DE1250493B - Schaltung zur Regelung der Verstar kung durch Ausnutzung der Diodenkennlmienkrummung - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03g

Deutsche Kl.: 21 a2 -18/07

Nummer: 1250 493

Aktenzeichen: N 21974 VIII a/21 a2

Anmeldetag: 17. August 1962

Auslegetag: 21. September 1967

Die Erfindung betrifft eine steuerbare Verstärkungsschaltung, deren Stromverstärkung durch ein Steuersignal variierbar ist.

Obwohl die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung für die verschiedensten Zwecke verwendbar ist, wird diese im folgenden im Zusammenhang mit einem automatischen Verstärkungsregler beschrieben: Eine automatische Verstärkungsregelung ist beispielsweise für Signale, die durch ein optisches Abtastelement eines Zeichenerkennungssystems erzeugt werden, von Bedeutung. Dadurch werden Schwankungen der Ausgangssignale der in dem Zeichenerkennungssystem verwendeten lichtempfindlichen Abtastelemente weitgehend kompensiert, so daß auch solche Zeichen sicher abgelesen werden können, die auf Papier mit stark schwankendem optischem Reflexionsvermögen gedruckt sind. Die herkömmlichen, in Zeichenerkennungssystemen verwendeten automatischen Verstärkungsregler sind sehr kompliziert, da der Spitze-zu-Spitze-Wert der Zeichenerkennungssignale nicht nur innerhalb eines relativ großen Amplitudenbereiches variiert, sondern die Signale außerdem ein sehr breites Frequenzspektrum besitzen, das möglichst unverzerrt bleiben muß, um eine genaue Identifizierung der darin enthaltenen Zeichen zu ermöglichen.

Die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung ermöglicht demgegenüber trotz des bemerkenswert einfachen Aufbaues eine verlust- und verzerrungsarme Verstärkungsregelung über einen weiten Amplituden- und Frequenzbereich.

Gegenstand der Erfindung ist somit eine Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der Diodenkennlinienkrümmung.

Diese ist gekennzeichnet durch zwei Gleichrichterzweige mit in gleicher Richtung gepolten Gleichrichtern, in Reihe geschaltet mit einer ersten, einen Durchlaßstrom liefernden Stromquelle, wobei der zu regelnde Strom und ein Steuerstrom sowie gegebenenfalls auch ein den Arbeitspunkt festlegender Strom in den Verbindungspunkt der Gleichrichterzweige eingespeist werden, während das Ausgangssignal in einem der Zweige z. B. über einem zwischengeschalteten Transistor abnehmbar ist.

Der Ausdruck »Diode« wird für ein Element oder eine Kombination von Elementen verwendet, die als Diode mit gekrümmter Durchlaßspannung-Strom-Kennlinie wirkt. Der Ausdruck »Diode« schließt somit z. B. eine einzelne Halbleiterdiode, zwei oder mehrere miteinander in Reihe geschaltete Halbleiterdioden und die Reihenschaltung einer Halbleiterdiode mit einem Widerstand ein. Das variable Vorspannungssignal Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der Diodenkennlinienkrümmung

Anmelder:

The National Cash Register Company, Dayton, Ohio (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. A. Stappert, Rechtsanwalt, Düsseldorf-Nord, Feldstr. 80

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 18. August 1961 (132 389)

wird im folgenden als Steuersignal oder -strom i_e bezeichnet und enthält eine konstante Komponente Ic, die im folgenden als Vorspannungsstrom bezeichnet wird.

Ein typisches Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beschrieben, und zwar zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild, in dem veranschaulicht wird, wie die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung in ein automatisches Verstärkungsreglersystem eingebaut wird,

F i g. 2 die Form eines typischen, an den automatischen Verstärkungsregler nach F i g. 1 angelegten Signals,

F i g. 3 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung,

Fig. 4a und 4b typische Strom-Spannung-Kennlinien für die im Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 3 verwendeten Bauelemente,

F i g. 5 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung,

F i g. 6 die Stromverstärkung-Steuerstrom-Kennlinie der in F i g. 5 gezeigten Schaltung,

F i g. 7 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des im Blockschaltbild gemäß F i g. 1 verwendeten Spitze-zu-Spitze-Detektors.

