DE1250493B - Schaltung zur Regelung der Verstar kung durch Ausnutzung der Diodenkennlmienkrummung - Google Patents
Schaltung zur Regelung der Verstar kung durch Ausnutzung der DiodenkennlmienkrummungInfo
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- DE1250493B DE1250493B DENDAT1250493D DE1250493DA DE1250493B DE 1250493 B DE1250493 B DE 1250493B DE NDAT1250493 D DENDAT1250493 D DE NDAT1250493D DE 1250493D A DE1250493D A DE 1250493DA DE 1250493 B DE1250493 B DE 1250493B
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Description
BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
H03g
Deutsche Kl.: 21 a2 -18/07
Nummer: 1250 493
Aktenzeichen: N 21974 VIII a/21 a2
Anmeldetag: 17. August 1962
Auslegetag: 21. September 1967
Die Erfindung betrifft eine steuerbare Verstärkungsschaltung, deren Stromverstärkung durch ein Steuersignal
variierbar ist.
Obwohl die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung für die verschiedensten Zwecke
verwendbar ist, wird diese im folgenden im Zusammenhang mit einem automatischen Verstärkungsregler beschrieben:
Eine automatische Verstärkungsregelung ist beispielsweise für Signale, die durch ein optisches
Abtastelement eines Zeichenerkennungssystems erzeugt werden, von Bedeutung. Dadurch werden
Schwankungen der Ausgangssignale der in dem Zeichenerkennungssystem verwendeten lichtempfindlichen
Abtastelemente weitgehend kompensiert, so daß auch solche Zeichen sicher abgelesen werden können, die
auf Papier mit stark schwankendem optischem Reflexionsvermögen gedruckt sind. Die herkömmlichen,
in Zeichenerkennungssystemen verwendeten automatischen Verstärkungsregler sind sehr kompliziert,
da der Spitze-zu-Spitze-Wert der Zeichenerkennungssignale nicht nur innerhalb eines relativ großen Amplitudenbereiches
variiert, sondern die Signale außerdem ein sehr breites Frequenzspektrum besitzen, das
möglichst unverzerrt bleiben muß, um eine genaue Identifizierung der darin enthaltenen Zeichen zu ermöglichen.
Die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung ermöglicht demgegenüber trotz des bemerkenswert
einfachen Aufbaues eine verlust- und verzerrungsarme Verstärkungsregelung über einen weiten
Amplituden- und Frequenzbereich.
Gegenstand der Erfindung ist somit eine Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der
Diodenkennlinienkrümmung.
Diese ist gekennzeichnet durch zwei Gleichrichterzweige mit in gleicher Richtung gepolten Gleichrichtern,
in Reihe geschaltet mit einer ersten, einen Durchlaßstrom liefernden Stromquelle, wobei der zu
regelnde Strom und ein Steuerstrom sowie gegebenenfalls auch ein den Arbeitspunkt festlegender Strom
in den Verbindungspunkt der Gleichrichterzweige eingespeist werden, während das Ausgangssignal in einem
der Zweige z. B. über einem zwischengeschalteten Transistor abnehmbar ist.
Der Ausdruck »Diode« wird für ein Element oder eine Kombination von Elementen verwendet, die als Diode
mit gekrümmter Durchlaßspannung-Strom-Kennlinie wirkt. Der Ausdruck »Diode« schließt somit z. B. eine
einzelne Halbleiterdiode, zwei oder mehrere miteinander in Reihe geschaltete Halbleiterdioden und
die Reihenschaltung einer Halbleiterdiode mit einem Widerstand ein. Das variable Vorspannungssignal
Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der Diodenkennlinienkrümmung
Anmelder:
The National Cash Register Company, Dayton, Ohio (V. St. A.)
Vertreter:
Dr. A. Stappert, Rechtsanwalt, Düsseldorf-Nord, Feldstr. 80
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 18. August 1961 (132 389)
wird im folgenden als Steuersignal oder -strom ie bezeichnet
und enthält eine konstante Komponente Ic, die im folgenden als Vorspannungsstrom bezeichnet
wird.
Ein typisches Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beschrieben,
und zwar zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild, in dem veranschaulicht wird, wie die erfindungsgemäße steuerbare Verstärkungsschaltung
in ein automatisches Verstärkungsreglersystem eingebaut wird,
F i g. 2 die Form eines typischen, an den automatischen Verstärkungsregler nach F i g. 1 angelegten
Signals,
F i g. 3 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung,
Fig. 4a und 4b typische Strom-Spannung-Kennlinien für die im Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 3
verwendeten Bauelemente,
F i g. 5 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung,
F i g. 6 die Stromverstärkung-Steuerstrom-Kennlinie der in F i g. 5 gezeigten Schaltung,
F i g. 7 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des im Blockschaltbild gemäß F i g. 1 verwendeten
Spitze-zu-Spitze-Detektors.
