DE2007231B2

DE2007231B2 - Schaltungsanordnung .zur Demodulation frequenzmodulierter Signale bei der Datenübertragung

Info

Publication number: DE2007231B2
Application number: DE2007231A
Authority: DE
Inventors: Allan J. Fairport N.Y. Bell; Roger B. Fairfax Va. Stone
Original assignee: Xerox Corp
Current assignee: Xerox Corp
Priority date: 1969-02-17
Filing date: 1970-02-17
Publication date: 1978-05-11
Also published as: US3581220A; NL7001912A; GB1274123A; CA922788A; BE746100A; ES376545A1; DE2007231A1; JPS4836966B1; SE363008B; FR2035290A5

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzmodulierter Signale gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

In der Faksimile-Technik werden zu übertragende Schriftstücke an einer Sendestelle abgetastet und die daraus erhaltenen Informationen in eine elektrische Signalfolge umgewandelt. Diese Videosignale werden dann dem Eingang eines Übertragungskanals zugeführt, der einen Sender mit einem Empfänger verbindet. An der Empfangsstelle dienen die Videosignale zur selektiven Steuerung eines Schreibers, der ein Faksimile des so übermittelten Schriftstückes herstellt.

Für eine derartige Datenübertragung wird oft die Frequenzmodulation angewendet, bei der den Informationen für jeden Datenzustand eine bestimmte Trägerfrequenz zugeordnet wird. Dies bedeutet, daß beispielsweise für die Informationen »Zeichen« und »kein Zeichen« die jeweilige Frequenz für eine zur zuverlässigen Auswertung ausreichende Zeit übertragen wird. Enthalten die Informationen zwischen diesen beiden Werten, die dem schwarzen und dem weißen Zustand entsprechen, auch Grautöne, so wird das frequenzmodulierte Signal in einen Bereich zwischen zwei Grenzfrequenzen übertragen, deren Zwischenwerte direkt den ausgewerteten und zu übertragenden Graupegel angeben.

Die Übertragung der frequenzmodulierten oder frequenzumgetasteten Signale kann über einen der bekannten Übertragungskanäle erfolgen, beispielsweise über das Fernsprechnetz, eine Mikrowellenstrecke, eine

ίο direkte Drahtverbindung usw. An der Empfangsstelle werden die frequenzmodulierten Signale demoduliert und zur Wiederherstellung der Originalinformation ausgewertet

Ein frequenzmoduliertes Signal wird zwar ohne Amplitudenmodulation übertragen, jedoch werden durch Eigenschaften des Übertragungskanals, Rauschen und andere veränderliche Vorgänge bei der Übertragung gewisse Amplituden- und Phasenänderungen in das übertragene frequenzmodulierte Signal eingeführt.

Um die übertragenen Daten möglichst genau wieder herzustellen, müssen derartige Amplituden- und Phasenänderungen ausgeglichen werden, damit die Auswerteschaltungen nur die Frequenzänderungen des ankommenden Signals auswerten. Sind die Phasen- und Amplituden- oder andere Verzerrungen wirksam bei dem ankommenden frequenzmodulierten Signal ausgeglichen, so müssen die in diesem Signal enthaltenen Daten möglichst genau ausgewertet werden, um sie in ihrer ursprünglichen Form wieder herzustellen.

Aus der US-PS 33 53 102 ist eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bekannt. Diese Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzmodulierter Signale besteht im wesentlichen aus einer Entzerrerschaltung, einem Begrenzer, einem Differenzierer mit daran anschließendem Gleichrichter sowie einer daran angeschlossenen monostabilen Kippstufe mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter. Die Eingangssignale werden nach ihrer Entzerrung durch den Begrenzer in Rechteckwellenform gebracht. Der Differenzierer formt die Anstiegs- und Abfallflanken der Rechteckimpulse in positive, bzw. negative Nadelimpulse um. Diese Nadelimpulse werden gleichgerichtet, da die daran anschließende monostabile Kippstufe Steuersignale einheitlicher Polarität erfordert. Durch einen Nadelimpuls angestoßen, wechselt die monostabile Kippstufe für einen vorbestimmten Zeitraum ihren Zustand, um anschließend wieder in den Ruhestand zurückzufallen. Die Ausgangssignale der monostabilen Kippstufe bestehen also aus einer Folge von gleich

so langen Impulsen. Diese Impulse werden zur Reproduktion der ursprünglichen Information auf ein Tiefpaßfilter gegeben. Von dem Tiefpaßfilter abgegriffene Signale werden in einer Trägersignaldetektorschaltung verarbeitet. Liegt das Trägersignal außerhalb bestimmter Grenzen, so wird an einen dem Tiefpaßfilter nachgeschalteten Verstärker ein Sperrsignal abgegeben.