In den Zeichnungen sind gleiche Bauteile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

In F i g. 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung mit einem Stromverstärkungsfaktor A gezeigt, welcher eine Funktion eines an diese Schaltung ange-

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legten Steuersignals i_c ist, d. h. A! = f(i_e). Da ein an die Verstärkungsschaltung 25 angelegtes Eingangssignal U ein durch die Gleichung

i₀ = Ais = f{ic) is

dargestelltes Ausgangssignal i₀ erzeugt, ist dieses eine Funktion der Signals i_s und des Steuerstromes i_c.

F i g. 1 zeigt einen die Verstärkungsschaltung verwendenden automatisch regelbaren Verstärker. Das von der Verstärkungsschaltung 25 kommende Ausgangssignal /₀ wird an einen Verstärker 50 angelegt, dessen Ausgangssignal e₀ wiederum einem Spitze-zu-Spitze-Detektor 75 zugeführt wird. Die Aufgabe des Spitze-zu-Spitze-Detektors 75 besteht zunächst darin, den durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des an ihn angelegten Signals e₀, das ein Maß für den Spitzezu-Spitze-Wert des Eingangssignals i_s ist, festzustellen. Als weitere Aufgabe hat der Detektor 75 einen Steuerstrom ic für die variable Verstärkungsschaltung 25 zu liefern, der der Differenz zwischen dem durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e₀ und einem Bezugsspannungspegel proportional ist. Der Bezugsspannungspegel wird so gewählt, daß er der Größe des durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wertes des Signals e₀ bei Nichtberücksichtigung des Eingangssignals /_s entspricht.

Der durch den Spitze-zu-Spitze-Detektor 75 gelieferte Steuerstrom i_c hat also eine Größe und Polarität, die der Differenz zwischen dem durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e_ound dem gewählten Bezugsspannungspegel proportional ist. Der an die variable Verstärkungsschaltung 25 angelegte Strom i_c bewirkt, daß der Stromverstärkungsfaktor A der Schaltung 25 im einen Betrag und in einer Richtung verändert wird, so daß der Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e₀ bestrebt ist, sich auf den Wert des Bezugsspannungspegels einzustellen. Wird beispielsweise zu einem bestimmten Zeitpunkt der durchschnittliche Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e₀ größer als der Bezugsspannungspegel, dann erzeugt der Detektor 75 einen Steuerstrom i_c, der den Stromverstärkungsfaktor A der variablen Verstärkungsschaltung 25 verringert und demzufolge den Wert des Signals e₀ so weit reduziert, daß dieses infolge der Rückkopplung wieder an den Bezugsspannungspegel angenähert wird. Selbstverständlich muß die Verstärkung im Rückkopplungskreis der F i g. 1 groß genug sein, um den durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Ausgangssignals e₀ für den ganzen Bereich von möglichen Schwankungen in dem Eingangssignal i_s annähernd auf dem Bezugsspannungspegel zu halten. Eine typische Form eines Eingangssignals i_s mit einem durchschnittlichen Spitzezu-Spitze-Wert »0« ist in F i g. 2 veranschaulicht. Diese Signalform stellt beispielsweise das von dem Abtastelement eines optischen Zeichenerkennungssystems erzeugte Signal dar.

Unter Zugrundelegung der vorstehenden allgemeinen Beschreibung der Erfindung werden nachstehend bevorzugte Ausführungsbeispiele der variablen Verstärkungsschaltung 25 und des Spitze-zu-Spitze-Detektors 65 erläutert. Der in dem in F i g. 1 gezeigten Blockschaltbild dargestellte Verstärker 50 wird nicht näher beschrieben, da er beliebiger bekannter Bauart sein kann. Es ist lediglich Voraussetzung, daß er die erforderliche Verstärkung und Frequenzwiedergabe besitzt.

