57, das Gatter 53 und ein ODER-Gatter 59 zur Rückstellung an einen Binärzähler 60 angelegt, der die Ausgangsimpulse des Gatters 52, die am Komplement-Eingang des Zählers anliegen, zählt. Wenn eine große Zähl von aufeinanderfolgenden Fehlern auftritt, beispielsweise wenn die Demodulator-Phase im 180°-Phasenwinkelfehler-Zustand gesperrt ist, schalten die Neuübertragungsimpulse auf der Leitung 58 den Zähler 60 weiter. Die Rahmenimpulse können den Zähler nicht zurückstellen, da sie gleichzeitig mit den Neuübertragungsimpulsen auftreten, die das Gatter 53 sperren. Eine Folge von nacheinander auftretenden Neuübertragungsimpulsen auf der Leitung 58 lassen den Zähler 60 auf eine vorbestimmte Stufe vorlaufen, beispielsweise vier Neu-Übertragungsimpulse. Am binären 1-Ausgang der letzten Zählerstufe wird ein Ausgangsimpuls erzeugt, der einen monostabilen Multivibrator 61 triggert. Die Ausgangsspannung des Multivibrators 61 sperrt während der unstabilen Lage das Gatter 21 und damit die Zuführung von der Träger-Harmonischen mit 9600 Hz über die Leitung 301 zum Phasenschieber 22.

Der Multivibrator 61 ist so ausgebildet, daß seine unstabile Periode gleich der Periode einer Welle von 4800Hz für das Ausführungsbeispiel ist. Folglich werden zwei volle Perioden der Träger-Harmonischen von 9600 Hz für den Phasenschieber 22 gesperrt. Wenn der Multivibrator in seinen stabilen Zustand zurückkehrt, wird die Sperrung des Gatters 21 aufgehoben und die Träger-Harmonische wieder zum Phasenschieber 22 geliefert. Die fehlenden zwei aufeinanderfolgenden Perioden führen jedoch zu einer Phasenverschiebung von 180° des auf den Leitungen 26 und 27 der beiden Demodulatoren 29 und 32 erscheinenden, geteilten Trägers. Das entspricht einer Rückstellung auf den O°-Phasenwinkelfehler-Zustand.

Eine Leitung 62 von der automatischen Verstärkungsregelung 11 legt ein Ausgangssteuersignal über das ODER-Gatter 59 zur Rückstellung an den Zähler 60 zu Beginn jedes Vorbereitungsintervalls für die Datenübertragung an den Zähler an, um sicher zu sein, daß sich der Zähler im richtigen Zustand zur Anzeige des 180°-Sperrzustandes befindet. Dieses Steuersignal ist mit Hilfe bekannter Mittel so verzögert, daß kurze Signalunterbrechungen den Zähler 60 nicht zurückstellen.

Die F i g. 5 bis 8 werden gemäß F i g. 4 zu einem Gesamtschaltbild des Demodulators nach Fig. 2 zusammengefügt. Der Trennverstärker 28 am Eingang des /-Demodulators 29 enthält den Transistor 66, der als linearer Emitterverstärker arbeitet. Zu diesem Zweck ist er mit Hilfe eines Spannungsteilers so vorgespannt, daß er normalerweise leitet. Der Spannungsteiler enthält die beiden Widerstände 67 und 68, die in Reihe zwischen eine positive Spannungsquelle 69 und eine negative Spannungsquelle 70 geschaltet sind. Die Quellen sind schematisch in Form eines in einem Kreis angeordneten Polaritätszeichens dargestellt, das eine Verbindung zu einer Quelle entsprechender Polarität anzeigt, deren Anschluß entgegengesetzter Polarität an Erde liegt. Diese schemaίο tische Darstellung wird in allen Zeichnungen benutzt. Der Trennverstärker 31, der die Eingangssignale zum ß-Demodulator 32 gibt, ist etwas komplizierter aufgebaut, damit seine Eingangsimpedanz hoch ist, so daß seine Anschaltung an die Eingangsschaltung und den Eingang des /-Demodulators 29 dessen Betrieb nicht stört. Dazu ist der Transistor 71 als weiterer Emitterverstärker vorgesehen, der ebenfalls linear arbeitet, und zwar mit Hilfe eines Spannungsteilers, der zwei in Reihe geschaltete Widerstände 72 und 73 enthält, deren Verbindungspunkt über einen Widerstand 76 an der Basis des Transistors 71 liegt. Die Eingangssignale für den Verstärker werden an die Basis angekoppelt. Ein Kondensator 77 verbindet den Emitter des Transistors 71 mit dem Verbindungspunkt des Spannungsteilers, so daß sich eine Wechsel strom-Rückkopplung ergibt, die dazu führt, daß die Basis und der Emitter des Transistors 71 etwa auf dem gleichen Wechselstrom-Potential liegen. Folglich weist die Schaltung hohe Eingangsimpedanz auf, und die Nebenschlußwirkung des Spannungsteilers mit den Widerständen 72 und 73 wird herabgesetzt.

Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 71 liegt an der Basis der beiden Transistoren 78 und 79, die zusammen einen Emitterfolger bilden, in welehern der Transistor 79 den Emitter-Lastwiderstand des Transistors 78 darstellt. Der Transistor 79 als Lastwiderstand liefert ein Ausgangssignal, das verhältnismäßig frei von Verzerrungen ist, die durch normale Emitterverstärker hervorgerufen werden.
Der /-Demodulator 29 und der ß-Demodulator 32 sind symmetrische Modulatoren, die mit einem Trägersignal mit Rechteck-Wellenform versorgt werden. Die Demodulatoren arbeiten also nach Art von Schalt-Demodulatoren. Die beiden Demodulatoren 29 und 32 entsprechen sich bis auf verhältnismäßig geringfügige Abweichungen, soweit es die Erfindung angeht. An den /-Demodulator wird das modulierte Signal über die Primärwicklung 80 des Übertragers 81 angelegt. Die Wicklung 80 liegt in Reihe im Emitterkreis des Transistors 66 vom Trennverstärker. Die Sekundärwicklung des Übertragers 81 besteht aus zwei Teilen 82 α und 82 b, die über einen Spannungsteiler 83 in Reihe geschaltet sind. Der Anzapfpunkt 83 a des Spannungsteilers führt über einen Widerstand 86 demodulierte Ausgangssignale einem Daten-Tiefpaßfilter am Eingang des Entzerrers 17 zu.

Die beiden Enden der Sekundärwicklungen 82 a und 82 b sind jeweils mit dem Kollektor von zwei Transistoren 87 und 88 verbunden, deren Emitter zusammengeschaltet sind und an einem Anschluß mit positivem Potential eines Spannungsteilers mit zwei in Reihe geschalteten Widerständen 89 und 90 liegen. Das positive Potential an den Emittern ist nur sehr niedrig und gleicht den Einfluß der Spannungen entgegengesetzter Polarität auf Grund der pn-Übergänge in den Transistoren 87 und 88 aus. Diese Spannungen ergeben sich aus dem Widerstand in den Transistor-Übergängen, obwohl die Transistoren im

Sättigungsbereich betrieben werden. Die Ausschaltung dieser Einflüsse setzt den Betrag störender Demodulationsprodukte herab, die im Ausgangssignal des Demodulators erscheinen.

Der Anzapfpunkt 83 a des Spannungsteilers 83 dient der Feineinstellung der Symmetrie. Damit läßt sich eine genauere Mittenverbindung erreichen, als es im allgemeinen durch Anzapfen einer Übertragerwicklung möglich ist. Eine genau bestimmte Mittenverbindung ist wünschenswert, damit die Sekundärwicklung des Übertragers induktiv symmetrisch ist und nur ein sehr kleiner Betrag des modulierten Signals von der Leitung über den Demodulator zu dessen Ausgang gelangen kann. Da es sich um einen Produkt-Demodulator handelt, soll dessen Ausgangssignal in erster Linie das Produkt des Trägers und der Leitungssignale enthalten, wobei nur möglichst kleine Beträge dieser beiden Signale direkt vorhanden sind. Ein Kondensator 91 verbindet die gleichgepolten Anschlüsse der Primär- und Sekundärwicklung des Übertragers 81, um eine Auslöschung kleiner Signalanteile von der Leitung zu bewirken, die kapazitiv über die Übertragerwicklungen an den Ausgang des Demodulators gekoppelt werden.

Die Basis der Transistoren 87 und 88 ist durch Anschaltung an negative Spannungsquellen 92 und 93 vorgespannt. Die Basis-Elektroden sind außerdem über zwei Dioden 96 bzw. 97 an die Ausgänge des in sich geschlossenen Schieberegisters 23 angeschaltet. Das Schieberegister enthält zwei bistabile Multivibratoren 98 und 99, die so geschaltet sind, daß jeweils die Ausgangsspannung des einen die Eingänge des anderen beaufschlagt. Außerdem werden beide Multivibratoren im Vielfach durch die Träger-Harmonische mit 9600 Hz beaufschlagt, die vom Phasenschieber 22 geliefert wird¹. Bei dieser Betriebsweise erzeugt das in sich geschlossene Schieberegister ein Paar von Ausgangssignalwellen, und zwar jeweils eine von jedem Multivibrator, mit gleicher Frequenz und mit einer Phasenverschiebung von 90° mit Bezug aufeinander. Unter Verwendung des zweistufigen Schieberegisters mit einem Eingangssignal von 9600 Hz werden also zwei Ausgangswellen mit 2400 Hz erzeugt. Jede dieser Wellen ist wegen der Frequenzteilung des Schieberegisters insofern genau symmetrisch, daß der positive Ausschlag jeder Halbwelle genau die gleiche Dauer hat wie der negativ gerichtete Ausschlag der Halbwelle.

Die Einzelheiten des Multivibrators 99 sind in F i g. 5 gezeigt. Der Multivibrator ist herkömmlicher Art. Er weist eine komplementäre Eingangsschaltung der Art auf, daß jeder Eingangsimpuls, unabhängig davon, ob er vom Phasenschieber 22 oder von dem anderen Multivibrator 98 kommt, den Multivibrator triggert. Der Multivibrator 98 ist das Spiegelbild des Multivibrators 99. Die Verbindung der Eingänge und Ausgänge zur Erzielung der Betriebsweise eines in sich geschlossenen Schieberegisters ist ebenfalls dargestellt.