Eine weitere Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzmodulierter Signale ist aus der US-PS

ho 29 00 508 bekannt. In dieser Schaltung ist ein Sperrschwinger vorgesehen, der auf die negativen Ausgangssignale eines Differenzierers anspricht und der der Eingangsfrequenz entsprechende Rechteckimpulse abgibt.

ί^γ> Aus der US-PS 34 26 151 ist eine weitere Schaltung bekannt, mit der frequenzmodulierte Signale demoduliert werden. Auch in dieser Anordnung wird ein durch einen Differenzierer erzeugter negativer Nadelimpuls

zum Schalten eines Monoflops genutzt.

Diese bekannten Schaltungsanordnungen arbeiten also im wesentlichen nach folgendem Prinzip: Umformung der eintreffenden Sinussignale in Rechteckform, Differenzieren dieser Wellenform und Ausnutzen der so gewonnenen Nadelimpulse, um direkt oder indirekt die Ausgangsgrößen eines Tiefpaßfilters zu steuern. Mit Ausnahme der zuerst gewürdigten Schaltung gemäß der US-PS 33 53 102 unterdrücken jedoch alle anderen Schaltungen jeden zweiten Nadelimpuls, um lediglich Nadelimpulse einer Polarität auszunutzen. Hierdurch geht Information verloren. Nachteilig wirkt sich jedoch bei der Schaltung gemäß der US-PS 33 53 102 die Verwendung eines gewöhnlichen Monoflops aus. Damit ein Nadelimpuls dieses Monoflops schalten kann, muß dessen Ausgang sich im Ruhezustand befinden. Trifft also während der aktiven Phase des Monoflops ein Steuerimpuls an dessen Eingang ein, so geht diese Information verloren. Dies führt insbesondere bei höheren Frequenzen zu einer fehlerbehafteten Reproduktion der ursprünglichen Information.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der oben genannten Art derart weiterzubilden, daß die Ausgangssignale der Schaltung die Eingangsinformation des Demodulators genauer reproduzieren.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schaltung zum Erzeugen von Impulsen fester Länge als monostabile Kippstufe ohne Erholungszeit ausgebildet ist.

Der Grundgedanke der Erfindung liegt darin, die monostabile Kippstufe (Monoflop) so auszubilden, daß diese getriggert werden kann, ohne daß sie sich im Ruhezustand befindet. Bei Verwendung einer derartigen Kippstufe gehen keine Ansteuerimpulse verloren und das Monoflop kann selbst dann neu geschaltet werden, wenn es sich im aktiven Zustand befindet. Das durch den erfindungsgemäßen Frequenzdemodulator gewonnene Signal stellt somit eine exaktere Reproduktion der gesendeten Information dar, als es bei den oben beschriebenen bekannten Anordnungen der Fall ist.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer gemäß der Erfindung ausgebildeten Frequenzdemodulatorschaltung,

F i g. 2 die schaltungsgemäße Ausführung eines Teils der in F i g. 1 gezeigten Blockschaltung und

F i g. 3 die schaltungsgemäße Ausführung des anderen Teils der in F i g. 1 gezeigten Blockschaltung.