In F i g. 3 ist das Schaltbild eines typischen Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen variablen Verstärkungsschaltung 25 gezeigt. Daraus geht hervor, Zweig' daß die Schaltung 25 aus zwei gleichgepolten, in Reihe Eo₂ ist geschalteten Dioden 15 und 17 besteht, die weiter Nui mit der durch den Emitter 19 e und die Basis 19 b eines strom pnp-Transistors 19 gebildeten Emitter-Basis-Diode in für d Reihe liegen. Die drei in Reihe geschalteten Dioden der d liegen an einer Vorspannungsquelle Eb, die einen in zweit' Durchlaßrichtung durch die Dioden fließenden Strom Ib des S bewirkt. Genauer gesagt ist die Anode \5p der Diode 15 höhu

ίο geerdet, was den positiven Pol der Spannungsquelle En Folg' darstellt, während die Kathode 15c der Diode 15 an dami der Anode YIp der Diode 17 liegt, deren Kathode 17c dert. ihrerseits mit dem Emitter 19 e des Transistors 19 ver- nich bunden ist. Die Basis 196 des Transistors 19 ist schließ- der ί lieh mit dem negativen Pol der Spannungsquelle Eb ver- der bunden, während der Kollektor 18c des Transistors 19 /.wc über einen Widerstand 21 an der negativen Klemme—V für

einer Kollektorspannungsquelle liegt. F i

Die Vorspannungsquelle En wird zweckmäßiger- (Ar weise in der variablen Verstärkungsschaltung nach Zw F i g. 3 durch den Spannungsabfall Eb an einer wie Diode 23, deren Anode 23p an Erde und deren Ka- sch thode23tf an der Basis 19& des Transistors 19 liegt, ein realisiert. Die Diode 23 wird durch einen Vorspan- Pu nungsstrom //, der durch eine über einen Widerstand 22 Sp mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode 23 α φ der Diode 23 und der Basis 19 b des Transistors 19 St verbundene Spannungsquelle —V erzeugt wird, in Durchlaßrichtung gehalten.

Der Verbindungspunkt zwischen der Kathode 15 c der Diode 15 und der Anode Π ρ der Diode 17 in di F i g. 3 dient als Knoten N, an den der Eingangs- V strom i_B und der Steuerstrom i_c zusammen mit einem si zweiten Vorspannungsstrom Ic angelegt werden, der d über einen Widerstand 24 durch die positive Klemme f ■f V einer Spannungsquelle geliefert wird. Die Wirkung e der an den Knoten N angelegten Ströme /_s, i_c, Ic und i

die Arbeitsweise der variablen Verstärkungsschaltung 25 nach F i g. 3 werden nachstehend an Hand der in den Fig. 4A und 4B dargestellten Kennlinien erläutert.

In Fig. 4A sind zwei Strom-Spannung-Kennlinien I und II gezeigt. Die Strom-Spannung-Kennlinie I veranschaulicht die Strom-Spannung-Abhängigkeit des die Diode 15 enthaltenden Zweiges in F i g. 3, der im folgenden als Zweig I bezeichnet wird. Die Strom-Spannung-Kennlinie II veranschaulicht dagegen die Strom-Spannung-Abhängigkeit für den die Diode 17 in Reihenschaltung mit der Emitter-Basis-Diode des Transistors 19 enthaltenden Zweig, der im folgenden als Zweig II bezeichnet wird. Die Tangente an jedem Punkt der Kurven in der F i g. 4A stellt den Wechselstromleitwert des entsprechenden Zweiges dar.