Wie F i g. 5 zeigt, ist der ß-Demodulator 32 dem /-Demodulator 29 ähnlich. Entsprechende Schaltelemente sind mit gleichen oder ähnlichen Bezugsziffern verschen. Im Q-Demodulator 32 sind die Emitter der Transistoren 87 und 88 an Erde statt an eine kleine positive Spannung gelegt, da das Ausgangssignal dieses Demodulators nicht zur Dekodierung übertragener Datensignale benutzt wird. Eine Kompensation der Transistor-Gegenspannung wird im Produkt-Erzeuger 36 zusammen mit anderen Kompensationen erreicht. Da die Leitungssignal-Frequenzanteile im Ausgangssignal des ß-Demodulators 32 durch das Tiefpaßfilter 33 vor Anlegen an den Produkt-Erzeuger 36 ausgefiltert werden, ist es auch nicht erforderlich, ein Potentiometer 83 oder einen Kondensator 91 im Q-Demodulator vorzusehen, um die induktive und kapazitive Symmetrie im Übertrager 81' zu verbessern. Man beachte, daß

ίο die Polaritätsbeziehung zwischen der Primär- und Sekundärwicklung der Übertrager 81 und 81' in den beiden Demodulatoren unterschiedlich ist. Dieser Polaritätsunterschied stellt schematisch eine Polaritätsumkehr beim /-Demodulator für ein bestimmtes Anwendungsbeispiel dar, bei dem eine weitere Polaritätsumkehr notwendigerweise in einer anderen Schaltung auftritt. Es hat sich als zweckmäßig herausgestellt, diese Umkehr im Demodulator zu kompensieren. Dadurch wird der Tatsache Rechnung getragen, daß in F i g. 3 die Ausgangssignale des I- und Q-Demodulators bei einem phasenverschobenen Träger entgegengesetzte Polarität haben.

Der Wahlschalter 50' am Ausgang des /-Demodulators 29 ist in F i g. 6 elektrisch verwirklicht. Er empfängt das gleiche Gleichstrom-Steuersignal auf der Leitung 62 von der automatischen Verstärkungsregelung 11, um anzuzeigen, daß die Pilotfrequenz empfangen wird. Das Signal auf der Leitung 62 triggert im Wahlschalter 50' einen monostabilen Multivibrator 110, dessen binäre 1- und 0-Ausgänge an den Eingang von zwei Koinzidenzgattern 111 bzw. 112 angeschaltet sind. Das Gatter 111 wird durch den binären 1-Ausgang des monostabilen Multivibrators 110 betätigt, wenn dieser sich in seinem unstabilen Betriebszustand befindet. Das Gatter 111 koppelt dann die negative Spannungsquelle 48 über ein ODER-Gatter 113 an den Trennverstärker 37 an. Das Gatter 111 bleibt in diesem Betriebszustand, solange der monostabile Multivibrator 110 sich in seinem unstabilen Zustand auf Grund des zu Anfang empfangenen Signals für angezeigtes Pilotsignal befindet. Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators entspricht der Dauer des Intervalls mit konstantem Träger und Pilotsignal während des Startvorgangs.

Danach kehrt der monostabile Multivibrator in seinen stabilen Betriebszustand zurück, obwohl das Pilot-Anzeigesignal weiterhin an seinem Eingang während des restlichen Startvorgangs und während der folgenden Datenübertragung steht. Wenn der monostabile Multivibrator 110 zurückgestellt ist, betätigt sein binärer 0-Ausgang das Koinzidenzgatter 112, um den Ausgang des /-Demodulators 29 über das ODER-Gatter 113 mit dem Trennverstärker 37 zu verbinden.

Der Verstärker 37 ist ein einfacher Emitterfolger, der normalerweise etwa in der Mitte seines Aussteuerbereiches durch eine an die Basis des Transistors 117 angeschaltete negative Spannungsquelle 116 vorgespannt ist. Eine positive Spannungsquelle 118 liegt am Emitter des Transistors. Der Verstärker dient dazu, eine hohe Eingangsimpedanz zurück über den Wahlschalter für den /-Demodulator 29 bereitzustellen, so daß die Phasensteuerschaltungen des Demodulators den Informationssignalweg nicht zu stark belasten.

Die beiden Tiefpaßfilter 33 und 38 enthalten jeweils einen Reihenwiderstand 119 und einen Querkondensator 120, die so bemessen sind, daß ihre

15 16

Grenzfrequenz bei dem Ausführungsbeispiel etwa Basis des Transistors 136 und zu einer noch stärker 25 Hz beträgt, so daß die Signale von der Leitung, negativen Spannung am Emitter des Transistors 133. d. h. die Informationssignale, am Ausgang des De- Folglich sperrt der letztere Transistor, während der modulators gesperrt und nur gleichstrom- und nieder- Transistor 136 im Sättigungsbereich leitet und die frequente Wechselstromanteile nahe der Frequenz 5 Leitung 137 etwa auf Erdpotential bringt. Zur VerNull von den Tiefpaßfiltern durchgelassen werden. einfachung der Erläuterung wird angenommen, daß Die Transistoren 121 und 122 sind als weitere dieses Erdpotential positiv ist und den reversiblen Emitterfolger an die Ausgänge der Tiefpaßfilter an- Zähler in Vorwärtsrichtung zählen läßt, wenn er an geschaltet, um eine zusätzliche Trennung zu bewir- seinem Zähleingang Impulse vom Impulsgenerator ken. Die Emitter der Transistoren l2l und 122 sind io empfängt.

an die Eingange des nichtlinearen Produkt-Erzeugers Für den Fall, daß die Polaritäten am Eingang um-

36 und an die Gleichrichter-Begrenzer 43 und 42 gekehrt sind, so daß der Transistor 132 gesperrt und

angeschaltet. der Transistor 131 eingeschaltet ist, arbeitet der Pro-

Der Produkt-Erzeuger 36 (F i g. 8) hat, wie oben dukt-Erzeuger auf ähnliche Weise und erzeugt ein

angegeben, eine EXCLUSIV-ODER-Funktion, die 15 positives Steuersignal auf der Leitung 137, da der

er sowohl bei Gleichstrom-Eingangssignalen als auch Produkt-Erzeuger symmetrisch mit Bezug auf seinen

bei Wechselstrom-Eingangssignalen erfüllt. In Reihe Ausgang und seine entsprechenden Eingangs-

mit den Eingängen des Produkt-Erzeugers liegen anschlüsse ausgeführt ist.