In Fig. 1 ist die Blockschaltung einer gemäß der Erfindung ausgebildeten Frequenzdemodulatorschaltung dargestellt. An ihrem Eingang empfängt sie die ankommenden Daten von einem Übertragungskanal bekannter Art. Dieser kann eine Fernsprechleitung, eine Mikrowellenstrecke, eine direkte Drahtverbindung usw. sein. Zur Ankopplung des Demodulators an den Übertragungskanal kann jede geeignete Anpassungsschaltung verwendet werden, sie hat mit der Erfindung keinen unmittelbaren Zusammenhang. Die ankommenden Daten werden einem Vorverstärker 10 zugeführt, der eine Verstärkung innerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes auf einen bestimmten Betriebspegel bewirkt. Vom Vorverstärker 10 gelangen die Signale dann zu einem Phasenentzerrer 12. Dieser kompensiert die Phasenverzerrungen und Verzögerungen, die das ankommende Signal infolge der Eigenschaften des Übertragungskanals aufweist. Vom Phasenentzerrer 12 gelangen die Signale dann zu einem Amplitudenentzerrer, der die Amplitudendämpfungen kompensiert, die gleichfalls durch den Übertragungskanal verursacht werden. Ein Begrenzer 16 empfängt die entzerrten Signale und dient zur Verstärkung und Begrenzung auf einen vorbestimmten Amplitudenwert. Am Ausgang des Begrenzers 16 ergibt sich deshalb ein Signal, dessen Frequenz mit der des Eingangssignals übereinstimmt, dessen Amplitude jedoch einen rechteckförmigen

to Verlauf hat. Vom Begrenzer 16 werden die Rechtecksignale dem Verstärker 18 zugeführt, der die Amplitude auf einen Wert bringt, welcher für die nachfolgende weitere Auswertung ausreicht.
Ein Differenzierer 20 empfängt die verstärkten und begrenzten Signale und erzeugt für jede Rechteckflanke jeweils einen Impuls. Diese Impulse gelangen dann zu einem Nulldurchgang-Detektor, der einen positiven schmalen Impuls entsprechend jedem Signal des Differenzierers 20 erzeugt. Diese schmalen Impulse werden einer monostabilen Kippschaltung oder einem Schmitt-Trigger 24 zugeführt, der Signale konstanter Breite entsprechend den Nulldurchgängen erzeugt. Dieser Signalverlauf aus Signalen konstanter Breite wird einem Tiefpaßfilter 26 zugeführt, das eine Integration bewirkt. Da die dem Vorverstärker 10 zugeführten Signale frequenzmoduliert sind, kann das Tiefpaßfilter 26 die Informationsänderungen im Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 24 feststellen, wodurch sich eine Wiederherstellung der Videoinformatio-

nen, wie sie dem Übertragungskanal zugeführt wurden, ergibt. Dieses wiederhergestellte Videosignal kann zur Steuerung eines Schreibers verwendet werden, der ein Faksimile des übertragenden Schriftstücks herstellt.

An dem Ausgang des Tiefpaßfilters 26 ist ein weiteres

i^r> Tiefpaßfilter 28 angeschlossen, das Phasensignale erzeugt, die von einem Sender mitübertragen werden können, um den Schreiber an der Empfangsstelle zu synchronisieren. Hat beispielsweise der Sender eine bestimmte Zeit vor der Übertragung der Videoinforma-

4i> tion einen Weißimpuls am Anfang oder Ende einer jeden Abtastzeile übertragen, so kann das Tiefpaßfilter 28 oder eine andere Phasenauswerteschaltung die Unterbrechung der Schwarzinformationen durch einen solchen Weißimpuls zu dem bestimmten Zeitpunkt

■is auswerten, wodurch eine genaue Phasensteuerung des Empfängers mit dem Sender möglich ist.

An das Tiefpaßfilter 28 ist ein Trägersignaldetektor 30 mit Zeitgebereingenschaften angeschlossen, der vor Empfang von Videoinformationen das Trägerfrequenz-

">o signal feststellt und das Fehlen dieses Signals während der Übertragung von Videoinformationen auswertet. Tritt dieser letztere Fall zu einem beliebigen Zeipunkt ein, so wird dem Schmitt-Trigger 24 ein Sperrsignal zugeführt, so daß an den Schreiber keine fehlerhaften Videoinformationen geliefert werden können.

In Fi g. 2 und 3 ist die schaltungsgemäße Ausführung der in Fig. 1 gezeigten Blockschaltung dargestellt. Die Signale liegen im dargestellten Ausführungsbeispiel bei 1500 Hz für weiße Informationen und bei 2475 Hz für w) schwarze Informationen. Signale zwischen diesen beiden Grenzfrequenzen entsprechen verschiedenen Grautönen zwischen weiß und schwarz. Es werden auch bestimmte Überwachungssignale verwendet, beispielsweise eine zur Phasensteuerung verwendete Schwarz-"" > Weiß-Frequenz von 1500 Hz, die ausführlicher im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben wird. Ein weiteres Überwachungssignal ist ein Stopton von 1100 Hz, der vom Sender an den Empfänger übertragen

wird, um ihm anzuzeigen, daß infolge eines Fehlers am Sender der Empfangsbetrieb unterbrochen werden muß.

