DE1441793C3 - Impedanz-Messgerät - Google Patents

Description

a) einem Reflexionsphasenschieber mit einer zwei Sektoren umfassenden Reflexionsscheibe (2), bei der sich der Radius eines Sektors von T₁

bis T₁ + -S- vergrößert, während sich

andere Radius von r_x + -jf- bis r_x ^

der

,L

45

vergrößert, wenn X₉ die Wellenlänge des Wellenleiters (1) ist, wobei die Reflexionsscheibe in dem Wellenleiter (1) mittig angeordnet ist,

b) einem Schalter (13), der mit der Umdrehung der Reflexionsscheibe (2) synchron betätigt wird, wobei zwei Arten stehender Wellenformen erzeugt werden, welche durch Zeitunterteilung einen Phasenunterschied von 90° gegeneinander erhalten,

c) einem ± 45°-Verzögerungskreis, mit welchem eine dem Reflexionskoeffizienten proportionale Spannung durch Zusammensetzung der Phasen eines Niederfrequenz-Stromkreises gewonnen wird,

d) einem Bandpaß (12), dessen Mittelfrequenz das Zweifache der Drehzahlfrequenz (ρ) der Reflexionsscheibe beträgt.

65

Die Erfindung betrifft ein Impedanz-Meßgerät für den Mikrowellenbereich mit einer Wellenleiterverzweigung, die mit einem mechanischen, scheibenförmig ausgebildeten und rotierenden Modulationsglied in Wirkverbindung steht und an die ein die Meßfrequenz einspeisender Generatorzweig, ein Meßobjektzweig und ein Detektorzweig angeschlossen ist, welch letzterer ein Demodulationsglied, einen Bandpaß mit einer einem ganzzahligen Vielfachen der Umdrehungsfrequenz des Modulationsgliedes entsprechenden Mittelfrequenz und einem synchron mit der Umdrehung des Demodulationsgliedes getasteten Kreisdiagrammschreiber umfaßt.

Ein Impedanz-Meßgerät der genannten Art ist aus der deutschen Auslegeschrift 1 115 798 bekannt. Die Wellenleiterverzweigung wird hier durch ein zwischen sich kreuzenden Wellenleitern angeordnetes Koppelloch gebildet, in dessen Bereich eine rotierende Blende als mechanisches Modulationsglied angeordnet ist. Letzteres bewirkt eine sich periodisch ändernde Kopplung zwischen den Wellenleitern, wodurch sich am Ausgang des Demodulationsgliedes ein Signal mit zeitlich sinusförmigem Verlauf mit der doppelten Rotationsfrequenz des Modulationsgliedes und mit einer vom Reflexionsfaktor des Meßobjektzweiges, d. h. von der Impedanz des Meßobjektes abhängigen Amplitude ergibt. In dem Kreisdiagrammschreiber wird dieses Signal dann in eine Vektordarstellung umgesetzt. An die Wellenleiterverzweigung ist dabei noch ein reflexionsfrei abgeschlossener Blindzweig angeschlossen, der störende Reflexionen ausschalten soll.

Die bekannte Anordnung ermöglicht zwar für eine gegebene Ausbildung des Koppelloches innerhalb gewisser Frequenzgrenzen eine mehr oder weniger annähernd frequenzunabhängige Impedanzdarstellung, jedoch sind diese auf eine bestimmte Gestaltung bezogenen Frequenzgrenzen für manche Anwendungen unerwünscht eng. Jedenfalls müssen aber die Abmessungen des Koppelloches dem jeweiligen Meßfrequenzbereich angepaßt, und zwar reziprok zur Meßfrequenz verringert werden. Daraus ergeben sich schon unter Berücksichtigung der mechanischen Fertigungsmöglichkeiten und insbesondere in Anbetracht der zu fordernden wirtschaftlichen Herstellung und der notwendigen hohen Maßgenauigkeit des Koppelloches und der Ausrichtung der rotierenden Blende in bezug auf das Koppelloch vergleichsweise niedrige Grenzen für die erreichbare Meßfrequenz. Diese liegt in der Praxis bei solchen Koppelanordnungen im Bereich von 30 GHz. Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung eines Impedanz-Meßgerätes für den Mikrowellenbereich, welches sich bei relativ einfacher Herstellbarkeit und vergleichsweise unkritischer Maßgenauigkeit des mechanischen Modulationsgliedes durch erhöhte Frequenzunabhängigkeit und höhere Grenzen der erreichbaren Meßfrequenz auszeichnet Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe kenn zeichnet sich bei einem Impedanz-Meßgerät der ein gangs erwähnten Art dadurch, daß an die Wellenleiter verzweigung ein Reflexionszweig mit einem zugehöri gen Wellenleiter und einem Reflexionsphasenschiebe angeschlossen ist, der eine im elektrischen Feld de zugehörigen Wellenleiters um eine zu der Achse diese Wellenleiters senkrechte Drehachse rotierende Re flexionsscheibe aufweist, deren Radius sektorweis zu einem in Scheibenumfangsrichtung gemessene Winkel proportional veränderbar ist und dere maximale Radiendifferenz innerhalb eines Sekto einem ganzzahligen Vielfachen der halben Wellei länge im zugehörigen Wellenleiter entspricht.