zwei Widerstände 123 und 126 zur Strombegrenzung, Wenn jedoch beide Eingangssignale des Produktdie verhindern, daß der Produkt-Erzeuger die Ein- 20 Erzeugers gleiche Polarität aufweisen, ist die Betriebsgänge der Gleichrichter-Begrenzer 42 und 43 zu weise etwas anders. Für positive Eingangssignale stark belastet. Die Querwiderstände 127 und 128 sind beide Transistoren 131 und 132 gesperrt, so wirken mit einer positiven Spannungsquelle 129 bzw. daß die Emitter beider Transistoren 133 und 136 einer negativen Spannungsquelle 130 zusammen, um auf negativem Potential liegen. Die Spannungsquellen eine Kompensation von Transistor-Gegenspannungen 25 138 und 141 bringen die Basis-Elektroden der beiden in den verschiedenen Schaltungen, die Signale an den letztgenannten Transistoren notwendigerweise auf Produkt-Erzeuger liefern, zu bewirken, wie oben eine positivere Spannung als ihre Emitter, so daß erläutert und allgemein bekannt ist, die beiden Wider- die Ausgangsleitung 137 das negative Potential der stände und ihre Spannungsquellen kompensieren Quelle 146 annimmt. Wenn beide Eingangssignale außerdem solche Gegenspannungen, die durch Schal- 30 des Produkt-Erzeugers negativ sind, leiten beide tungen innerhalb des Produkt-Erzeugers entstehen. Transistoren 13l und 132 und bringen die Emitter Die Quellen 129 und 130 haben verschiedene PoIa- der Transistoren 133 und 136 etwa auf Erdpotential, ritäten, da bei dem Ausführungsbeispiei die Gegen- Unter diesen Umständen befinden sich die letztspannungs-Kompensation auf den beiden Seiten der genannten Transistoren notwendigerweise ebenfalls Schaltung verschieden ist. In beiden Fällen ist, wenn 35 im gesperrten Zustand, und die Ausgangsleitung 137 die Gleichstromkomponente im Ausgangssignal des wird auf das negative Potential der Quelle 146 geentsprechenden Demodulators Null ist, der Eingangs- bracht.

transistor des Produkt-Erzeugers so vorgespannt, daß Die Gleichrichter-Begrenzer 42 und 43 in F i g. 8,

er sich am Schwellwert seines Leitfähigkeitsbereiches die zur Anzeige niederfrequenter Demodulator-Aus-

befindet. 40 gangsanteile solcher Amplitude benutzt werden, daß

Die beiden Transistoren 131 und 132 werden in eine Überwachung der Trägerphase möglich ist, sind Emitterschaltung betrieben. Ihre Emitter sind ge- im wesentlichen gleich aufgebaut, und in F i g. 8 sind erdet, und die Transistoren liefern Eingangssignale nur die Einzelheiten für eine Schaltung dargestellt, an ein weiteres Paar von Transistoren 133 und 136, Ein als Differenzverstärker ausgebildeter Phasendie eine ODER-Schaltung bilden, Der gemeinsame 45 inverter liegt im Eingang und erhält Signale vom Koliektor-Ausgangsanschluß 137 der Transistoren Emitter des Transistors 122. Es sind zwei Transisto-133 und 136 liegt am Richtungs-Steuereingang des ren 147 und 148 vorgesehen. Der Transistor 147 bereversiblen Binärzähiers 39. findet sich normalerweise im leitenden Zustand auf

Der Produkt-Erzeuger spricht auf die relative PoIa- Grund der zusammenwirkenden Vorspannungsschalrität der an ihn angelegten Eingangssignale an und 50 tungen, die seinen Emitter mit einer positiven Spanerzeugt das Richtungs-Steuersignal für den Zähler. nungsquelle 149 und seine Basis mit einer negativen Wenn ein Eingangsanschluß positiv und der andere Spannungsquelle 150 in der Emitterfolger-Schaltung negativ ist, ist ein Eingangstransistor, beispielsweise mit dem Transistor 122 in F i g. 5 verbinden;
der Transistor 131, so vorgespannt, daß er nicht Der Transistor 148 leitet ebenfalls normalerweise leitet, und der andere Transistor 132, dem das nega- 55 auf Grund der Vorspannungsschaltungen, die seinen tive Eingangssignal zugeführt wird, wird im Sätti- Emitter mit der positiven Spannungsquelle 149 und gungsbereich betrieben. Der Kollektor des Transistors seine Basis mit einer Anzapfung 151 eines Span-132 liegt etwa auf Erdpotential und ist mit dem nungsteilerwiderstandes 152 verbinden. Dieser WiderEmitter des Transistors 136 verbunden. Dann führt stand ist über zwei Dioden 157 und 158 zwischen ein Stromfluß von einer positiven Spannungsquelle 60 eine negative Quelle 153 und eine positive Quelle 138 in Richtung zum Erdpotential am Kollektor des 156 geschaltet. Die Anzapfung 151 ist so eingestellt, Transistors 132 und über zwei Widerstände 139 und daß der Transistor 148 bei fehlenden Eingangssigna-140 zu einer positiven Vorspannung an der Basis des len normalerweise leitet und daß außerdem der Transistors 133. Entsprechend führt ein Stromfluß Phaseninverter-Verstärker symmetrisch auf positive von einer weiteren positiven Spannungsquelle 141 63 und negative Eingangssignale anspricht. Ein regelüber zwei Widerstände 142 und 143 in Richtung zum barer Widerstand 159 liegt zwischen den Emittern negativen Potential am Kollektor des nichtleitenden der Transistoren 147 und 148, und zwar getrennt Transistors 131 zu einer negativen Spannung an der von der Verbindung der Emitter mit der Quelle 149.