Da die vorstehend genannten Frequenzen und deren Seitenbänder zwischen 700 und 2700 Hz liegen, können Frequenzen unter und über diesen Grenzwerten gedämpft werden. Die am Dateneingang in F i g. 2 ankommenden Signale werden direkt den Kondensatoren Cl und Cl zugeführt. Der Kondensator CX dient zur Ableitung bzw. Dämpfung der Frequenzen über 2700 Hz. Der Kondensator Cl wirkt auch als Eingangsfilter für Frequenzen von ca. 700 Hz und darunter. Die Signale werden dann dem Transistor Q1 zugeführt, dem die Widerstände R 2, R 3 und R 4 sowie der Kondensator C3 zugeordnet sind. Die Widerstände R 2 und R 3 dienen zur Kopplung des Transistors Qi mit der positiven Spannungsquelle + V. Der Kondensator C3 dient zur Ausfilterung von Wechselstromsignalen, die an der Betriebsspannung + V erscheinen können. Nach Verstärkung mit dem Transistor Q1 gelangen die Signale zur Basis des Transistors Q2, der über den Widerstand Ä5 an die Gleichspannung und über den Widerstand R7 an Erde gelegt ist. Der Kondensator C5 zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Q2 dient zur weiteren Ausfiiterung der Signale über 2700 Hz, die diesen Punkt der Schaltung noch erreicht haben könnten. Ein Rückkopplungsnetzwerk aus den Widerständen R1 und R 6 sowie dem Kondensator C 4 verbindet den Emitter des Transistors Q 2 mit der Basis des Transistors Q1. Der Kondensator C4 leitet alle Signale nach Erde ab, die über 700 Hz liegen. In dem für den Betrieb dieser Schaltung wichtigen Bereich ist das über diese Rückkopplung der Basis des Transistors ζ>1 zugeführte Signal ein Gleichspannungssignal. Die Rückkopplung dient ferner zur Dämpfung aller Signale, die im Eingangssignal unter ca. 500 bis 700 Hz liegen können, gleichzeitig liefert sie die Vorspannung zur richtigen Betriebsweise der Schaltung.

Die nun verstärkten Ausgangssignale des Transistors Q 2 werden den Entzerrerschaltungen zugeführt, die in beschriebener Weise zum Ausgleich von Phasen- und Amplitudenverzerrungen dienen, welche durch den Übertragungskanal erzeugt sein können. Das am Kollektor des Transistors Q 2 erscheinende Signal wird über den Koppelkondensator C6 und den Filterkondensator Cl der ersten Entzerrerschaltung zugeführt, die wegen des Vorhandenseins eines Transistors ein aktiver Phasenentzerrer ist.

Die Phasenentzerrerschaltung besteht aus dem Transistor Q 3, und den Widerständen R 8, R 9, R 10, R 11 und R 12, den Kondensatoren C8 und C9 und der Filterspule L 1. Die über die Widerstände RB, RiO und Λ 9, RH zugeführte positive und negative Spannung legt nun das Signal in den Bereich zwischen den Spannungswerten - V und + V im Gegensatz zum Bereich zwischen den Werten + V und Erde bei den Transistoren Q1 und Q 2. Der Transistor Q 4 bildet mit den Widerständen R 13, R 14 und R 15, dem Kondensator ClO und der Spule L 2 eine weitere Phasenentzerrerstufe. Die hinsichtlich der Phase entzerrten Signale werden dem Transistor Q 5 zugeführt, der mit den Widerständen R 16 und /?17, dem Kondensator CIl und der Spule L 3 einen Amplitudenentzerrer für die hinsichtlich der Phase bereits entzerrten Signale durstellt. Das Ausgangssignal des Amplitudenentzerrers wird am Verbindungspunkt der Widerstände R 16 und Ri7 abgenommen, wo die Signale nun eine im wesentlichen gleichbleibende Amplitude und eine entzerrte Phase haben, wobei diese Werte natürlich vom Pegel der ankommenden Eingangssignale abhängen.