In den Zeichnungen sind gleiche Bauteile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
In F i g. 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen steuerbaren Verstärkungsschaltung
mit einem Stromverstärkungsfaktor A gezeigt, welcher eine Funktion eines an diese Schaltung ange-
709 648/237
legten Steuersignals ic ist, d. h. A! = f(ie). Da ein an
die Verstärkungsschaltung 25 angelegtes Eingangssignal U ein durch die Gleichung
i0 = Ais = f{ic) is
dargestelltes Ausgangssignal i0 erzeugt, ist dieses eine
Funktion der Signals is und des Steuerstromes ic.
F i g. 1 zeigt einen die Verstärkungsschaltung verwendenden automatisch regelbaren Verstärker. Das
von der Verstärkungsschaltung 25 kommende Ausgangssignal /0 wird an einen Verstärker 50 angelegt,
dessen Ausgangssignal e0 wiederum einem Spitze-zu-Spitze-Detektor
75 zugeführt wird. Die Aufgabe des Spitze-zu-Spitze-Detektors 75 besteht zunächst darin,
den durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des an ihn angelegten Signals e0, das ein Maß für den Spitzezu-Spitze-Wert
des Eingangssignals is ist, festzustellen. Als weitere Aufgabe hat der Detektor 75 einen Steuerstrom
ic für die variable Verstärkungsschaltung 25 zu
liefern, der der Differenz zwischen dem durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e0 und einem
Bezugsspannungspegel proportional ist. Der Bezugsspannungspegel wird so gewählt, daß er der Größe des
durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wertes des Signals e0 bei Nichtberücksichtigung des Eingangssignals /s entspricht.
Der durch den Spitze-zu-Spitze-Detektor 75 gelieferte Steuerstrom ic hat also eine Größe und Polarität,
die der Differenz zwischen dem durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals eound dem gewählten
Bezugsspannungspegel proportional ist. Der an die variable Verstärkungsschaltung 25 angelegte Strom ic
bewirkt, daß der Stromverstärkungsfaktor A der Schaltung 25 im einen Betrag und in einer Richtung
verändert wird, so daß der Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e0 bestrebt ist, sich auf den Wert des Bezugsspannungspegels
einzustellen. Wird beispielsweise zu einem bestimmten Zeitpunkt der durchschnittliche
Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e0 größer als der Bezugsspannungspegel, dann erzeugt der Detektor 75
einen Steuerstrom ic, der den Stromverstärkungsfaktor A der variablen Verstärkungsschaltung 25 verringert
und demzufolge den Wert des Signals e0 so weit reduziert, daß dieses infolge der Rückkopplung wieder
an den Bezugsspannungspegel angenähert wird. Selbstverständlich muß die Verstärkung im Rückkopplungskreis der F i g. 1 groß genug sein, um den durchschnittlichen
Spitze-zu-Spitze-Wert des Ausgangssignals e0 für den ganzen Bereich von möglichen Schwankungen
in dem Eingangssignal is annähernd auf dem Bezugsspannungspegel
zu halten. Eine typische Form eines Eingangssignals is mit einem durchschnittlichen Spitzezu-Spitze-Wert
»0« ist in F i g. 2 veranschaulicht. Diese
Signalform stellt beispielsweise das von dem Abtastelement eines optischen Zeichenerkennungssystems
erzeugte Signal dar.
Unter Zugrundelegung der vorstehenden allgemeinen Beschreibung der Erfindung werden nachstehend
bevorzugte Ausführungsbeispiele der variablen Verstärkungsschaltung 25 und des Spitze-zu-Spitze-Detektors
65 erläutert. Der in dem in F i g. 1 gezeigten Blockschaltbild dargestellte Verstärker 50 wird
nicht näher beschrieben, da er beliebiger bekannter Bauart sein kann. Es ist lediglich Voraussetzung, daß
er die erforderliche Verstärkung und Frequenzwiedergabe besitzt.