17 18

Der regelbare Widerstand verändert die Verstärkung daß in einem Phasensteuerbereich von 400° ein

des Phaseninverters und bestimmt damit die Ampli- Schritt jeweils 0,78° entspricht. Das führt zu einer

tude des Eingangssignals, die zur Betätigung eines brauchbaren Phasenschiebesteuerung für den wieder-

Vollweg-Diodengleichrichters 160 erforderlich ist. gewonnenen Träger in dem Ausführungsbeispiel mit

Zwei diagonal gegenüberliegende Anschlüsse des 5 16 Stufen, bei dem eine Phasenverschiebung von 3°

Gleichrichters sind mit den Kollektoren der Transi- das vielstufige Augenmuster vollständig schließen

stören 147 und 148 verbunden. würde und eine unbrauchbar hohe Fehlerrate bewir-

Die beiden anderen sich diagonal gegenüberliegen- ken würde.

den Anschlüsse des Brückengleichrichters 160 sind Der Digital-Analog-Wandler 40 in Fig. 7 ist eine an die Basis-Elektroden der beiden Transistoren 161 io bekannte Ausführung, die in Verbindung mit der und 162 angekoppelt, bei denen es sich um komple- Erfindung zufriedenstellend arbeitet. Die Ausgänge mentäre Ausführungen handelt und deren Kollektor- des reversiblen Binärzählers 39 sind mit individuellen Emitter-Strecken in Reihe zwischen einer positiven Impedanzsteuerschaltungen 167 im Digital-Analog-Spannungsquelle 163 und einer negativen Spannungs- Wandler 40 verbunden. Diese Schaltungen sind gleich quelle 166 liegen. Wenn das Ausgangssignal des 15 ausgebildet, so daß nur die Einzelheiten einer Schal-Fhaseninverter-Verstärkers eine genügend große tung dargestellt sind. Die Impedanzsteuerschaltungen Amplitude erreicht, um den Brückengleichrichter 167 steuern den Strom in den Querzweigen eines 160 zum Leiten zu bringen, werden die beiden Tran- leiterförmigen Impedanznetzwerks, in dem die sistoren 161 und 162 eingeschaltet. Dann liegt der Reihenwiderstände 168 zwischen Erde und den EinKollektor des Transistors 162 auf Erdpotential, das 20 gang eines Verstärkers mit der Verstärkung Eins geüber die ODER-Schaltung 46 die UND-Schaltung 47 schaltet, der zwei Transistoren 169 und 170 enthält, erregt, um den Ausgang des Impulsgenerators 43 mit Eine Bezugsspannungsquelle mit zwei Transistoren dem Zähleingang des reversiblen Binärzählers 39 zu 171 und 172 liefert eine stabile negative Bezugsspanverbinden. nung VR für alle Steuerschaltungen 167.

Im Ausgangssignal eines der beiden Demodulato- 25 Innerhalb einer Steuerschaltung 167 führt die ren 29 oder 32 ist die Bandbreite der Niederfrequen- Spannung VR zusammen mit einer wesentlich größezen, die eine Überwachung der Trägerphase bewirken ren negativen Spannungsquelle 173 zu einem Strom können, durch das entsprechende Tiefpaßfilter 33 durch einen Spannungsteiler mit einer Diode 176 und bzw. 38, die Einstellung der Anzapfung 151 und den einem Widerstand 177, die in Reihe zwischen die Schwellwert des Brückengleichrichters 160 gemein- 30 Spannung VR und die Quelle 173 geschaltet sind, sam bestimmt. Die Dämpfungskennlinien der Filter Die Diode 176 leitet also normalerweise und verbinenthalten einen Bereich von Frequenzen, der Ampli- det die Spannung VR mit dem Kollektor eines Trantudenänderungen der vielstufigen Signale über nur sistors 178, der in einer Emitterschaltung liegt und eine vorbestimmte Maximalzahl von benachbarten normalerweise nicht leitet. Eine positive Spannungs-Amplitudenstufen entspricht. Die Schwellwerte der 35 quelle 179 liefert dazu eine Vorspannung an die Basis Schaltungen 42 und 43 bewirken eine schärfere des Transistors 178, die in jeder Steuerschaltung 167 Grenzfrequenz, als es mit praktischen Filtern mög- außerdem eine andere Ausgangsspannung des reverlich ist. Es hat sich gezeigt, daß die oben angegebene siblen Zählers 39 empfängt. Der Zähler bringt die Grenzfrequenz von 25 Hz bei dem Ausführungs- Transistoren 178 in unterschiedlichen Permutationen beispiel zu einer befriedigenden Betriebsweise führt. 40 und Kombinationen entsprechend dem binären Zähl-Sie wurde durch die Filter in Verbindung mit Schwell- zustand des Zählers zum Leiten. Jeder leitende Tranwert-Verfahren erreicht. sistor 178 legt einen entsprechenden Querzweig des

Eine einzige Leitung 137 stellt die Richtungs- Impedanznetzwerkes mit den Widerständen 180 und Steuerinformation für den reversiblen Zähler 39 in 181 an Erde. Jeder Querzweig des Gesamtnetzwerkes F i g. 7 zur Verfügung. In F i g. 2 sind zur Verein- 45 kann also in Abhängigkeit von der Art der Ausgangsfachung zwei derartige Leitungen gezeigt worden, um spannungen des Binärzählers entweder an eine negadie Steuerung für das Vorwärts- und Rückwärtszäh- tive Spannung oder an Erde gelegt werden,
len getrennt darstellen zu können. Im Zähler 39 wird Das sich ergebende Potential an der Basis des eine nicht gezeigte, herkömmliche Phaseninverter- Transistors 169 im Verstärker mit der Verstärkung schaltung benutzt, um ein zweigleisiges Richtungs- 50 Eins hat einen Wert, der der Zählstufe im Zähler Steuersignal von der Leitung 137 zur Steuerung des entspricht. Diese Signalamplitude wird über eine Zählers abzuleiten. Der Aufbau des Zählers selbst Leitung 182 vom Kollektor des Transistors 170 der ist herkömmlicher Art. Es werden jedoch nur die Phasenschiebeschaltung 22 zugeführt. Innerhalb des höchsten Stufen zur Erzeugung von Ausgangssigna- Verstärkers mit der Verstärkung Eins liefert der len für den Digital-Analog-Wandler benutzt. Bei- 55 Transistor 170 eine Stromverstärkung und der Transpielsweise werden die beiden niedrigsten Stufen, die sistor 169 eine Gegenkopplung, um die Linearität des schematisch in Form des Blockes 39' dargestellt sind, Verstärkers für den verhältnismäßig großen Bereich am unteren Ende des Zählers 39 verwendet, um klei- von Eingangsspannungen zu verbessern, die zur nere Störungen des Zählerbetriebs auf Grund von Wiedergabe der 512 verschiedenen Zählzustände des Rauschen mit unbedeutender Amplitude auszuschal- 60 Binärzählers 39 an die Leitung 182 angekoppelt ten, die aber gelegentlich so groß werden kann, daß werden müssen.

sie die Gleichrichter-Begrenzer 42 oder 43 betätigt. Die Spannung auf der Leitung 182 wird an den Bei dem Ausführungsbeispiel zur Verwendung in Phasenschieber 22 angelegt. Im Phasenschieber ist einer Anlage mit einer Trägerfrequenz von 2400 Hz diese Spannung an jede Stufe des Phasenschiebers kann der reversible Zähler 39 elf Stufen aufweisen. 65 über ein Entkopplungsnetzwerk mit einem Wider-Die neun höchsten Stufen liefern Ausgangssignale stand 183 und einem Kondensator 186 angelegt, die für den Digital-Analog-Wandler 40. Diese neun so ausgelegt sind, daß die für jede von einer Vielzahl binären Zählerstufen ergeben 512 Einstellschritte, so von Phasenschieberstufen verfügbare Steuerspannung

keine Querkopplung von Spannungen von einer Stufe zu einer anderen aufweist. Die Phasenschieberstufen sind Triggerschaltungen, die über Verzögerungsimpedanznetzwerke zusammengeschaltet sind und deren Trigger-Schwellwerte mit Hilfe des Steuersignals auf der Leitung 182 veränderbar eingestellt sind.

Der Phasenschieber 22 weist eine Eingangs-Verstärkerstufe mit einem in Emitterschaltung betriebenen Transistor 187 auf, an dessen Basis die Träger-Harmonische nf_c mit 9600 Hz angelegt ist. Der Emitter des Transistors 187 liegt an Erde, so daß der Transistor in Abwesenheit von positiven Impulsen der Träger-Harmonischen normalerweise nicht leitet. Das Ausgangssignal vom Kollektor des Transistors 187 betreibt eine Stufe des Phasenschiebers. Da alle Stufen des Phasenschiebers gleich ausgebildet sind, ist nur eine in F i g. 6 dargestellt. Bei dem Ausführungsbeispiel hat sich gezeigt, daß fünf Stufen der in F i g. 6 zwischen den unterbrochenen Linien 188 und 189 gezeigten Art ausreichen, um einen Phasenschiebebereich von 400° für eine Trägersignalwelle mit 2400 Hz zu erzeugen.

Die als Beispiel dargestellte Phasenschieberstufe befindet sich zu Anfang in einem Ruhezustand, in dem die Transistoren 190 und 191 nicht leiten und der Transistor 192 leitet. Ein erster Kondensator 193 wird auf die Anschlußspannung der Ausgangsspannungsquelle in der vorhergehenden Stufe aufgeladen, die im gezeigten Fall die Quelle 196 im Emitterfolger mit dem Transistor 187 ist. Ein weiterer Kondensator 197 liegt zwischen dem Kollektor und Emitter des Transistors 190 und wird auf die Spannung eines Normal-Spannungsanschlusses 198 aufgeladen, der mit den Kollektoren der Transistoren 190 in den anderen Schieberegisterstufen verbunden ist. Der Anschluß 198 erhält seine Spannung über ein Entkopplungsnetzwerk mit einem Kondensator 199 und einem einstellbaren Widerstand 200.

