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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur digitalen Spannungsmessung
mit einem monostabilen Multivibrator, dessen Impulsdauer durch die zu messende Spannung
beeinflußt wird.
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Die Dauer eines Multivibrator-Ausgangsimpulses hängt von der Zeitkonstanten
des Entladekreises ab. Eine Änderung der Dauer dieses Ausgangsimpulses ist bei bekannten
Multivibratoren nur durch Änderung der Zeitkonstanten des Entladekreises (R-Variation
oder C-Variation) möglich. In der Meßtechnik wird jedoch häufig gefordert, daß die
Dauer des Ausolangsimpulses einer Schaltung abhängig ist von einer angelegten Steuerspannung.
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Es ist eine Röhrenschaltung bekannt, die so dimensioniert ist, daß
die Impulsdauer fast linear mit der Spannung am Gitter der ersten Röhre zunimmt.
Man kann mit dieser Schaltung Impulsbreiten oder Impulsabstände bestimmen, indem
man die Vorder- bzw. Rückflanke des Multivibratorimpulses durch Änderung der Gittervorspannung
mit den beiden Punkten zur Deckung bringt, deren Abstand zu bestimmen ist. Von einem
im Gitterkreis der ersten Röhre liegenden Spannungsmesser kann man dann die eingestellte
Impulsdauer ablesen. Diese Schaltung ist aber für Messungen oder Steuerungen über
einen größeren Bereich unbrauchbar, weil sie in einem so begrenzten Bereich der
nach einer e-Funktion verlaufenden Entladekurve arbeitet, daß diese als annähernd
linear angenommen werden kann; exakte Messungen sind damit jedoch nicht möglich.
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Es sind Schaltungen bekanntgeworden, die die Forderung nach exakt
linearer Abhängigkeit der Impulsdauer von der zu messenden bzw. der steuernden Spannung
erfüllen. Es wird dabei eine lineare Sägezahnspannung mit der Steuer- oder Meßspannung
verglichen. Diese Schaltungen sind jedoch sehr aufwendig und störanfällig, denn
die Linearisierung der Sägezahnspannung und die Vergleichsschaltung bedingen einen
erheblichen Schaltungsaufwand, und die Genauigkeit der Messung hängt von der Linearisierung
des Sägezahnes und der Vergleichsschaltung ab.
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Bekannt ist ferner eine Multivibratorschaltung mit elektrisch einstellbarer
Impulsdauer zur gleichzeitigen Erzeugung von Rechteck- und Sägezahnimpulsen. Zur
Entladung der hierbei verwendeten Koppelkondensatoren sind die steuerseitigen Pole
dieser Kondensatoren mit Entladetransistoren verbunden. Die Emitter derselben sind
an einen Pol der Speisequelle angeschlossen, die Basisansteuerung erfolg ,t einzeln
oder gemeinsam über Widerstände aus einer Steuerspannungsquelle. Unter der genannten
Steuerspannung wird hier lediglich der bei Multivibratoren -üb-
liche Auslöseimpuls
verstanden. Auch können die Kondensatoren - ihrem Verwendungszweck entsprechend
- nur auf die für Multivibratoren charakteristische Versorgungsgleichspannung
aufgeladen werden.
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Bekannt ist auch eine Multivibratorschaltung, bei der die Länge der
Ausgangshnpulse von zwei über ihre Emitter miteinander verbundenen Transistoren
durch die Einführung einer Vorspannung in den Kollektorkreis des »Entladetransistors«
gesteuert werden kann. Mit dieser Schaltungsanordnung sind jedoch weder Spannungsmessungen
möglich, noch kann die Länge eines Ausgangsimpulses von einer zusätzlich angelegten
Steuerspannung abhängig gemacht werden. Schließlich sei auch noch auf einen bekannten
digitalen Spannungsmesser hingewiesen, bei dem die Meßspannung einen Kondensator
auflädt, dessen Ladespannung eine Kippstufe in Form einer gasgefüllten Entladeröhre
steuert, so daß Impulse gebildet werden, deren Länge proportional der zu messenden
Spannung ist.
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Die Erfindung zeigt nun unter Verwendung eines monostabilen Multivibrators
eine einfache Schaltungsanordnung, bei der die Meßspannung in an sich bekannter
Weise als Ladespannung für den zeitbestimmenden Kondensator dient und die Entladung
des Kondensators übet ein Netzwerk erfolgt, das die funktionelle Abhängigkeit von
der zu messenden Spannung zu der jeweiligen Impulsdauer bestimmt.
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Die Erfindung ist im folgenden an Hand einiger Ausführungsbeispiele
näher erläutert und in der Zeichnung dargestellt. Gleiche Bauteile sind in allen
Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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F i g. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild der neuen Schalt2 tung;
F i g. 2 zeigt den Spannungsverlauf (Endlade- und Ladekurve) am. Umladekondensator
bei rein ohmschem Netzwerk; F i g. 3 zeigt eine praktische Ausführung für
ein stromstabilisierendes Netzwerk; F i g. 4 zeigt ein Impulsdiagramin zum
Ausführungsbeispiel nach F i g. 3;
F i g. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform
mit Schaltung zur Verkürzung der Ladezeit.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß einmal
die Impulsdauer als Maß der zu messenden (als Steuerspannung angelegten) Spannung
dienen kann, so daß über die Impulslänge eine sehr genaue Spannungsmessung möglich
ist. Zum anderen bietet die neue Schaltung aber auch die Möglichkeit, die Impulsdauer
durch die angelegte Spannung zu steuern. Der besondere Vorteil liegt darin, daß
die Impulsdauer je nach Wahl des Entladenetzwerkes eine beliebige Funktion
(z. B. linear, logarithmisch, quadratisch) der angelegten Spannung sein kann; es
läßt sich also auch auf sehr einfache Weise die häufig gestellte Forderung nach
streng linearem Zusammenhano, verwirklichen.
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Wie in Fig. 1 dargestellt, besteht der Multivibrator in an
sich bekannter Weise aus zwei TransistorenT, und T., deren Emitter miteinander verbunden
sind; der Älultivibrator-Ausgangsirnpuls, der bei A ansteht, ist über den
WiderstandR1 auf die Basis des Transistors T, rückgekoppelt.
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Abweichend von den bisher bekannten Schaltungen monostabiler Multivibratoren
wird der Umladekondensator C nach der Erfindung auf die in den Ladekreis
des Umladekondensators eingespeiste Steuerspannung Ut aufgeladen, und zwar über
die Emitter-Basis-Strecke des im Ruhezustand leitenden Transistors T2 und den Widerstand
R.. Trifft am Eingang E der Multivibratorschaltung, d. h. an der Basis
des Transistors T" ein negativer Auslöseimpuls ein, dann kippt die Schaltung um,
der Transistor T, wird leitend und der Transistor T2 gesperrt. Die Schaltung bleibt
in diesem Zustand, bis sich der Umladekondensator C über das Netzwerk
N entladen hat. Die Entladezeit und damit die Dauer des Ausgangsimpluses
ist abhängig von der Steuerspannung U.,t, dem Kondensator C und von den Eigenschaften
des Netzwerkes N. Da sowohl der Wert des Umladekondensators C als
auch die Eigenschaften des Netzwerkes
N für die Schaltung
festliegen und damit konstant bleiben, ist die Steuerung der Impulsdauer durch die
angelegte Spannung Ut gegeben.
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Es ist nun möglich, durch entsprechende Wahl der Netzwerkeigenschaften
einen bestimmten funktionellen Zusammenhang zwischen der Impulsdauer und der Stuerspannung
herzustellen. Wie als Beispiel in F i g. 2 dargestellt ist, verläuft die
Entladekurve des Umladekondensators C nach einer e-Funktion, wenn das Netzwerk
N durch einen ohnischen Widerstand (F i g. 1) gebildet wird. Bei Aufladung
des Umladekondensators auf die Spannung U", ergibt sich eine Impulsdauer von rl;
die Kurvenschar in F i g. 2 läßt deutlich erkennen, daß bei. Verminderung
der Spannung von l#", auf U", bzw. U"" die Impulsdauer v von vi nach r. gemäß
einer logarithmischen Funktion abnimmt. Bei Verwendung eines rein ohmschen Netzwerkes
ist demnach der Zusammenhang von Steuerspannung und Impulsdauer durch eine logarithmische
Funktion ausgedrückt.
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Da es für viele Anwendungsfälle jedoch erwünscht ist, eine lineare
Funktion zu erhalten, sieht die Erfindung ein solches Netzwerk vor, das eine lineare
Ab-
hängigkeit der Impulsdauer von der Steuerspannung Ut garantiert. Dies
ist dann der Fall, wenn der Strom durch das Netzwerk N für alle Spannungen
konstant bleibt. An Stelle des in F i g. 1 als rein ohmisch angegebenen Netzwerkes
N dient ein stromstabilisierendes Netzwerk, das entweder durch ein den Strom
konstanthaltendes Bauelement dargestellt werden kann oder aber - wie es in
F i g. 3 gezeigt ist - durch einen Transistor T4 und die Widerstände
R., und R4 gebildet wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel für ein stromstabilisierendes
Netzwerl, wird die Tatsache ausgenutzt, daß der Strom durch den Transistor innerhalb
eines gewissen Spannungsbereiches konstant bleibt. Der Transistor T4 muß dabei von
entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp sein wie die beiden Multivibrator-Transistoren,
damit die für die Funktion des Multivibrators erforderlichen Spannungsverhältnisse
an die Basis des Transistors T, erhalten bleiben. Der Widerstand R4 ist als
Potentiometer ausgebildet, so daß der Strom durch den Transistor T4 einstellbar
ist.
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F i g. 4 stellt den Zusammenhang zwischen Steuerspannung U"
und Impulsdauerr für das eben beschriebene Netzwerk im Impulsdiagramin dar. Mit
a
sind die Auslöseimpulse bezeichnet; trifft ein solcher negativer Auslöseimpuls
am Eingang E des Multivibrators ein, dann entlädt sich der Umladekondensator
C nach der im Diagramm mit b bezeichneten Kurve aear gemäß
b. Die Zeit, in der sich der Umladekondensator von der Steuerspannung Ut
auf Null entlädt, entspricht der Impulsdauer-c im Diagramm c. Gemäß der Aufladekurve
Y' wird der Umladekondensator C während der Impulspause wieder aufgeladen.
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Wie aus dem Diagramm b ersichtlich ist, erfolgt die Aufladung
des Umladekondensators C auf die Steuerspannung Ut an sich schon ziemlich
steil, so daß die Schaltung beim Punkt d bereits wieder ausgelöst werden
kann. Eine weitere Versteilerung der Aufladekurve ist für alle Fälle jedoch erforderlich
(für hohe Impulsfolgefrequenzen) und wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß
vor den Umladekondensator C ein weiterer Transistor T, als Emitterfolger
geschaltet ist (F i g. 5). Da der Innenwiderstand dieses Transistors,
über den sich nun der Umladekondensator auf die Steuerspannung U.,t auflädt, sehr
klein ist, wird dadurch die Ladezeit wesentlich verkürzt. Der Widerstand R, an der
Basis des Transistors T2 und das Diodenpaar D dienen zum Schutz des Transistors
T, bei dieser Schaltung.