In F i g. 3 ist das Schaltbild eines typischen Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen variablen Verstärkungsschaltung 25 gezeigt. Daraus geht hervor, Zweig'
daß die Schaltung 25 aus zwei gleichgepolten, in Reihe Eo2 ist
geschalteten Dioden 15 und 17 besteht, die weiter Nui
mit der durch den Emitter 19 e und die Basis 19 b eines strom
pnp-Transistors 19 gebildeten Emitter-Basis-Diode in für d Reihe liegen. Die drei in Reihe geschalteten Dioden der d
liegen an einer Vorspannungsquelle Eb, die einen in zweit' Durchlaßrichtung durch die Dioden fließenden Strom Ib des S
bewirkt. Genauer gesagt ist die Anode \5p der Diode 15 höhu
ίο geerdet, was den positiven Pol der Spannungsquelle En Folg'
darstellt, während die Kathode 15c der Diode 15 an dami der Anode YIp der Diode 17 liegt, deren Kathode 17c dert.
ihrerseits mit dem Emitter 19 e des Transistors 19 ver- nich
bunden ist. Die Basis 196 des Transistors 19 ist schließ- der ί
lieh mit dem negativen Pol der Spannungsquelle Eb ver- der
bunden, während der Kollektor 18c des Transistors 19 /.wc
über einen Widerstand 21 an der negativen Klemme—V für
einer Kollektorspannungsquelle liegt. F i
Die Vorspannungsquelle En wird zweckmäßiger- (Ar
weise in der variablen Verstärkungsschaltung nach Zw F i g. 3 durch den Spannungsabfall Eb an einer wie
Diode 23, deren Anode 23p an Erde und deren Ka- sch thode23tf an der Basis 19& des Transistors 19 liegt, ein
realisiert. Die Diode 23 wird durch einen Vorspan- Pu
nungsstrom //, der durch eine über einen Widerstand 22 Sp mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode 23 α φ
der Diode 23 und der Basis 19 b des Transistors 19 St verbundene Spannungsquelle —V erzeugt wird, in
Durchlaßrichtung gehalten.
Der Verbindungspunkt zwischen der Kathode 15 c der Diode 15 und der Anode Π ρ der Diode 17 in di
F i g. 3 dient als Knoten N, an den der Eingangs- V strom iB und der Steuerstrom ic zusammen mit einem si
zweiten Vorspannungsstrom Ic angelegt werden, der d über einen Widerstand 24 durch die positive Klemme f
■f V einer Spannungsquelle geliefert wird. Die Wirkung e
der an den Knoten N angelegten Ströme /s, ic, Ic und i
die Arbeitsweise der variablen Verstärkungsschaltung 25 nach F i g. 3 werden nachstehend an Hand der in
den Fig. 4A und 4B dargestellten Kennlinien erläutert.
In Fig. 4A sind zwei Strom-Spannung-Kennlinien I und II gezeigt. Die Strom-Spannung-Kennlinie
I veranschaulicht die Strom-Spannung-Abhängigkeit des die Diode 15 enthaltenden Zweiges in F i g. 3,
der im folgenden als Zweig I bezeichnet wird. Die Strom-Spannung-Kennlinie II veranschaulicht dagegen
die Strom-Spannung-Abhängigkeit für den die Diode 17 in Reihenschaltung mit der Emitter-Basis-Diode des
Transistors 19 enthaltenden Zweig, der im folgenden als Zweig II bezeichnet wird. Die Tangente an jedem
Punkt der Kurven in der F i g. 4A stellt den Wechselstromleitwert des entsprechenden Zweiges dar.
Da die Summe der an den Zweigen I und II auftretenden Spannungen notwendigerweise gleich der
Vorspannung Eb ist, können die zwei in F i g. 4 A
gezeigten Kurven zweckmäßigerweise in entgegengesetztem Sinn dargestellt werden, wie in Fig. 4B
gezeigt, wodurch die Arbeitsweise der in F i g. 3 gezeigten Schaltung anschaulicher wird. Es sei zunächst
einmal angenommen, daß an den Knoten N keine Ströme angelegt werden, d. h., daß is, ic und Ic
Null sind. Unter dieser Voraussetzung ist der in den beiden Zweigen I und II fließende Vorspannungsstrom
Ib gleich groß. Dieser Zustand ist in F i g. 4B durch den Schnittpunkt 12 der Kurven I und Il veranschaulicht.
An diesem Punkt ist der Strom Is für beide Zweige gleich groß. Die Summe der an den
5 6
•r, Zweigen I und II auftretenden Spannungen Eo1 und der Kurven entsprechen) entsprechend und bewirken
ae Eo2 ist gleich der Spannung Eb- dadurch, daß für jeden Wert ic ein anderer Stromverer
Nun wird an den Knoten iVder zweite Vorspannungs- Stärkungsfaktor A erhalten wird.