Die Signale werden dann der aus den Transistoren Q 6 und Q 7 gebildeten Begrenzerschaltung zugeführt. Vorher werden sie über den Widerstand R 18 und den Kondensator C12 geführt, um Gleichspannungskomponenten zu entfernen. Die Dioden D1 und D 2 dienen als

ίο Begrenzer für hohe Pegelwerte, wenn das zugeführte Signal über einem vorbestimmten Pegelwert liegt, was beispielsweise bei einem kurzen oder verlustarmen Übertragungskanal der Fall sein kann. Der Kondensator C13 dient zur Entkopplung der Gleichspannung der Transistoren Q 6 und Q 7 von den Dioden Dl und D 2. Das der Basis des Transistors Q 6 als erster Begrenzerstufe zugeführte Signal kann beispielsweise im Bereich zwischen 5 Volt und 50 Millivolt von Spitze zu Spitze liegen. Dieses Signal ist das hinsichtlich Phase und Amplitude entzerrte empfangene Videosignal. Der Transistor Q 6 ist über den Widerstand /?20 mit der positiven Spannung + Vund über den Widerstand R 19 mit Erde verbunden. Die Dioden D 3 und D 4 bilden zusammen mit den Kondensatoren C14 und C15 einen Diodenbegrenzer für den Transistor Q7. Durch sorgfältige Auswahl der Widerstände R2i, R 22 und R23 ist die Betriebsspannung am Kollektor des Transistors Q7 so eingestellt, daß unabhängig von der Eingangsspannung an der Basis des Transistors Q 6 die Ausgangsspannung sich um den Arbeitspunkt herum zwischen einem positiven Wert von 0,6 Volt und einem negativen Wert von 0,6 Volt ändert und somit ein Wert von 1,2VoIt von Spitze zu Spitze hat. Während die Begrenzerschaltung das Signal an der Basis des Transistors Q 6 verstärkt, werden die Dioden D 3 und £>4 leitend und verhindern eine weitere Verstärkung über einen vorbestimmten Spannungswert hinaus, der beispielsweise als bei plus oder minus 0,6 Volt liegend genannt wurde.

Wie aus F i g. 2 hervorgeht, wird für das positive und das negative Signal eine Amplitudenbegrenzung an den Dioden D 3 und D 4 erzeugt. Eine derartige Begrenzung wird auch als symmetrische Begrenzung bezeichnet. Es sei bemerkt, daß die Wirkung einer nichtsymmetrischen Begrenzung darin besteht, daß eine Komponente des Trägersignals im Videoausgangssignal erscheint. Dadurch wird bei einem Ratiodetektor als Demodulator kein Problem erzeugt, da die Trägersignalkomponente leicht durch Filter abgetrennt werden kann, wenn sie einige Oktaven über der Zwischenfrequenz liegt. Für Faksimile-Zwecke liegt diese Komponente jedoch kurz über dem Videoband, so daß ihre Ausfilterung schwierig und kostspielig wäre. Aus diesem Grunde wird dafür Sorge getragen, daß eine Begrenzung nur an den Dioden D 3 und D 4 stattfindet.

Das Signal mit einem Spannungswert von 1,2VoIt von Spitze zu Spitze wird nun dem Kondensator C17 zugeführt, der als Koppelkondensator eine Abtrennung der Gleichspannungskomponente zwischen den hier

mi beschriebenen Schaltungsteilen bewirkt. Die Widerstände R 24 und R 25 liegen an der positiven Spannung + Vbzw. der negativen Spannung —Vund sind an die Basis des Transistors <?8 gelegt. Die Widerstände Λ 26 und /727 sind gleichfalls mit diesen Spannungen

ds verbunden und führen sie an den als Verstärker arbeitenden Transistor Q 8, der die Signale, die nun einen rechtcckförmig begrenzten Verlauf haben, auf einen Spannungswert von 15 Volt von Spitze zu Spitze

verstärkt.

Die ankommenden Signale sind nun verstärkt, entzerrt und begrenzt. Ihre Frequenzen sind, mit Ausnahme der beschriebenen Einwirkungen, geblieben. Die in den Signalen enthaltenen Informationen müssen nun ausgewertet werden, um die originale Videoinformation wieder herzustellen. Das Ausgangssignal des Transistors QS wird zu diesem Zweck dem Kondensator C18 und den Widerständen R 28 und R 29 der in Fig. 3 gezeigten Schaltung zugeführt. Diese Schaltele- ι ο mente wirken als Differenzierer für das am Ausgang des Transistors QS erscheinende Rechtecksignal. Bei jeder positiv und negativ verlaufenden Flanke des Rechtecksignals erzeugt der Differenzierer einen positiven bzw. negativen Nadelimpuls. Das empfangene Eingangssignal ist nun für jeden Schnittpunkt des sinusförmigen Verlaufs mit der langzeitigen Nullspannungsachse in positive und negative Spannungsimpulse zerlegt. Diese impulse können in dieser Form noch nicht genutzt werden, sie müssen in ein Signal umgewandelt werden, das die ursprüngliche Videoinformation darstellt.

Der Transistor Q9 ist an den Ausgang des Differenzierers angeschlossen und wird bei Auftreten eines negativen Nadelimpulses an seiner Basis leitend, wodurch ein Strom von Erde über die Diode D 5 fließt. Hierbei wird ein schmaler Impuls am Kollektor des Transistors Q 9 erzeugt, der über den Widerstand R 30 mit der negativen Spannung — V verbunden ist. Die Diode D 5 verursacht an sich selbst einen Spannungsabfall, wodurch jegliches Rauschen, das zusammen mit den negativen Nadelimpulsen auftreten kann, beseitigt wird. Mit dem Widerstand R 30 ist der Widerstand R 30a verbunden, der zusammen mit dem Widerstand Λ 31 an der Basis des Transistors Q 20a liegt. Dieser arbeitet als Inverter und erzeugt negative schmale Impulse.

Die positiven Nadelimpulse werden der Basis des Transistors Q10 zugeführt, wodurch dieser leitend wird und ein Strom von der positiven Spannungsquelle + V über den Widerstand R 33 und die Diode D 6 nach Erde fließt. Diese negativen Impulse werden dann gegenüber ^o der Nullspannungsachse verschoben, wozu die Widerstände R 34 und Ä35 und die negative Spannungsquelle — Vdienen. Die Ausgangssignale der Transistoren Q10 und Q 10a werden über die Widerstände R 36 und R 37 der Basis des Transistors QIl zugeführt. Mit jedem «s Impuls der Transistoren QiO und QXOa wird der Transistor Q11 leitend. Der Kondensator C19, der von der negativen Spannungsquelle — Vüber die Widerstände R 38 und R 39 aufgeladen wurde, wird dann entladen. Wenn der Transistor QIl am Ende des jeweiligen negativen Impulses von z. B. 10 Mikrosekunden Dauer wieder gesperrt wird, kann sich der Kondensator C19 über die Widerstände R38 und R39 auf die negative Spannung — Vaufladen.

Die Transistoren Q\2 und ζ) 13 bilden mit den Widerständen Λ 41, Λ 42, Λ 43, Λ 44 und /?45 einen Schmitt-Trigger. Diese Schaltung ist eine monostabile Kippschaltung ohne Erholungszeit. Die Spannung am Kollektor des Transistors QM erreicht immer dann einen vorbestimmten Wert, wenn der Kondensator C19 f>o entladen wird. Sie bleibt auf diesem Wert, bis der Kondensator C19 sich wieder auf den Triggerpunkt des Schmitt-Triggers auflädt. An diesem Punkt geht das Potential am Kollektor des Transistors Q13 auf den Wert der negativen Spannungsquelle — V über, Wie <>5 bereits beschrieben, ist der Schmitt-Trigger eine monostabile Kippschaltung ohne Erholungszeit, da kein ihm zugeführter Impuls während seiner Zykluszeit verloren geht. Bei normalen monostabilen Kippschaltungen hat jeder Triggerimpuls, der während des Ausgangsimpulses oder für eine bestimmte Zeit danach, die als Erholungszeit bezeichnet wird, auftritt, keine Auswirkung, und die in ihm enthaltene Information geht verloren. Bei der Faksimile-Technik kann durch den Verlust einiger solcher Impulse eine Verzerrung auftreten. Der hier verwendete monostabile Schmitt-Trigger hat keine Erholungszeit und kann auch während des Ausgangsimpulses erneut getriggert werden. Daraus ergeben sich zwei Vorteile. Es gehen keine Impulse verloren, obwohl ein gewisser Fehler durch Überlappung auftreten kann. Eine erneute Triggerung während eines Ausgangsimpulses bewirkt nämlich den Verlust des Reststücks dieses Impulses. Daher wird das Signal bei ansteigender Überlappung allmählich verschlechtert. Da die Erholungszeit kein Problem verursacht, kann ein viel längerer Impuls verwendet werden, wodurch die Umsetzungsverstärkung des Demodulators erhöht wird.

Vom Kollektor des Transistors Q13 werden die Rechtecksignale der Basis des Transistors Q14 zugeführt. Der Kollektor des Transistors Q\4 ändert sein Potential entsprechend diesen Signalen zwischen — V und + V. Dadurch wird ein Signal erzeugt, das der Summe der Absolutwerte der negativen und positiven Betriebsspannungswerte entspricht und beispielsweise 28 Volt von Spitze zu Spitze beträgt. Dieser Signalpegel kann zur Wiederherstellung der Originaldaten nun integriert werden.

Das Ausgangssignal des Transistors Q14 wird den Basen der Transistoren Q16 und Q17 zugeführt, die als eine komplementäre Emitterfolgerschaltung arbeiten. Positive Impulse öffnen den Transistor Q17, während negative Impulse den Transistor ζ>16 öffnen. Diese Transistoren bewirken entsprechend einen Stromfluß von der jeweiligen Betriebsspannungsquelle über die Widerstände R 48 und R 49 in ein Tiefpaßfilter. Dieses besteht aus vier Stufen mit den Widerständen R 50, R5i, R 52 und Λ 53 sowie den Kondensatoren C20, C21, C22 und C23. Das Ausgangssignal der vierten Stufe wird dem Transistor Q18 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist und über den Widerstand R 54 an der positiven Spannung + V liegt. Das Ausgangssignal am Videosignal-Ausgang ist ein Basisbandsignal mit veränderlicher Spannung, das den Originaldaten bzw. der am Sender auftretenden Videoinformation entspricht. Das Ausgangssignal kann beispielsweise zwischen Spannungswerten von 0 und 7 Volt variieren, wobei zwischen diesen der weißen und schwarzen Information entsprechenden Werten Grauwerte liegen können.

Das Ausgangssignal wird ferner über den Widerstand R 55 einem Phasendetektor und einem Trägersignaldetektor zugeführt. Der Widerstand R 56 und der Kondensator C24 bewirken eine zusätzliche Filterung, um ein schärferes Signal für Phasensteuerungen zu erzeugen. Der Phasenausgang am Transistor <?22 liefert Phasenimpulse für eine nachgcordnete, nicht dargestellte Phasensteuerschaltung, die den Empfänger mit dem Sender synchronisiert. Über das aus dem Widerstand R 57 und dem Kondensator C24 gebildete Filter ist der Widerstand R 55 ferner mit dem Eingang eines Trägersignaldetektors verbunden, der aus den Transistoren Q19, Q 20 und Q 21 gebildet ist. Der Transistor Q19 dient als Schalter zur Auswertung eines Signalabfalls unter einem vorbestimmten Spannungswert. Die Widerstünde R 59 und R 60 bilden einen

Spannungsteiler zur Erzeugung eines vorbestimmten Spannungswertes am Emitter des Transistors Q19. Während des normalen Betriebes ist der Transistor Q19 gesperrt. An ihn ist der Transistor Q 20 über den Widerstand Ä58 angeschlossen. Der Transistor (?20 ist gleichfalls gesperrt, und der Kondensator C25 lädt sich über die Widerstände Λ 61 und Λ 63 auf einen vorbestimmten Wert auf, der durch die Widerstände Ä61, Λ63 und Λ64 bestimmt ist. Dieser Zustand bewirkt eine öffnung des Transistors Q 21, der wiederum das Trägersignal mit Erdpotential erzeugt. Fällt das ankommende Signal unter einen vorbestimmten Frequenzwert von beispielsweise 1400 Hz ab, so wird der Transistor Q19 leitend, wodurch der Transistor Q20 geöffnet wird. Der Kondensator C25 entlädt sich dann über den Widerstand Λ 63 und den Transistor Q 20 auf eine vorbestimmte Spannung, die durch die Widerstände Λ 63 und R 64 bestimmt ist. Dadurch wird der Transistor Q 21 gesperrt, so daß das Trägersignal auf den Wert — V der Betriebsspannung abfällt.