ι 44 ι /

Bei einem solchen Meßgerät wirkt das rotierende, scheibenförmige Modulationsglied nicht als kopplungsbestimmende Blende, sondern als Reflexionsscheibe, wobei im wesentlichen nur ein ringförmiger Umfangsbereich der Scheibe mit seinem wechselnden Radius vom Ende des Wellenleiters her in den Reflexionszweig eingreift, während die Drehachse der Scheibe außerhalb des Wellenleiters liegt. Dadurch ergibt sich einerseits mit geringerem Aufwand eine hochgenaue Formgebung der wirksamen Abschnitte des Modulationsgliedes, nämlich des Scheibenumfanges, im Vergleich zu der komplizierten Formgebung einer Blendenausnehmung und andererseits die Möglichkeit einer hochgenauen Lagerung und Justierung der Scheibenachse in bezug auf den Wellenleiter ohne räumliche Beengung durch die Abmessungen des letzteren. Auf diese Weise ergibt sich die gewünschte Erhöhung des Meßfrequenzbereiches mit geringem Herstellungsaufwand. In der Praxis sind Meßfrequenzen bis etwa 100 GHz erreicht worden. Ferner können infolge der weitgehend frequenz- und schwingungsformunabhängigen Wirkung der Reflexionsscheibe Wellenleiter mit unterschiedlichem Querschnitt verwendet werden, beispielsweise solche mit viereckigem ebenso wie solche mit kreisförmigem Querschnitt. Aus dem gleichen Grund ergibt sich eine vergleichsweise große Bandbreite der Meßfrequenz, innerhalb deren ohne unzulässige Meßfehler gearbeitet werden kann. Zudem ermöglicht die einfache Bearbeitbarkeit des Scheibenumfanges die Verwirklichung eines mit großer Genauigkeit linearen Zusammenhanges zwischen Scheibendrehwinkel und Phasenwinkel.

Zu der vorgenannten Erfindungsaufgabe und ihrer Lösung mit den dargelegten Vorteilen ist im Hinblick auf den Stand der Technik zu erwähnen, daß Phasenschieber mit einer drehbaren Reflexionsscheibe im Zusammenhang mit Wellenleitern aus der britischen Patentschrift 796 652 bekannt sind. Hier handelt es sich jedoch um eine andersartige Aufgabenstellung, indem nicht eine bereichsweise kontinuierliche Phasenmodulation, sondern lediglich eine zwischen zwei Werten verstellbare Phasenverschiebung zwecks Kompensation von gegenläufigen, unerwünschten Reflexionswellen beabsichtigt ist. Eine Reflexionsscheibe dieser bekannten Art wäre zur Lösung der vorliegenden Erfindungsaufgabe grundsätzlich ungeeignet, weil damit eine Impedanzmessung bzw. Impedanzdarstellung in Vektorform nicht möglich wäre.

Weiterhin ist aus der deutschen Auslegeschrift 1 141 382 ein scheibenförmiges, rotierendes Dämpfungsglied für Hochfrequenzspulen bekannt. Dieses Dämpfungsglied zeigt zwar einen linearen Verlauf des Radius in Scheibenumfangsrichtung, jedoch war die vorliegende Erfindung mit Aufgabe und Lösung durch diese Scheibenausbildung, die weder im Zusammenhang mit einer Reflexionsanordnung noch eines Wellenleitergebildes oder überhaupt in Verbindung mit der Mikrowellentechnik bekanntgeworden ist, nicht nahegelegt. Insbesondere gibt diese Quelle wie auch der übrige Stand der Technik keinen Hinweis auf den erfindungsgemäßen Zusammenhang zwischen linearer Phasenmodulation und Vektordarstellung einer in einem anderen Wellenzweig angeordneten Reflexionsimpedanz als Meßobjekt.