'S strom Ic angelegt, um den gewünschten Arbeitspunkt Wird beispielsweise ein Steuerstrom ic bestimmter η für die Schaltung nach F i g. 3 einzustellen. Der in 5 Größe an den Knoten N in der in F i g. 3 gezeigten η der durch den Pfeil angedeuteten Richtung angelegte Richtung angelegt und dadurch zu I0 addiert, dann η zweite Vorspannungsstrom/c bewirkt eine Erhöhung verschiebt sich die Arbeitsgerade 26 in Fig. 4 B β des Stromflusses in Zweig II, was wiederum eine Er- um einen von der Größe des Stromes ic abhängigen höhung des Spannungsabfalls an diesem Zweig zur Betrag nach rechts, wodurch die Steilheit der Leitwert- B Folge hat, während der Strom Ic den Stromfluß und io tangente der Kurve Il zu- und die der Kurve I abrc damit auch den Spannungsabfall im Zweig I vermin- nimmt. Der Leitwert G1 verringert sich somit, während c dert. Obwohl die Ströme in den beiden Zweigen nun der Leitwert G2 ansteigt, und der Stromverstärkungsnicht mehr gleich groß sind, bleibt trotzdem die Summe faktor A wird dementsprechend erhöht. Wird dagegen der Spannungsabfälle an ihnen notwendigerweise gleich an den Knoten N der Steuerstrom ic in entgegengeder Spannung Eb- Der neue, durch Anlegen des 15 setzter Richtung, wie in F i g. 3 gezeigt, angelegt, so ' zweiten Vorspannungsstromes Ic erzielte Arbeitspunkt daß dieser dem Strom Ic entgegenwirkt, dann wird für die in F i g. 3 gezeigte Schaltung liegt auf der in die Arbeitsgerade 26 in F i g. 4B um einen von der Fig. 4 B gezeigten senkrechten gestrichelten Linie 26 Größe des Steuerstromes ic abhängigen Betrag nach (Arbeitsgerade). In diesem Betriebszustand tritt im links verschoben. Die Steilheit der Tangente an die Zweig I ein Strom I1 und ein Spannungsabfall E1 auf, 20 Kurve I wird nun größer, während die der Kurve II wie durch den Punkt 16 auf der Kennlinie I veran- kleiner wird, was zur Folge hat, daß G2 kleiner und G1 schaulicht, während der Zweig II einen Strom I2 und größer wird. Dies hat zur Folge, daß sich die Stromeinen Spannungsabfall E2 aufweist, wie durch den verstärkung verringert.
'S strom Ic angelegt, um den gewünschten Arbeitspunkt Wird beispielsweise ein Steuerstrom ic bestimmter η für die Schaltung nach F i g. 3 einzustellen. Der in 5 Größe an den Knoten N in der in F i g. 3 gezeigten η der durch den Pfeil angedeuteten Richtung angelegte Richtung angelegt und dadurch zu I0 addiert, dann η zweite Vorspannungsstrom/c bewirkt eine Erhöhung verschiebt sich die Arbeitsgerade 26 in Fig. 4 B β des Stromflusses in Zweig II, was wiederum eine Er- um einen von der Größe des Stromes ic abhängigen höhung des Spannungsabfalls an diesem Zweig zur Betrag nach rechts, wodurch die Steilheit der Leitwert- B Folge hat, während der Strom Ic den Stromfluß und io tangente der Kurve Il zu- und die der Kurve I abrc damit auch den Spannungsabfall im Zweig I vermin- nimmt. Der Leitwert G1 verringert sich somit, während c dert. Obwohl die Ströme in den beiden Zweigen nun der Leitwert G2 ansteigt, und der Stromverstärkungsnicht mehr gleich groß sind, bleibt trotzdem die Summe faktor A wird dementsprechend erhöht. Wird dagegen der Spannungsabfälle an ihnen notwendigerweise gleich an den Knoten N der Steuerstrom ic in entgegengeder Spannung Eb- Der neue, durch Anlegen des 15 setzter Richtung, wie in F i g. 3 gezeigt, angelegt, so ' zweiten Vorspannungsstromes Ic erzielte Arbeitspunkt daß dieser dem Strom Ic entgegenwirkt, dann wird für die in F i g. 3 gezeigte Schaltung liegt auf der in die Arbeitsgerade 26 in F i g. 4B um einen von der Fig. 4 B gezeigten senkrechten gestrichelten Linie 26 Größe des Steuerstromes ic abhängigen Betrag nach (Arbeitsgerade). In diesem Betriebszustand tritt im links verschoben. Die Steilheit der Tangente an die Zweig I ein Strom I1 und ein Spannungsabfall E1 auf, 20 Kurve I wird nun größer, während die der Kurve II wie durch den Punkt 16 auf der Kennlinie I veran- kleiner wird, was zur Folge hat, daß G2 kleiner und G1 schaulicht, während der Zweig II einen Strom I2 und größer wird. Dies hat zur Folge, daß sich die Stromeinen Spannungsabfall E2 aufweist, wie durch den verstärkung verringert.