Ein positiver Impuls der Signalwelle mit 9600 Hz bringt den Transistor 187 zum Leiten und führt zu einer schnellen Entladung des Kondensators 193. Die Spannung steht über einer Diode 201 im Entladestromkreis und hat nicht die richtige Polarität, um den Transistor 190 einzuschalten. Am Ende des positiven Impulses kehrt der Transistor 187 jedoch in den nichtleitenden Zustand zurück, und der Kondensator 193 lädt sich von der Anschlußspannung der Quelle 196 über den Kollektorwiderstand 202 des Transistors 187 und über die Basis-Emitter-Strecke 5<> des Transistors 190 auf, der dann durch den Ladestrom eingeschaltet wird. Während seines Einschaltintervalls stellt der Transistor 190 einen Entladestromkreis kleiner Impedanz für den Kondensator 197 während eines Zeitintervalls dar, das der Zeitkonstante des Kondensators 193 und des Widerstandes 202 entspricht. Das Potential an der Basis des Transistors 191 ist jetzt niedriger als die Schwellwertspannung, so daß 191 aus- und 192 eingeschaltet ist. Am Ende dieses Intervalls fließt ein Ladestrom durch den Kondensator 193, der nicht ausreicht, um den Transistor 190 im Einschaltzustand zu halten. Er wird daher gesperrt. Der Kondensator 197 beginnt sich über den Kollektorwiderstand 203 des Transistors 190 aufzuladen, und wenn eine genügend große Ladespannung erzeugt ist, die die Steuerspannung auf der Leitung 182 am Emitter des Transistors 191 übersteigt, wird der Transistor 191 eingeschaltet. Der eingeschaltete Transistor 191 triggert dann eine regenerative Schwellwert-Detektorschaltung mit den Transistoren 191 und 192. Wenn der Transistor 191 leitet, bringt er den Transistor 192 in den nichtleitenden Zustand und stellt damit einen positiven Übergang für den Eingangskondensator 193 der nächstfolgenden Stufe des Phasenschiebers zur Verfügung.

Wenn der Transistor 192 der letzten Stufe des Phasenschiebers gesperrt worden' ist, bringt die Aufladung eines Kondensators 206 einen Transistor 207 in den leitenden Zustand. Das sich ergebende, negativ gerichtete Signal am Kollektor des Transistors 207 wird den Eingängen der beiden bistabilen Multivibratoren 98 und 99 gemeinsam zugeführt, um diese entsprechend zu triggern. Die gesamte Zeitverzögerung der Schaltung 22 erstreckt sich von der Entladung des ersten Kondensators 193 bis zum Einschalten des Transistors 207.

Die niederfrequenten Energieanteile in den Ausgangssignalen der beiden Demodulatoren 29 und 32 werden also hinsichtlich ihrer Amplitude angezeigt, um Treibimpulse für den reversiblen Binärzähler 39 für ein Zeitintervall zu liefern, das dem Intervall ihrer Dauer entspricht. Der Zähler wird nach einer Richtung betrieben, die durch das Ausgangssignal des nichtlinearen Produkt-Erzeugers 36 gesteuert wird, und die Ausgangssignale des Zählers werden in ein entsprechendes Analogsignal umgewandelt, das den Betrag der Phasenverschiebung steuert, dem die Träger-Harmonische unterworfen ist. Der reversible Zähler 39 steuert die Phasenschiebebedingung am Ende eines Überwachungsintervalls bis zum Beginn eines nächstfolgenden Überwachungsintervalls unabhängig davon, wie lang dieses Intervall ist. Die phasenverschobene Träger-Harmonische am Ausgang der Phasenschiebeschaltung 22 wird auf die Trägerfrequenz herunter geteilt und in den Demodulatoren benutzt. Der Wahlschalter 50 wird in Verbindung mit der Bezugsspannungsquelle verwendet, um die Möglichkeit eines zweideutigen Phasensperrzustandes während der Betriebseinleitung des Demodulators auszuschalten, und die Ausgangssignale der Fehlersteuerschaltung machen es möglich, eine zufällig erzeugte Träger-Phasenumkehr während der Datenübertragung auszuschalten.

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Demodulator mit einer Eingangsschaltung zum Empfang eines amplitudenmodulierten Signals mit unterdrücktem Träger, das Folgen von vielstufigen Signalen enthält, mit einer an die Eingangsschaltung angekoppelten Demodulieranordnung zur Ableitung kodierter Informationen aus dem Signal, mit einer Wiedergewinnungsschaltung zur Lieferung eines örtlichen Signals mit der Frequenz des unterdrückten Trägers und mit einer Phasenschiebeschaltung, die die Demodulieranordnung durch Einstellung der Phasenlage des örtlichen Signals in einer vorbestimmten Beziehung zu dem unterdrückten Träger steuern kann, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator eine Detektoranordnung (33, 36, 37, 38) aufweist, die niederfrequente Energieanteile im Ausgangssignal der Demodulieranordnung (28, 29, 31, 32) anzeigen kann, und eine Phasensteuerschaltung (39, 40), die die Phasenschiebeschaltung (22) in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Detektoranordnung so steuern

kann, daß die vorbestimmte Phasenbeziehung hergestellt wird.

2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulieranordnung (28, 29, 31, 32) eine erste (29) und eine zweite (32) Demodulatorstufe aufweist, die an die Eingangsschaltung (302) angekoppelt sind, daß die Wiedergewinnungsschaltung (23, 301) erste (26) und zweite (27) Ausgangsleitungen aufweist, die an die erste bzw. zweite Demodulatorstufe angekoppelt sind, wobei das örtliche Signal auf den ersten Ausgangsleitungen um 90° mit Bezug auf das örtliche Signal auf den zweiten Ausgangsleitungen phasenverschoben ist, daß die von der Detektoranordnung (33, 36, 37, 38) angezeigten niederfrequenten Energieanteile Gleichströme und niederfrequente Wechselströme sind, deren relative Polaritätsbeziehung eine Funktion der voreilenden oder nacheilenden Polarität des Phasenwinkelfehlers Φ_Γ zwischen dem Signal auf den ersten Ausgängsleitungen (26) der Wiedergewmnüngsschaltüng (23, 301) und dem unterdrückten Träger ist, und daß die Detektoranordnung (33, 36, 37, 38) ein Steuersignal erzeugt, dessen Amplitude eine Funktion der voreilendert öder nacheilenden Art des Phasenwinkelfehlers Φ_Γ ist.

3. Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des von der Detektoranordnung (33, 36, 37, 38) erzeugten Steuersignals durch ein erstes Potential auf einer ersten Steuerleitung (304) und ein zweites Potential auf einer zweiten Steuerleitung (306) dargestellt wird, daß die Phäsensteuerschaltung (40, 39) auf die Größe des Potentials auf der ersten Und zweiten Steuerleitung ansprechen kann, um die Phase des örtlichen Signals in einer ersten oder zweiten Richtung zu schieben und damit den Phasenwinkelfehler Φ_Γ möglichst klein zu machen, daß die Phäsensteuerschaltung einen Digital-Analog-Wandler (40) und einen reversiblen Zähler (39) enthält, der das Steuersignal auf der ersten (304) und zweiten (306) Steuerleitung an den Digital-Analog-Wandler (40) koppelt, und daß der Digital-Analog-Wandler eine Vielzahl von Stufen aufweist, wobei die Stufen mit dem höchsten Stellenwert an die Phasenschiebeschaltung (22) angekoppelt sind und eine vorbestimmte Zahl weiterer Stufen mit niedrigerem Stellenwert keine Ausgangssignale außerhalb des Zählers abgeben, so daß die letztgenannten Stufen kleinere Schwankungen des Steuersignals nicht zur Geltung kommen lassen.

4. Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Detektoranordnung erzeugte Steuersignal eine Funktion von sin Φ_Γ für die Gleichstrom-Signalanteile und eine Funktion von sin 2 Φ_Γ für Wechselstromanteile ist, die von der Detektoranordnung angezeigt werden, und daß der Demodulator eine Schaltanordnung (50) aufweist, die auf eine vor jeder Folge von vielstufigen Signalen übertragene Folge von Einleitungsimpulsen ansprechen kann, um die Detektoranordnung so vorzuspannen (48, 49), daß sie einen vorbestimmten Demodulationssignalzustand entsprechend einem Signal erzeugt, das eine Funktion von sin Φ_Γ erzeugt.

5. Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiedergewinnungsschaltung eine Eingangsleitung (301) zum Empfang einer Harmonischen der Trägerfrequenz und ein in sich geschlossenes Schieberegister (23) aufweist, das auf die Harmonische der Trägerfrequenz ansprechen und diese auf die Frequenz des unterdrückten Trägers herunter teilen kann.

6. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoranordnung ein erstes (33) und ein zweites (38) Filter aufweist, die Gleichstrom und niederfrequente Wechselströme durchlassen und höhere Frequenzen einschließlich der Frequenz des unterdrückten Trägers sperren, wobei das erste und zweite Filter eine Dämpfungskennlinie in einem Frequenzbereich aufweisen, der Amplitudenänderungen des modulierten Signals über nur eine vorbestimmte Maximalzahl von benachbarten Signalstufen der vielstufigen Signale entspricht, wobei die Maximalzähl kleiner ist als die Gesamtzahl der Stufen, ferner eine an den Ausgang des ersten und zweiten Filters angekoppelte Amplitudenschwellwertschaltung (42, 43, 46), deren Schwellwert so eingestellt werden kann, daß ein vorbestimmter wählbarer Amplitudenbereich der Dämpfungskennlinie gesperrt und damit die an den Ausgang der Schwellwertschaltung übertragenen Frequenzariteile scharf definiert werden, und eine Gatterschaltung (47), die den Ausgang der Schwellwertschaltung mit der Phäsensteuerschaltung (40, 39) verbindet, um die Phasenlage des örtlichen Signals wahlweise einzustellen.

7. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schiebebereich der Phasenschiebeschaltung (22) größer ist als 360° des örtlichen Signals und daß die Phäsensteuerschaltung (39, 40) Betriebseigenschaften der Art aufweist, daß ein größeres Zeitintervall erforderlich ist, um die Operation von einem Extremwert zum anderen Extremwert des Schiebebereiches der Phasenschiebeschaltung zu ändern.

8. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschiebeschaltung (22) einen ersten Transistor (190 in F i g. 6) aufweist, ferner eine Schaltung (187), die den Transistor so vorspannt, daß er für ein Zeitintervall vorbestimmter Dauer bei jedem Zyklus der Harmonischen der Trägerfrequenz leitet, ferner einen Kondensator (197 in Fig. 6), der durch die Stromleitung im ersten Transistor entladen und mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit (196, 193, 202) aufgeladen wird, wenn der Transistor nichtleitend ist, ferner wenigstens einen an den Kondensator angeschalteten Rückkopplungs-Schwellwertdetektor (191, 192), der bei einer vorbestimmten Ladespannung des Kondensators getriggert wird, und eine Leitung (182), die das Steuersignal derart ankoppelt, daß der Schwellwert aller Rückkopplungs-Detektoren gleichzeitig so einstellt, daß die Größe der vorbestimmten Ladesparinung geändert wird.

9. Demodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der reversible Zähler (39) als binärer Speicher wirkt, um das Steuersignal zwischen den Intervallen zu speichern, in denen die niederfrequenten Energieanteile durch die Detektoranördnüng (33, 36, 37, 38) artgezeigt werden.

10. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch ge-

kennzeichnet, daß der Demodulator einen Fehlerdetektor (51 in F i g. 2) zur Feststellung von Fehlern in den von der Demodulieranordnung abgeleiteten Signalen und zur Erzeugung einer Anzeige bei Feststellung von Fehlern oberhalb einer

minimalen Fehlerrate aufweist, und einen Binärzähler (60), der auf eine vorbestimmte Zahl von Fehleranzeigen anspricht und an die Phasenschiebeschaltung angekoppelt ist, um die Phasenlage des örtlichen Signals zu ändern.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

10? 508/139