Da die Summe der an den Zweigen I und II auftretenden Spannungen notwendigerweise gleich der Vorspannung Eb ist, können die zwei in F i g. 4 A gezeigten Kurven zweckmäßigerweise in entgegengesetztem Sinn dargestellt werden, wie in Fig. 4B gezeigt, wodurch die Arbeitsweise der in F i g. 3 gezeigten Schaltung anschaulicher wird. Es sei zunächst einmal angenommen, daß an den Knoten N keine Ströme angelegt werden, d. h., daß i_s, i_c und Ic Null sind. Unter dieser Voraussetzung ist der in den beiden Zweigen I und II fließende Vorspannungsstrom Ib gleich groß. Dieser Zustand ist in F i g. 4B durch den Schnittpunkt 12 der Kurven I und Il veranschaulicht. An diesem Punkt ist der Strom Is für beide Zweige gleich groß. Die Summe der an den

5 6

•r, Zweigen I und II auftretenden Spannungen Eo₁ und der Kurven entsprechen) entsprechend und bewirken ae Eo₂ ist gleich der Spannung Eb- dadurch, daß für jeden Wert i_c ein anderer Stromverer Nun wird an den Knoten iVder zweite Vorspannungs- Stärkungsfaktor A erhalten wird.
'S strom Ic angelegt, um den gewünschten Arbeitspunkt Wird beispielsweise ein Steuerstrom i_c bestimmter η für die Schaltung nach F i g. 3 einzustellen. Der in 5 Größe an den Knoten N in der in F i g. 3 gezeigten η der durch den Pfeil angedeuteten Richtung angelegte Richtung angelegt und dadurch zu I₀ addiert, dann η zweite Vorspannungsstrom/c bewirkt eine Erhöhung verschiebt sich die Arbeitsgerade 26 in Fig. 4 B β des Stromflusses in Zweig II, was wiederum eine Er- um einen von der Größe des Stromes i_c abhängigen höhung des Spannungsabfalls an diesem Zweig zur Betrag nach rechts, wodurch die Steilheit der Leitwert- B Folge hat, während der Strom Ic den Stromfluß und io tangente der Kurve Il zu- und die der Kurve I abrc damit auch den Spannungsabfall im Zweig I vermin- nimmt. Der Leitwert G₁ verringert sich somit, während c dert. Obwohl die Ströme in den beiden Zweigen nun der Leitwert G₂ ansteigt, und der Stromverstärkungsnicht mehr gleich groß sind, bleibt trotzdem die Summe faktor A wird dementsprechend erhöht. Wird dagegen der Spannungsabfälle an ihnen notwendigerweise gleich an den Knoten N der Steuerstrom i_c in entgegengeder Spannung Eb- Der neue, durch Anlegen des 15 setzter Richtung, wie in F i g. 3 gezeigt, angelegt, so ' zweiten Vorspannungsstromes Ic erzielte Arbeitspunkt daß dieser dem Strom Ic entgegenwirkt, dann wird für die in F i g. 3 gezeigte Schaltung liegt auf der in die Arbeitsgerade 26 in F i g. 4B um einen von der Fig. 4 B gezeigten senkrechten gestrichelten Linie 26 Größe des Steuerstromes i_c abhängigen Betrag nach (Arbeitsgerade). In diesem Betriebszustand tritt im links verschoben. Die Steilheit der Tangente an die Zweig I ein Strom I₁ und ein Spannungsabfall E₁ auf, 20 Kurve I wird nun größer, während die der Kurve II wie durch den Punkt 16 auf der Kennlinie I veran- kleiner wird, was zur Folge hat, daß G₂ kleiner und G₁ schaulicht, während der Zweig II einen Strom I₂ und größer wird. Dies hat zur Folge, daß sich die Stromeinen Spannungsabfall E₂ aufweist, wie durch den verstärkung verringert.