Punkt 18 auf der Kennlinie II gezeigt. Die Summe der Aus den obigen Ausführungen geht hervor, daß die
Spannungsabfälle E1 und E2 ist selbstverständlich 25 Stromverstärkung der variablen Verstärkungsschalgleich
der Spannung Eb, und die Beziehung der tung 25 nach F i g. 3 entsprechend dem Steuerstrom ic
Ströme läßt sich wie folgt ausdrücken: variierbar ist. Die Stromverstärkungsfaktor-^-Steuer-
j—l ij 0(jer / — j — j strom-Zc-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 3 hängt
2 c * c 2 1 · selbstverständlich auch von dem Wert der Vorspan-Bei
der nun folgenden Betrachtung der Arbeitsweise 30 nung Eb und von dem durch den zweiten Vorspander
Schaltung nach F i g. 3 versteht es sich, daß der nungsstrom Ic und die Strom-Spannung-Kennlinie
Wert des Ausgangsstromes i0 vom Anteil des Eingangs- der Halbleiter erzeugten Arbeitspunkt ab. Im vorangestromes
is abhängt, der in den Zweig Il und somit über gangenen wurde angenommen, daß die Gleichstromden
Emitter 19c und die Basis 19b des Transistors 19 anteile der Ströme is und ic Null sind; ist dies nicht der
fließt, wodurch am Kollektor 19c ein Ausgangsstrom i„ 35 Fall, dann kann der Vorspannungsstrom Ic so eingeerzeugt
wird. Der Anteil des Eingangsstromes is, der stellt werden, daß er die Gleichstromanteile in einem
in den Zweig II fließt, ist seinerseits von der Strom- der beiden oder beiden Strömen ic oder is kompensiert,
verstärkung der Schaltung abhängig, die, wie aus Es folgt nun eine Erläuterung einiger Merkmale und
Fig. 4B hervorgeht, in dem Maße variiert, wie der Besonderheiten der Schaltung nach Fig. 3. Zunächst
Steuerstrom ic um den durch den Strom I0 einge- 40 sei bemerkt, daß die einzigen in der Schaltung nach
stellten Arbeitspunkt schwankt. Bezeichnet man den F i g. 3 enthaltenen frequenzabhängigen Elemente die
Wechselstromleitwert des Zweiges I mit G1 und den Halbleiterelemente sind, d. h. die Dioden 15,17 und 23
des Zweiges II mit G2, dann beträgt der Stromver- und der Transistor 19. Somit wird die Frequenzwieder-
stärkunesfaktor A- Gi Der Aussaneswechsel gabe der Schaltun§en in erster Linie von der Frequenz-
starkungstaktor A - -^-qr^· Der Ausgangswechsel- 45 ^^^^^ dieser Elemente bestimmt, die gewöhn-
strom /0 ergibt sich somit aus der Gleichung lieh über einen breiten Frequenzbereich verhältnis-
mäßig konstant ist.
i0 = A ■ is = - * 2 , Als nächstes sei darauf hingewiesen, daß zur Ver-
1^ 2 meidung von Verzerrungen die Amplituden des Ein-
worin T eine Konstante ist, deren Größe von der durch 5° gangssignals is trotz dessen weiten Amplitudenbeden
Transistor 19 gelieferten Stromverstärkung ab- reiches vorzugsweise so klein sein sollen, daß die
hängt. Die Schaltung 25 wird so ausgelegt, daß die Halbleiterbauelemente in F i g. 3 praktisch innerhalb
beiden Faktoren A und T kleiner als Eins sind. eines linearen Bereiches arbeiten. Aus diesem Grund
Wie bereits erwähnt, entsprechen die Wechselstrom- wird das Eingangssignal is vorzugsweise unverstärkt
leitwerte G1 und G2 der Zweige I und II der Steilheit 55 an die variable Verstärkungsschaltung angelegt.