Die Erfindung wird näher an Hand der Zeichnungen beschrieben. Hierin zeigt
^; F i g. 1 die Reflexionsscheibe eines erfindungsgemäßen Meßgerätes mit Scheibenantrieb und Wellenleiter des zugehörigen Reflexionszweiges,

F i g. 1 b die zugehörige Draufsicht der Reflexionsscheibe,

F i g. 1 c in Diagrammform die Abhängigkeit des Phasenwinkels vom Scheibendrehwinkel,

F i g. 2 das Blockschaltbild einer ersten Ausführung eines erfindungsgemäßen Impedanz-Meßgerätes,

F i g. 3 das Blockschaltbild einer zweiten Ausführung eines erfindungsgemäßen Impedanz-Meßgerätes,

Fig.4a eine abgewandelte Ausführung einer Reflexionsscheibe mit zugehörigem Wellenleiter in schematischer Seitenansicht und

Fig.4b eine Draufsicht der Reflexionsscheibe gegemäß F i g. 4 a.

F i g. 1 a zeigt einen im Querschnitt viereckigen Wellenleiter 1 und eine drehbare Reflexionsscheibe 2, die innerhalb des elektrischen Feldes des Wellenleiters in einer Längsmittelebene des letzteren angeordnet ist.

Die Reflexionsscheibe 2 wird mittels eines Synchronmotors 4 um die Achse 3 in Drehung versetzt. Für Gestaltung und Wirkungsweise der Reflexionsscheibe 2 gemäß Fig. Ib gilt folgendes: Wenn die Radien des inneren und äußeren Kreises mit r_x und r₂ und die Wellenlänge im Wellenleiter bei einer vorgegebenen Mittelfrequenz mit X₉ bezeichnet werden, so gilt die Beziehung:

-T₁ = η

Die Reflexionsscheibe ist in eine Anzahl von Sektoren (m = 1, 2, 3 ...) gleicher Fläche eingeteilt. F i g. 1 b zeigt den Fall m = 2. Der Umfang der Reflexionsscheibe ist so gestaltet, daß der Radius von T₁ bis X₁ proportional zum Winkel Θ wächst. Es ist also:

mn-Θ, (2)

wobei

0 < Θ <

2 π

Die Reflexionsscheibe greift in einen Schlitz ein, der in der Mitte zwischen der oberen und unteren Fläche des Wellenleiters in dessen Längsrichtung angeordnet ist. Wenn nun die Reflexionsscheibe rotiert, dann gilt für den komplexen Reflexionskoeffizienten R der Spannung, gesehen von der öffnung des Wellenleiters, in Abhängigkeit von der Mittelfrequenz unter Berücksichtigung von Gleichung 2:

R = \k\ exp (/» ■ exp|j2 ψ- ■ (I - r)}

= - |K|exp Ur] -j

- r)\exp{jmn0).

Hierbei ist \r\ die Amplitude des Reflexionskoeffizienten und η die Phase des Reflexionskoeffizienten des durch die Reflexionsscheibe gebildeten Wellenleiterabschlusses, während I gemäß F i g. 1 b der Abstand zwischen Reflexionsscheibenachse und Wellenleiteröffnung ist. Die Phase von R gewinnt so eine

lineare Abhängigkeit vom Winkel Θ. Der Winkelbereich

2 π
m

wird von 0m-mal während einer Umdrehung der Reflexionsscheibe durchlaufen, wobei die Veränderung der Phase von R den in F i g. 1 c gezeigten Verlauf nimmt. Wenn z.B. m = 2 ist, läßt sich m-mal io sowie eine Drehung des Vektors R von Mittelpunkt der Wellenleiterverzweigung aus betrachtet

R_x = |R_x|exp (/η*) (4)

gilt und wenn ferner der Reflexionskoeffizient an der Seite des Reflexionsphasenschiebers 8 gemäß Gleichung 3

R = — |r(exp (/η) exp(—jmn&) (5)

4 π .. .

^4:7

wiederholen. Wenn die Reflexionsscheibe mit einer Drehzahl von p/sec rotiert, wiederholt der veränderbare Teil des Phasenwinkels diese Veränderung von 0 bis In mnp-mal in einer Sekunde. Die beschriebene Einrichtung bildet somit einen Reflexionsphasenschieber 8 (s. F i g. 3), der eine zeitlineare Veränderung der Phase mit hoher Geschwindigkeit bewirkt.