Punkt 18 auf der Kennlinie II gezeigt. Die Summe der Aus den obigen Ausführungen geht hervor, daß die Spannungsabfälle E₁ und E₂ ist selbstverständlich 25 Stromverstärkung der variablen Verstärkungsschalgleich der Spannung Eb, und die Beziehung der tung 25 nach F i g. 3 entsprechend dem Steuerstrom i_c Ströme läßt sich wie folgt ausdrücken: variierbar ist. Die Stromverstärkungsfaktor-^-Steuer- j—l ij ₀₍j_er / — j — j strom-Zc-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 3 hängt ^{2 c} * c 2 1 · selbstverständlich auch von dem Wert der Vorspan-Bei der nun folgenden Betrachtung der Arbeitsweise 30 nung Eb und von dem durch den zweiten Vorspander Schaltung nach F i g. 3 versteht es sich, daß der nungsstrom Ic und die Strom-Spannung-Kennlinie Wert des Ausgangsstromes i₀ vom Anteil des Eingangs- der Halbleiter erzeugten Arbeitspunkt ab. Im vorangestromes i_s abhängt, der in den Zweig Il und somit über gangenen wurde angenommen, daß die Gleichstromden Emitter 19c und die Basis 19b des Transistors 19 anteile der Ströme i_s und i_c Null sind; ist dies nicht der fließt, wodurch am Kollektor 19c ein Ausgangsstrom i„ 35 Fall, dann kann der Vorspannungsstrom Ic so eingeerzeugt wird. Der Anteil des Eingangsstromes i_s, der stellt werden, daß er die Gleichstromanteile in einem in den Zweig II fließt, ist seinerseits von der Strom- der beiden oder beiden Strömen i_c oder i_s kompensiert, verstärkung der Schaltung abhängig, die, wie aus Es folgt nun eine Erläuterung einiger Merkmale und Fig. 4B hervorgeht, in dem Maße variiert, wie der Besonderheiten der Schaltung nach Fig. 3. Zunächst Steuerstrom i_c um den durch den Strom I₀ einge- 40 sei bemerkt, daß die einzigen in der Schaltung nach stellten Arbeitspunkt schwankt. Bezeichnet man den F i g. 3 enthaltenen frequenzabhängigen Elemente die Wechselstromleitwert des Zweiges I mit G₁ und den Halbleiterelemente sind, d. h. die Dioden 15,17 und 23 des Zweiges II mit G₂, dann beträgt der Stromver- und der Transistor 19. Somit wird die Frequenzwieder-

stärkunesfaktor A- ^Gi Der Aussaneswechsel ^{gabe der Schaltun}§^{en in erster Linie von der} Frequenz-

starkungstaktor A - -^-qr^· ^Der Ausgangswechsel- ₄₅ ^^^^^ _dieser Elemente bestimmt, die gewöhn-

strom /₀ ergibt sich somit aus der Gleichung lieh über einen breiten Frequenzbereich verhältnis-

mäßig konstant ist.

i₀ = A ■ i_s = - * ² , Als nächstes sei darauf hingewiesen, daß zur Ver-

¹^ ² meidung von Verzerrungen die Amplituden des Ein-

worin T eine Konstante ist, deren Größe von der durch 5° gangssignals i_s trotz dessen weiten Amplitudenbeden Transistor 19 gelieferten Stromverstärkung ab- reiches vorzugsweise so klein sein sollen, daß die hängt. Die Schaltung 25 wird so ausgelegt, daß die Halbleiterbauelemente in F i g. 3 praktisch innerhalb beiden Faktoren A und T kleiner als Eins sind. eines linearen Bereiches arbeiten. Aus diesem Grund Wie bereits erwähnt, entsprechen die Wechselstrom- wird das Eingangssignal i_s vorzugsweise unverstärkt leitwerte G₁ und G₂ der Zweige I und II der Steilheit 55 an die variable Verstärkungsschaltung angelegt.
der Tangenten an die entsprechenden Kurven I und II Ein weiterer wichtiger Punkt betrifft die Wahl des durch den jeweiligen Arbeitspunkt. Die Wahl der Größe durch die Vorspannung üs und den Vorspannungsdes Stromes Ic, der den Arbeitspunkt der Schaltung strom Ic festgelegten Arbeitspunktes. Diese Werte festlegt, bestimmt somit die Ausgangswerte von G₁ sollten vorzugsweise unter Berücksichtigung der zu und G₂, d. h. für den Fall, daß der Steuerstrom i_c — 0 60 erwartenden Amplituden des Eingangssignals i_s und ist. Die Wirkung des Steuerstromes i_c besteht darin, des Steuersignals i_c so gewählt werden, daß ein eine die Betriebsgerade 26, je nach der Richtung und Größe minimale Verzerrung des Eingangssignals i_s bswirvon /_c, entweder nach links oder nach rechts zu ver- kender Arbeitsbereich eingestellt wird. Selbstverständschieben. Da eine Verschiebung in der einen oder lieh können solche Halbleiterelemente ausgewählt anderen der beiden Richtungen bewirkt, daß die Steil- 55 werden, die einen besonders verzerrungsarmsn Beheit der Tangente an der einen Kurve zu- und die der trieb gewährleisten. So könnten beispielsweise an Stelle anderen Kurve abnimmt, variieren die Werte von G₁ einer Diode zwei in Reihe oder parallelgeschaltete und G₂ (die der Steilheit der Tangenten an jedem Punkt Dioden vorgesehen werden, um eine bestimmte Strom-

Spannung-Kennlinie zu erhalten. Auch könnten ein oder mehrere zusätzliche lineare Elemente (z. B. Widerstände) und/oder nichtlineare Elemente in einem oder beiden der Zweige I und II vorgesehen werden, um eine günstigere Kennlinie zu erzielen. Solche und ähnliche Abwandlungen liegen eindeutig im Rahmen der Erfindung.

Im folgenden seien noch kurz die Aufgabe und die Arbeitsweise des Transistors 19 erläutert. Die Spannungsquelle — V und der Kollektorwiderstand 21 werden so gewählt, daß der Transistor 19 in einem Bereich arbeitet, in dem der erzeugte Ausgangsstrom ;₀ genau dem Eingangsstrom /„ entspricht.

Eine weitere Abwandlung der Schaltung 25 gemäß F i g. 3 ist in F i g. 5 gezeigt. Der einzige Unterschied zwischen der Schaltung nach F i g. 5 und derjenigen nach F i g. 3 besteht darin, daß in Reihe mit der Diode 17 und in Reihe mit der Diode 23 zusätzliche Widerstände 117 bzw. 129 eingeschaltet sind. Der Widerstand 129 ist vorgesehen, um eine höhere Vorspannung Eb zu erhalten, als sie bei Verwendung der Diode 23 allein erreichbar wäre. Demgegenüber ist der Widerstand 117 vorgesehen, um der Strom-Spannung-Kennlinie des Zweiges II eine bestimmte Form zu geben und eine Sättigung des Transistors 19 zu verhindern.

Gemäß F i g. 6 ist eine graphische Darstellung des Stromverstärkungsfaktors A in Abhängigkeit von dem Strom ic der Schaltung nach F i g. 5 veranschaulicht. Während die in Vollinien eingezeichnete Kurve A' für die Schaltung nach F i g. 5 gilt, zeigt die gestrichelte Kurve A" den Zustand, wenn der mit der Diode 17 in Reihe geschaltete Widerstand 117 weggelassen ist.

Beim Einbau der variablen Verstärkungsschaltung 25 in das Verstärkungsreglersystem nach F i g. 1 ist es sehr vorteilhaft, wenn man den zweiten Vorspannungsstrom Ic so wählt, daß der Arbeitspunkt der Schaltung nach F i g. 3 relativ weit rechts vom Schnittpunkt 12 liegt, wie durch die gestrichelte senkrechte Linie 26 (Arbeitsgerade) in F i g. 4 B veranschaulicht. Hierdurch wird eine maximale Stromverstärkung und somit der maximale Ausgangsstrom i₀ für Eingangssignale mit niedriger Amplitude erzielt, die sowenig wie möglich abgeschwächt werden sollten. Der Arbeitspunkt der Schaltung nach F i g. 5 wurde aus diesem Grund, wie in F i g. 6 gezeigt, mit Ic = 1,5 mA gewählt. Als Folge davon ergibt sich der maximale Stromverstärkungsfaktor A', wie in F i g. 6 gezeigt, für ic = 0 und wird mit dem Ansteigen von i_c niedriger. Aus F i g. 6 geht ferner hervor, daß durch Anordnung des Widerstandes 117 die Kurve A' einen relativ linearen Arbeitsbereich erhält, wodurch ein Arbeiten mit einer minimalen Verzerrung des Eingangssignal i_s möglich wird.

Durch den in der im vorangegangenen beschriebenen Weise eingestellten Arbeitspunkt für die variable Verstärkungsschaltung 25 erzeugt der automatisch geregelte Verstärker 5.0 gemäß F i g. 1 ein Ausgangssignal e₀, das gleich dem gewählten Bezugsspannungspegel für den minimalen durchschnittlichen Spitzezu-Spitze-Wert des zu erwartenden Eingangssignals i_s ist. Dann erzeugt der Spitze-zu-Spitze-Detektor 75 für Eingangssignale mit durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Werten, die größer als der minimale Wert sind, infolge des Signals e₀ einen Steuerstrom i_c (in entgegengesetzter Richtung wie in F i g. 3 bzw. 5 angezeigt), der dem Vorspannungsstrom Ic entgegengesetzt ist und eine entsprechende Verminderung des Stromverstärkungsfaktors A der variablen Verstärkungsschaltung 25 hervorruft, wie durch die Kurve A' in F i g. 6 veranschaulicht. Als Folge der Rückkopplung des Verstärkungsreglersystems nach F i g. 1 wird dann der durchschnittliche Spitze-zu-Spitze-Wert des Ausgangssignals e₀ des Verstärkers 50 über einen weiten Bereich von Eingangsamplituden annähernd gleich dem gewählten Bezugsspannungspegel gehalten.

Im folgenden wird an Hand des Schaltbildes gemäß

ίο F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel des in F i g. 1 allgemein gezeigten Spitze-zu-Spitze-Detektors im einzelnen beschrieben.

Wie in F i g. 7 gezeigt, wird das vom Verstärker 50 kommende Ausgangssignal e₀ an die Basen 72b und 74b der pnp- bzw. npn-Transistoren 72 bzw. 74 angelegt. Diese Transistoren arbeiten als Emitterfolger und bilden deshalb für das Eingangssignal e₀ eine verhältnismäßig hohe Eingangsimpedanz. Die Kollektorwiderstände 73 und 75 a sind klein gegenüber den Emitterwiderständen 71 bzw. 77 und dienen hauptsächlich zu Schutzzwecken. Wie gezeigt, liegt der Kollektorwiderstand 73 zwischen dem Kollektor 72 c des Transistors 72 und der negativen Klemme — V der Spannungsquelle, während der Kollektorwiderstand 75 a zwischen dem Kollektor 74 c des Transistors 74 und Erde liegt. Andererseits liegt der Emitterwiderstand 71 zwischen dem Emitter 72 e des Transistors 72 und Erde, während der Emitterwiderstand 77 zwischen dem Emitter 74 e des Transistors 74 und der negativen Klemme — V der Spannungsquelle liegt.

Die Ausgänge der Emitter 72 e und 74 e der Transistoren 72 und 74 in F i g. 7 sind so geschaltet, daß ein erster Kondensator 86 zwischen dem Emitter 74 e des Transistors 74 und Erde und ein zweiter Kondensator 82 in Serie mit einer Zenerdiode 85 zwischen dem Emitter 72 e des Transistors 72 und dem Emitter 74 e des Transistors 74 liegt. Die Zenerdiode 85 liegt mit dem einen Pol über einen Widerstand 81 an der positiven Klemme + V und mit dem anderen Pol über einen Widerstand 83 an der negativen Klemme — V einer Spannungsquelle, wodurch die Zenerdiode vorgespannt wird.

Der Kondensator 85 wird über die Basis 74/> und den Emitter 74 e des Transistors 74 auf die positivste Spitzenspannung des Signals e₀ aufgeladen, während der Kondensator 82 über die Basis 72 b und den Emitter 72e des Transistors 72 auf eine Spannung aufgeladen wird, die gleich der Differenz zwischen der am Emitter 72 e auftretenden negativsten Spitzenspannung e₀ und der Summe der Spannungen am Kondensator 86 und an der Zenerdiode 85 ist, wobei die Lade- und Entladekreise der Kondensatoren 82 und 86 so gewählt sind, daß die an ihnen auftretenden Spannungen den Durchschnittswerten des Signals e₀ entsprechen. Wird die Zenerdiode 85 so gewählt, daß die an ihr liegende Spannung gleich dem gewünschten Pegel des durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wertes des Signals e₀ ist, dann entspricht die am Kondensator 82 auftretende Spannung der Differenz zwischen der durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Spannung des Signals e₀ und dem durch die Zenerdiode 85 gelieferten Bezugsspannungspegel. Die Spannung am Kondensator 82 stellt somit die Differenz zwischen der durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Spannung des Signals e₀ und dem gewünschten Bezugsspannungspegel dar. Transistoren 92 und 94, an die die an dem Kondensator 82 liegende Spannung angelegt wird, dienen dazu, diese Spannung in ein am Kollektor des Tran-

sistors 92 auftretendes Signal umzuwandeln, das durch einen Transistor 96 weiter verstärkt wird und dadurch den Steuerstrom i_c liefert, der an den Knoten N der variablen Verstärkungsschaltung 25 angelegt wird. Es versteht sich, daß der auf diese Weise erhaltene Steuerstrom i_c der Differenz zwischen dem durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e₀ und dem durch die Zenerdiode 85 gelieferten Bezugsspannungspegel proportional ist und daher die notwendige Steuerung der Schaltung 25 für den Betrieb des automatischen Verstärkungsreglersystems nach F i g. 1 bewirkt.

Selbstverständlich sind, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen, viele Abwandlungen und Änderungen der Erfindung bezüglich Aufbau und Verwendung möglich.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der Diodenkennlinienkrümmung, gekennzeichnetdurch zwei Gleichrichterzweige mit in gleicher Richtung gepolten Gleichrichtern (15, 17), in Reihe geschaltet mit einer ersten, einen Durchlaßstrom (Ib) liefernden Stromquelle (Eb), wobei der zu regelnde Strom (/_s) und ein Steuerstrom (i_c) sowie gegebenenfalls auch ein den Arbeitspunkt festlegender Strom (Ic) in den Verbindungspunkt (N) der Gleichrichterzweige eingespeist werden, während das Ausgangssignal (Z₀) in einem der Zweige, z. B. über einem zwischengeschalteten Transistor (19), abnehmbar ist.

2. Schaltung zur Regelung der Verstärkung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchlaßvorspannungsstromquelle (Eb) aus einer Quelle für konstante Spannung (— V), einem Widerstand (22), der mit den beiden Dioden (15, 17) in Reihe geschaltet ist, sowie aus einer dritten Diode (23) besteht, die in Durchlaßrichtung gepolt und zu den beiden vorgenannten Dioden parallel geschaltet ist.

3. Schaltung zur Regelung der Verstärkung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Transistor (19) mit seiner Basis-Emitter-Strecke (19 £ bis 19 e) mit der genannten einen (17) der beiden Dioden in Reihe geschaltet ist, wobei der Emitter (19 e) an der nicht mit der anderen (15) der beiden Dioden verbundenen Elektrode (17 c) der genannten einen (17) der beiden Dioden liegt.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 105 914.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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