der Tangenten an die entsprechenden Kurven I und II Ein weiterer wichtiger Punkt betrifft die Wahl des durch den jeweiligen Arbeitspunkt. Die Wahl der Größe durch die Vorspannung üs und den Vorspannungsdes Stromes Ic, der den Arbeitspunkt der Schaltung strom Ic festgelegten Arbeitspunktes. Diese Werte festlegt, bestimmt somit die Ausgangswerte von G1 sollten vorzugsweise unter Berücksichtigung der zu und G2, d. h. für den Fall, daß der Steuerstrom ic — 0 60 erwartenden Amplituden des Eingangssignals is und ist. Die Wirkung des Steuerstromes ic besteht darin, des Steuersignals ic so gewählt werden, daß ein eine die Betriebsgerade 26, je nach der Richtung und Größe minimale Verzerrung des Eingangssignals is bswirvon /c, entweder nach links oder nach rechts zu ver- kender Arbeitsbereich eingestellt wird. Selbstverständschieben. Da eine Verschiebung in der einen oder lieh können solche Halbleiterelemente ausgewählt anderen der beiden Richtungen bewirkt, daß die Steil- 55 werden, die einen besonders verzerrungsarmsn Beheit der Tangente an der einen Kurve zu- und die der trieb gewährleisten. So könnten beispielsweise an Stelle anderen Kurve abnimmt, variieren die Werte von G1 einer Diode zwei in Reihe oder parallelgeschaltete und G2 (die der Steilheit der Tangenten an jedem Punkt Dioden vorgesehen werden, um eine bestimmte Strom-
der Tangenten an die entsprechenden Kurven I und II Ein weiterer wichtiger Punkt betrifft die Wahl des durch den jeweiligen Arbeitspunkt. Die Wahl der Größe durch die Vorspannung üs und den Vorspannungsdes Stromes Ic, der den Arbeitspunkt der Schaltung strom Ic festgelegten Arbeitspunktes. Diese Werte festlegt, bestimmt somit die Ausgangswerte von G1 sollten vorzugsweise unter Berücksichtigung der zu und G2, d. h. für den Fall, daß der Steuerstrom ic — 0 60 erwartenden Amplituden des Eingangssignals is und ist. Die Wirkung des Steuerstromes ic besteht darin, des Steuersignals ic so gewählt werden, daß ein eine die Betriebsgerade 26, je nach der Richtung und Größe minimale Verzerrung des Eingangssignals is bswirvon /c, entweder nach links oder nach rechts zu ver- kender Arbeitsbereich eingestellt wird. Selbstverständschieben. Da eine Verschiebung in der einen oder lieh können solche Halbleiterelemente ausgewählt anderen der beiden Richtungen bewirkt, daß die Steil- 55 werden, die einen besonders verzerrungsarmsn Beheit der Tangente an der einen Kurve zu- und die der trieb gewährleisten. So könnten beispielsweise an Stelle anderen Kurve abnimmt, variieren die Werte von G1 einer Diode zwei in Reihe oder parallelgeschaltete und G2 (die der Steilheit der Tangenten an jedem Punkt Dioden vorgesehen werden, um eine bestimmte Strom-
Spannung-Kennlinie zu erhalten. Auch könnten ein oder mehrere zusätzliche lineare Elemente (z. B.
Widerstände) und/oder nichtlineare Elemente in einem oder beiden der Zweige I und II vorgesehen werden,
um eine günstigere Kennlinie zu erzielen. Solche und ähnliche Abwandlungen liegen eindeutig im Rahmen
der Erfindung.
Im folgenden seien noch kurz die Aufgabe und die Arbeitsweise des Transistors 19 erläutert. Die Spannungsquelle
— V und der Kollektorwiderstand 21 werden so gewählt, daß der Transistor 19 in einem Bereich
arbeitet, in dem der erzeugte Ausgangsstrom ;0 genau
dem Eingangsstrom /„ entspricht.
Eine weitere Abwandlung der Schaltung 25 gemäß F i g. 3 ist in F i g. 5 gezeigt. Der einzige Unterschied
zwischen der Schaltung nach F i g. 5 und derjenigen nach F i g. 3 besteht darin, daß in Reihe mit der
Diode 17 und in Reihe mit der Diode 23 zusätzliche Widerstände 117 bzw. 129 eingeschaltet sind. Der
Widerstand 129 ist vorgesehen, um eine höhere Vorspannung Eb zu erhalten, als sie bei Verwendung der
Diode 23 allein erreichbar wäre. Demgegenüber ist der Widerstand 117 vorgesehen, um der Strom-Spannung-Kennlinie
des Zweiges II eine bestimmte Form zu geben und eine Sättigung des Transistors 19 zu verhindern.
Gemäß F i g. 6 ist eine graphische Darstellung des Stromverstärkungsfaktors A in Abhängigkeit von dem
Strom ic der Schaltung nach F i g. 5 veranschaulicht.
Während die in Vollinien eingezeichnete Kurve A' für die Schaltung nach F i g. 5 gilt, zeigt die gestrichelte
Kurve A" den Zustand, wenn der mit der Diode 17 in Reihe geschaltete Widerstand 117 weggelassen ist.