Mit dem Transistor Q 21 ist ein Schalttransistor Q15 verbunden, der bei gesperrtem Transistor Q 21 geöffnet, bei leitendem Transistor Q2i gesperrt ist. Bei leitendem Transistor Q15 ist die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C 19 durch den zusätzlichen Ladestrom über dem Widerstand /?65 erhöht. Dadurch wird die Impulsbreite des monostabilen Schmitt-Triggers verringert, so daß das Videoausgangssignal zur positiven Seite hin verschoben wird. Diese Verschiebung ist derart eingestellt, daß die Frequenz der ankommenden Signale einen Wert von 2200 Hz erreichen muß, um die Spannung so negativ zu machen, daß der Transistor (?19 wieder gesperrt wird und die Schaltung 10 im Gegensatz zum beschriebenen in ihren anderen Zustand gelangt. Der Trägersignal-Detektor bewirkt also eine Einstellung der Impulserzeugung mit dem Schmitt-Trigger, so daß das Vorhandensein oder Fehlen der ankommenden Trägerfrequenz für eine Prüfzeit von ³A Sekunde festgestellt werden kann, um das Fehlen oder das Erreichen des Trägersignals auszuwerten.

Es ist nur ein Potentiometer R 39 für den Demodulator erforderlich, denn die Verstärkung muß innerhalb der nicht dargestellten Schreibvorrichtung nicht eingestellt werden. Das Potentiometer dient zur Einstellung des Gleichspannungspegels des Videoausgangssignals auf beispielsweise 0 Volt für ein Eingangssignal von 1500 Hz, das in beschriebener Weise der Weiß-Information entspricht.

Vorstehend wurde eine Schaltungsanordnung zur Frequenzdemodulation für über einen Übertragungskanal empfangene Videoinformationen beschrieben. Dabei wurde die für die Faksimile-Technik geläufige Phasensteuerung, Trägersignalfeststellung usw. in Verbindung mit verschiedenen Spannungswerten und Datengrenzfrequenzen genannt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

t. Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzmodulierter Signale bei der Datenübertragung, insbesondere Faksimile-Datenübertragung, mit einer Entzerrereinrichtung, einem Begrenzer, einem Differenzierer zur Erzeugung von Nadelimpulsen und einer daran angeschlossenen Schaltung zum Erzeugen von positiven Impulsen aus jedem positiven und negativen Nadelimpuls, sowie einer Schaltung zum Erzeugen von Impulsen fester Länge und einem daran angeschlossenen Tiefpaßfilter, einem die Signale am Tiefpaßfilter abgreifenden Trägersignaldetektor, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum Erzeugen von Impulsen fester Länge als monostabiie Kippstufe (24) ohne Erholungszeit ausgebildet ist
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Trägersignaldetektors (30) zum Steuern der Impulslängen mit der monostabilen Kippstufe verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasendetektor (28) zum Erzeugen von zur Synchronisation dienenden Phasensignalen vorgesehen ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zum Erzeugen von positiven Impulsen aus den positiven und negativen Nadelimpulsen ein Nulldurchgangsdetektor (22) ist, der einen ersten und zweiten Transistor (Q9, Q10) zur Ansteuerung durch einen negativen und positiven Nadelimpuls aufweist, und daß dem ersten Transistor ein invertierender Transistor nachgeschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzer ein symmetrisch wirkender Amplitudenbegrenzer (16) mit einer ersten und zweiten Diode (D 3, D 4) ist, welche eine Amplitudenbegrenzung der frequenzmodulierten Signale in bezug auf die durch ihren langzeitigen Mittelwert bestimmter Achse bewirken und das Trägersignal aus nachfolgenden Schaltungen fernhalten.