Im Fall π = 1 ist der auftretende Fehler auch bei der Anwendung für große Bandbreiten (z. B. 5% bezogen auf die Mittelfrequenz) gering. Die Reflexionsscheibe braucht nicht genau in der Mitte des Wellenleiters eingesetzt zu sein. Der Wellenleiter kann z. B. im Bereich des Schlitzes eine spitz zulaufende Form haben und von geringer Höhe sein.

F i g. 2 zeigt schematisch eine Ausführung des erfindungsgemäßen Meßgerätes für direkte Impedanzanzeige, bei welcher der beschriebene Reflexionsphasenschieber eingesetzt ist. Hierin ist 5 ein Mikrowellengenerator, der über einen Generatorzweig an eine Wellenleiterverzweigung 6 angeschlossen ist. Letztere kann z. B. als räumliches T-Glied ausgebildet sein. 7 ist ein Meßobjekt mit der Impedanz Z_x und 8 der Reflexionsphasenschieber nach F i g. 1, der mittels eines Synchronmotors 13 angetrieben wird. 9 und 10 sind Richtleiter, 11 ist ein Effektivwert-Wellendetektor und 12 ein Schmalbandpaß. So ergeben sich neben dem bereits erwähnten Generatorzweig ein Meßobjektzweig, ein Reflexionszweig mit dem Phasenschieber 8 und ein Detektorzweig mit dem Wellendetektor 11, die ebenfalls an die Wellenleiterverzweigung-angeschlossen sind. 16 ist ein Oszilloskop für direkte Anzeige der Impedanz in Vektorform innerhalb eines insgesamt mit 14 bezeichneten Kreisdiagrammschreibers. Der Ausgang eines Ablenkverstärkers 15 ist an das horizontale und vertikale Ablenksystem des Oszilloskops angeschlossen. Der Helligkeitssteuerung des Oszilloskops 16 werden kurze positive Impulse von einem Pulsgenerator 17 zugeführt, der gemeinsam mit dem Synchronmotor 13 von einer Wechselstromquelle 18 gespeist bzw. gesteuert wird und so mit der Umdrehung des Reflexionsphasenschiebers snychronisiert ist. Die dadurch hellgetasteten Schirmbildpunkte ergeben eine Vektor- oder Zeigerdarstellung auf dem Bildschirm. Dadurch läßt sich auch der Betriebszustand der Reflexionsscheibe 2 untersuchen.

Wenn Ä die Ausgangsleistung des Mikrowellengenerators ist und für den Spannungsreflexionskoeffi7i^nt bei der Untersuchung des Meßobjektes 7 vom ist, so beträgt die Eingangsleistung am Effektivwert-Wellendetektor 11 laut den Gleichungen 4 und

Ψ = -jÄ llRjexp(/ι?,) -|Rlexp(/r))exp(-jmn0)].

Wenn die Reflexionsscheibe des Reflexionsphasenschiebers 8 mit einer Drehzahl p/sec rotiert, wird die Phase im zweiten Glied des Klammerausdrucks [...] der Gleichung6 wie beschrieben von η zu η + 2 π in jeder Sekunde mnp-mal gedreht. Wenn also der Leistungswert Ψ gemäß Gleichung 6 über den Schmalbandfilter 12, dessen Mittelfrequenz dem Wert von mn ρ entspricht, quadriert abgenommen wird, so ist die Ausgangsspannung V:

V = -yUF · K|R| ■ IAJtos {2*(mnp)t +IJ₀- i>»}.

Hierbei ist K eine Konstante.

Deshalb können, wenn diese Spannung dem Oszillpskop 16 in F i g. 2 zugeführt wird, die Größen |R_V und Jj₀ — η_χ direkt sichtbar gemacht und infolge dessen auch die Impedanz R_x und weiter

Z_v =

.1 -

direkt abgelesen werden, j? kann bei der Berichtigur vernachlässigt werden. Auf diese Weise ergibt sich e in Vektorform anzeigendes Impedanzmeßgerät mit ä ßerst einfachem Aufbau.