Beim Einbau der variablen Verstärkungsschaltung 25 in das Verstärkungsreglersystem nach F i g. 1 ist es
sehr vorteilhaft, wenn man den zweiten Vorspannungsstrom Ic so wählt, daß der Arbeitspunkt der Schaltung
nach F i g. 3 relativ weit rechts vom Schnittpunkt 12 liegt, wie durch die gestrichelte senkrechte Linie 26
(Arbeitsgerade) in F i g. 4 B veranschaulicht. Hierdurch wird eine maximale Stromverstärkung und somit
der maximale Ausgangsstrom i0 für Eingangssignale
mit niedriger Amplitude erzielt, die sowenig wie möglich abgeschwächt werden sollten. Der Arbeitspunkt der Schaltung nach F i g. 5 wurde aus diesem
Grund, wie in F i g. 6 gezeigt, mit Ic = 1,5 mA gewählt. Als Folge davon ergibt sich der maximale
Stromverstärkungsfaktor A', wie in F i g. 6 gezeigt, für ic = 0 und wird mit dem Ansteigen von ic niedriger.
Aus F i g. 6 geht ferner hervor, daß durch Anordnung des Widerstandes 117 die Kurve A' einen relativ
linearen Arbeitsbereich erhält, wodurch ein Arbeiten mit einer minimalen Verzerrung des Eingangssignal is
möglich wird.
Durch den in der im vorangegangenen beschriebenen Weise eingestellten Arbeitspunkt für die variable Verstärkungsschaltung
25 erzeugt der automatisch geregelte Verstärker 5.0 gemäß F i g. 1 ein Ausgangssignal
e0, das gleich dem gewählten Bezugsspannungspegel
für den minimalen durchschnittlichen Spitzezu-Spitze-Wert des zu erwartenden Eingangssignals is
ist. Dann erzeugt der Spitze-zu-Spitze-Detektor 75 für Eingangssignale mit durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Werten,
die größer als der minimale Wert sind, infolge des Signals e0 einen Steuerstrom ic (in entgegengesetzter
Richtung wie in F i g. 3 bzw. 5 angezeigt), der dem Vorspannungsstrom Ic entgegengesetzt ist
und eine entsprechende Verminderung des Stromverstärkungsfaktors A der variablen Verstärkungsschaltung
25 hervorruft, wie durch die Kurve A' in F i g. 6 veranschaulicht. Als Folge der Rückkopplung des
Verstärkungsreglersystems nach F i g. 1 wird dann der durchschnittliche Spitze-zu-Spitze-Wert des Ausgangssignals
e0 des Verstärkers 50 über einen weiten Bereich
von Eingangsamplituden annähernd gleich dem gewählten Bezugsspannungspegel gehalten.
Im folgenden wird an Hand des Schaltbildes gemäß
ίο F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel des in F i g. 1 allgemein
gezeigten Spitze-zu-Spitze-Detektors im einzelnen beschrieben.
Wie in F i g. 7 gezeigt, wird das vom Verstärker 50 kommende Ausgangssignal e0 an die Basen 72b und
74b der pnp- bzw. npn-Transistoren 72 bzw. 74 angelegt. Diese Transistoren arbeiten als Emitterfolger
und bilden deshalb für das Eingangssignal e0 eine verhältnismäßig
hohe Eingangsimpedanz. Die Kollektorwiderstände 73 und 75 a sind klein gegenüber den
Emitterwiderständen 71 bzw. 77 und dienen hauptsächlich zu Schutzzwecken. Wie gezeigt, liegt der
Kollektorwiderstand 73 zwischen dem Kollektor 72 c des Transistors 72 und der negativen Klemme — V
der Spannungsquelle, während der Kollektorwiderstand 75 a zwischen dem Kollektor 74 c des Transistors
74 und Erde liegt. Andererseits liegt der Emitterwiderstand 71 zwischen dem Emitter 72 e des Transistors 72
und Erde, während der Emitterwiderstand 77 zwischen dem Emitter 74 e des Transistors 74 und der negativen
Klemme — V der Spannungsquelle liegt.
Die Ausgänge der Emitter 72 e und 74 e der Transistoren
72 und 74 in F i g. 7 sind so geschaltet, daß ein erster Kondensator 86 zwischen dem Emitter 74 e
des Transistors 74 und Erde und ein zweiter Kondensator 82 in Serie mit einer Zenerdiode 85 zwischen
dem Emitter 72 e des Transistors 72 und dem Emitter 74 e des Transistors 74 liegt. Die Zenerdiode 85 liegt
mit dem einen Pol über einen Widerstand 81 an der positiven Klemme + V und mit dem anderen Pol über
einen Widerstand 83 an der negativen Klemme — V einer Spannungsquelle, wodurch die Zenerdiode vorgespannt
wird.
Der Kondensator 85 wird über die Basis 74/>
und den Emitter 74 e des Transistors 74 auf die positivste Spitzenspannung des Signals e0 aufgeladen, während
der Kondensator 82 über die Basis 72 b und den Emitter 72e des Transistors 72 auf eine Spannung
aufgeladen wird, die gleich der Differenz zwischen der am Emitter 72 e auftretenden negativsten Spitzenspannung
e0 und der Summe der Spannungen am Kondensator 86 und an der Zenerdiode 85 ist, wobei
die Lade- und Entladekreise der Kondensatoren 82 und 86 so gewählt sind, daß die an ihnen auftretenden
Spannungen den Durchschnittswerten des Signals e0
entsprechen. Wird die Zenerdiode 85 so gewählt, daß die an ihr liegende Spannung gleich dem gewünschten
Pegel des durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Wertes des Signals e0 ist, dann entspricht die am Kondensator
82 auftretende Spannung der Differenz zwischen der durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Spannung des Signals
e0 und dem durch die Zenerdiode 85 gelieferten Bezugsspannungspegel. Die Spannung am Kondensator
82 stellt somit die Differenz zwischen der durchschnittlichen Spitze-zu-Spitze-Spannung des Signals e0
und dem gewünschten Bezugsspannungspegel dar. Transistoren 92 und 94, an die die an dem Kondensator
82 liegende Spannung angelegt wird, dienen dazu, diese Spannung in ein am Kollektor des Tran-
sistors 92 auftretendes Signal umzuwandeln, das durch einen Transistor 96 weiter verstärkt wird und dadurch
den Steuerstrom ic liefert, der an den Knoten N der
variablen Verstärkungsschaltung 25 angelegt wird. Es versteht sich, daß der auf diese Weise erhaltene
Steuerstrom ic der Differenz zwischen dem durchschnittlichen
Spitze-zu-Spitze-Wert des Signals e0 und dem durch die Zenerdiode 85 gelieferten Bezugsspannungspegel
proportional ist und daher die notwendige Steuerung der Schaltung 25 für den Betrieb
des automatischen Verstärkungsreglersystems nach F i g. 1 bewirkt.
Selbstverständlich sind, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen, viele Abwandlungen und Änderungen
der Erfindung bezüglich Aufbau und Verwendung möglich.
Claims (3)
1. Schaltung zur Regelung der Verstärkung durch Ausnutzung der Diodenkennlinienkrümmung,
gekennzeichnetdurch zwei Gleichrichterzweige mit in gleicher Richtung gepolten Gleichrichtern (15, 17), in Reihe geschaltet mit
einer ersten, einen Durchlaßstrom (Ib) liefernden Stromquelle (Eb), wobei der zu regelnde Strom (/s)
und ein Steuerstrom (ic) sowie gegebenenfalls auch
ein den Arbeitspunkt festlegender Strom (Ic) in den Verbindungspunkt (N) der Gleichrichterzweige eingespeist
werden, während das Ausgangssignal (Z0) in einem der Zweige, z. B. über einem zwischengeschalteten
Transistor (19), abnehmbar ist.
2. Schaltung zur Regelung der Verstärkung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Durchlaßvorspannungsstromquelle (Eb) aus einer Quelle für konstante Spannung (— V), einem Widerstand
(22), der mit den beiden Dioden (15, 17) in Reihe geschaltet ist, sowie aus einer dritten Diode
(23) besteht, die in Durchlaßrichtung gepolt und zu den beiden vorgenannten Dioden parallel geschaltet
ist.
3. Schaltung zur Regelung der Verstärkung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der genannte Transistor (19) mit seiner Basis-Emitter-Strecke (19 £ bis 19 e) mit der genannten
einen (17) der beiden Dioden in Reihe geschaltet ist, wobei der Emitter (19 e) an der nicht mit der
anderen (15) der beiden Dioden verbundenen Elektrode (17 c) der genannten einen (17) der beiden
Dioden liegt.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 105 914.
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 105 914.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
709 648/237 9.67 © Bundesdruckerei Berlin
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US132389A US3169229A (en) | 1961-08-18 | 1961-08-18 | Agc system incorporating controllable semiconductor shunt-type attenuator |
Publications (1)
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DE1250493B true DE1250493B (de) | 1967-09-21 |
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ID=22453807
Family Applications (1)
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US4747141A (en) * | 1983-10-24 | 1988-05-24 | Kahn Leonard R | AM stereo signal decoder |
US6806767B2 (en) * | 2002-07-09 | 2004-10-19 | Anadigics, Inc. | Power amplifier with load switching circuit |
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- 1962-08-14 CH CH958762A patent/CH394669A/fr unknown
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