Als eine weitere Ausführung der Erfindung wird e Impedanzmeßgerät für Breitbandbetrieb beschriebe Es ist im allgemeinen bei Wellenleiter-Stromkreisen ^r Zentimeterwellen erwünscht, daß bei der direkten A zeige der Ortskurve der Impedanz in der komple> Ebene'nur geringe Fehler im gesamten Breitbai bereich auftreten und daß die Bezugsebene belie verschiebbar ist.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, die O kurve der zu messenden Impedanz über den Br bandbereich in Verbindung mit einem Wobbelser festzustellen. Die direkte Vermessung dieser C kurve ist mit dem beschriebenen Meßgerät mög!

F i g. 3 zeigt ein Blockdiagramm dieser weit'. Ausführung der Erfindung, worin 19 ein Mikrowe^; generator, 20 eine Wellenleiterverzweigung etw Form eines räumlichen Mehrfach-T-Gliedes, 21 Meßobjekt, 22 ein Reflexionsphasenschieber, 2? Synchronmotor, der die Reflexionsscheibe des

flexionsphasenschiebers 22 antreibt, 24 eine Lichtquelle und 25 ein fotoelektrischer Umformer ist.

Ferner ist in F i g. 3 38 ein Effektivwert-Wellendetektor in Form einer Diode, die einerseits über einen Wellenleiter an die Wellenleiterverzweigung 20 und andererseits über einen Gleichspannungs-Trennkondensator an einen Zerhacker 28 angeschlossen ist, der durch die Ausgangsspannung des Umformers 25 erregt wird. 29 und 30 sind .Phasenschieber (.RC-Glieder) für +45 bzw. —45°, bezogen auf eine Frequenz, die doppelt so groß ist wie die Umdrehungszahl der Reflexionsscheibe des Reflexionsphasenschiebers 22.

In F i g. 3 ist 31 eine Schaltung, mit der die Summe der beiden vom Zerhacker 28 kommenden Wechselspannungen festgestellt wird. Die vom Reflexionsphasenschieber 22 gesteuerten Schaltungsteile 25 und 28 wirken daher als Kreis zur Zeitunterteilung. Die Schaltungsteile 29, 30 und 31 bilden insgesamt einen Kreis zur Phasenüberlagerung. 32 ist ein Schmalbandpaß, dessen Durchlaßfrequenz zweimal so groß wie die Drehzahl der Reflexionsscheibe ist. 33 ist ein Oszilloskop für direkte Anzeige. Der Ausgang eines Niederfrequenz-Verstärkers 34 ist an die Horizontal- und Vertikalablenkung des Oszilloskops 33 angeschlossen, während kurze positive Impulse, die mit der Umdrehung der Reflexionsscheibe synchronisiert sind, an die Helligkeitssteuerung 35 des Oszilloskops gelangen. Die dadurch hervorgerufenen Leuchtstellen ergeben eine unmittelbare Darstellung der komplexen Impedanz auf dem Bildschirm.

Bei der Schaltung gemäß F i g. 3 ist ferner 36 ein Impulsgenerator und 37 eine elektrische Speisequelle für den Impulsgenerator 36 und für die Betätigung des Synchronmotors 23.

Im vorliegenden Fall wird angenommen, daß die als räumliches Mehrfach-T-Glied ausgebildete Wellenleiterverzweigung in ihrem idealen Zustand betrieben wird.

Die Fig.4a und 4b zeigen schematisch den Aufbau des zugehörigen Reflexionsphasenschiebers 22. Hierin ist die Reflexionsscheibe 40 in der Mitte des elektrischen Feldes eines Wellenleiters 39 angeordnet und wird mittels des Synchronmotors 23 mit definierter Geschwindigkeit um eine Achse 41 in Umdrehung versetzt. Von der Lichtquelle 24 fällt ein

Lichtstrahl durch ein Loch 45 in den Wänden des Wellenleiters 39 und durch einen halbkreisförmigen Spalt 46 in der Reflexionsscheibe 40 auf den fotoelektrischen Umformer 25. Als fotoelektrischer Umfor-

mer kann z. B. eine Fotodiode verwendet werden, die einfach aufgebaut ist und zuverlässig arbeitet. Zu Fig. 3 entsprechende Elemente sind in Fig.4a und 4 b gleich beziffert. Mit dieser Einrichtung können rechteckige Impulse gewonnen werden, die mit der

Umdrehung der Reflexionsscheibe 40 synchronisiert sind.

Die Reflexionsscheibe in den F i g. 4 a und 4 b ist so angeordnet, daß die Radien r und r' die folgenden Gleichungen erfüllen, falls X_g die Wellenlänge innerhalb

des Wellenleiters bei der vorgegebenen Mittelfrequenz bedeutet:

r =

2 π

2π

nut —2~

■ /j mit - — < _Ψ' < -y .

φ und φ' sind im Uhrzeigersinn von einem beliebigen Ausgangspunkt gerechnete Winkel.

Auf die oben erläuterte Weise und gemäß der weiteren Entwicklung der vorgenannten Formeln kann

R_x = \k

und demzufolge die gewünschte Impedanz

Z_x =

1 -

direkt abgelesen werden.

Die Meßfehler sind durch das Glied ^- gegeben,

wenn δ dem Parameter entspricht, der den Frequenzgang darstellt, und die Ausgangsspannung am Schmalbandpaß

= V₁ (2p + -j) + V₂ (2p - ^
{πδ)² πδ²

cos 2 (η — ■

(9)

πδ²

COS \ Izilpt + (η - η_χ) + -Lj- SUl 2 {η - η_χ)

Hierin bedeutet:

V₁ = Eingangsspannung des Phasenschiebers 29,

V₂ = Eingangsspannung des Phasenschiebers 30,

F₃ = Ausgangsspannung des Schmalbandpasses 32,

K' = Empfindlichkeit des Welleridetektors, δ — Differenz der Frequenz des Wellenleiters

und der vorgegebenen Mittelfrequenz,
t = Zeit.

Der Winkel η kann zunächst bei der Berichtigung vernachlässigt werden.

Wenn der Frequenzbereich zu 11 bis 12% von der Mittelfrequenz angenommen wird, ist der Wert von

2— weniger als 0,004, da |<5| < 0,1 ist. Dabei ist der

Fehler von \k_x\ in dem genannten Frequenzbereich kleiner als 0,4%, der Fehler von // kleiner als 0,23°. Es ist deshalb ersichtlich, daß der Verstärkungsfehler und Phasenfehler auch im Breitbandbereich äußerst gering ist.

Die beschriebene Einrichtung bildet also ein Impedanzmeßgerät mit einfachem Aufbau, das hohe

309 683/92

ι <*·** i / y D

Meßgenauigkeit im Breitbandbetrieb aufweist. Es kann Anwendung insbesondere bei der Messung mit Millimeter- und Zentimeterwellen finden, wobei die Abmessungen des Wellenleiters entsprechend gering sind. Das Gerät kann, wie beschrieben, im Breitband-

betrieb auch in Verbindung mit einem räumlichen T-Glied und einem Bandpaß vorteilhaft verwendet werden und stellt ein direkt anzeigendes Impedanzmeßgerät mit hoher Genauigkeit und Empfindlichkeit dar.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

i 441 Patentansprüche:

1. Impedanz-Meßgerät für den Mikrowellenbereich mit einer Wellenleiterverzweigung, die mit einem mechanischen, scheibenförmig ausgebildeten und rotierenden Modulationsglied in Wirkverbindung steht und an die ein die Meßfrequenz einspeisender Generatorzweig, ein Meßobjektzweig und ein Detektorzweig angeschlossen ist, welch letzterer ein Demodulationsglied, einen Bandpaß mit einer einem ganzzahligen Vielfachen der Umdrehungsfrequenz des Modulationsgliedes entsprechenden Mittelfrequenz und einem synchron mit der Umdrehung des Demodulationsgliedes getasteten Kreisdiagrammschreiber umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß an die Wellenleiterverzweigung (6) ein Reflexionszweig mit einem zugehörigen Wellenleiter (1) und einem Reflexionsphasenschieber (8) angeschlossen ist, der eine im elektrischen Feld des zugehörigen Wellenleiters (1) um eine zu der Achse dieses Wellenleiters (1) senkrechte Drehachse rotierende Reflexionsscheibe (2) aufweist, deren Radius sektorweise zu einem in Scheibenumfangsrichtung gemessenen Winkel proportional veränderbar ist und deren maximale Radiendifferenz innerhalb eines Sektors einer ganzzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge im zugehörigen Wellenleiter (1) entspricht.

2. Impedanz-Meßgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenleiterverzweigung (6) als räumliches T-Glied ausgebildet ist und daß der Bandpaß (12) eine Mittelfrequenz aufweist, die einem ganzzahligen Vielfachen des Produktes der Drehzahlfrequenz (ρ) und der Sektorenzahl (m) der Reflexionsscheibe (2) entspricht.

3. Impedanz-Meßgerät nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die Zusammensetzung aus: