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Wellentyptransformator und Kanalweiche für Hohlkabelsysteme Die Erfindung
betrifft einen Wellentyptransformator zur Umwandlung des H", -Wellentyps des Rechteckhohlleiters
in den H"- Wellentyp des Rundhohlleiters, bei dem am Umfang des Rundhohlleiters
mehrere, symmetrisch angeordnete Rechteckhohlleiter verteilt sind, die durch wiederholte
-Bildung von Serienverzweigungen aus einem einzigen Rechteckhohlleiter entstanden
sind und bei dem diese Rechteckhohlleiter in radialer Richtung derart in den Rundhohlleiter
einmünden, daß ihre Breitseiten parallel zur Achse des Rundhohlleiters liegen.
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Zur leitungsgebundenen Übertragung elektromagnetischer Energie im
Mikrowellenbereich über größere Entfernungen eignet sich bekanntlich nur der Hoi
Wellentyp des Rundhohlleiters, da bei diesem Wellentyp die Leitungsdämpfung mit
zunehmender Frequenz abnimmt. Vom Sender wird die Hochfrequenzenergie meistens in
Form der 1-110 -Welle im Rechteckhohlleiter angeboten, und es besteht daher die
Aufgabe, die des Rechteckhohlleiters in die Hol-Welle des Rundhohlleiters mit möglichst
gutem Wirkungsgrad umzuwandeln. Hierfür existieren bereits eine Reihe von Lösungen,
doch haften diesen noch erhebliche Mängel an. So müssen beispielsweise schon bei
der übertragung verhältnismäßig schmaler Frequenzbänder Filteranordnungen od. dgl.
zur Unterdrückung von störenden Wellentypen vorgesehen werden, da bekanntlich die
H"-Welle nicht die Grundwelle des Rundhohlleiters ist und sich neben dieser noch
zahlreiche andere Wellentypen ausbilden und fortpflanzen können. Ein weiterer Nachteil
ist in der verhältnismäßig komplizierten geometrischen Konfiguration und in dem
Erfordernis zu sehen, schmale Koppelöffnungen mit engen mechanischen Toleranzen
herzustellen. Das erschwert die praktische Realisierbarkeit erheblich.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile bei derartigen
Wellentyptransformatoren zu mindern. Insbesondere soll ein frequenzselektiver Wellentyptransformator
angegeben werden, der die Weiterbildung zu einer Kanalweiche gestattet.
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Ausgehend von einem Wellentyptransformator zur Umwandlung des Hier
Wellentyps des Rechteckhohlleiters in den Hol-Wellentyp des Rundhohlleiters, bei
dem am Umfang des Rundhohlleiters mehrere, symmetrisch angeordnete Rechteckhohlleiter
verteilt sind, die durch wiederholte Bildung von Serienverzweigungen aus einem einzigen
Rechteckholleiter entstanden sind und bei dem diese Rechteckhohlleiter in radialer
Richtung derart in den Rundhohlleiter einmünden, daß ihre Breitseiten parallel zur
Achse des Rundhohlleiters liegen, wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst,
daß durch Diskontinuitäten in den durch die Serienverzweigungen gebildeten Rechteckhohlleitern
Hohlraum-Resonanzräume erzeugt werden.
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Als vorteilhaft hat es sich erwiesen, wenn die in den Rundhohlleiter
einmündenden Rechteckhohlleiter etwa in der Länge einer halben Hohlleiterwellenlänge
so schmal sind, daß der auszukoppelnde Frequenzkanal nur wenig über der Grenzfrequenz
der Rechteckhohlleiter liegt, und wenn diese schmalen, als Resonanzkreise wirkenden
Rechteckhohlleiterabschnitte sprunghaft in eine normale Breite übergehen.
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Zur Frequenzabstimmung ist es günstig, wenn durch eine mechanische
Veränderung der Breite der schmalen Hohlleiterabschnitte die Resonanzfrequenz der
als Hohlraumresonatoren wirkenden schmalen Hohlleiterabschnitte verändert wird.
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Es ist ferner vorteilhaft, wenn zur Bildung einer Kanalweiche am Ausgang
des Wellentyptransformators wenigstens ein weiterer Wellentyptransformator mit unterschiedlicher
Grenzfrequenz angeschaltet ist.
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Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher
erläutert.
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Die F i g. 1 zeigt im Querschnitt den prinzipiellen Aufbau eines Wellentyptransformators.
Ein Rechteckhohlleiter 1 verläuft radial in Richtung auf die Achse des Rundhohlleiters
6, so daß seine Breitseite parallel zur Achse des Rundhohlleiters liegt (die F i
g. 1 zeigt die Schmalseite des Rechteckhohlleiters). Der Hohlleiter 1 geht durch
eine Serienverzweigung in zwei Hohlleiter 2 über, die symmetrisch, vorzugsweise
auf einem Halbkreis um die Rundhohlleiterachse, um je 90° um den Rundhohlleiter
herumgeführt werden und dann in zwei Rechteckhohlleiter 3 übergehen, die von entgegengesetzten
Seiten her radial auf die Achse des Rundhohlleiters zulaufen.
Diese
Hohlleiter 3 werden wiederum durch Serienverzweigungen in je zwei Hohlleiter 4 übergeführt,
die ihrerseits in vier Hohlleiter 5 übergehen, die in Winkelabständen von 90° radial
auf die Rundhohlleiterachse zuführen. Diese vier Hohlleiter 5 gehen direkt, vorzugsweise
ohne jegliche Blenden, in den Hohlleiter 6 über.
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Für die Anregung einer reinen Hol-Welle im Rundhohlleiter gelten folgende
Regeln: a) Die elektrischen und magnetischen Felder, mit denen die Koppelöffnungen
erregt werden, müssen so gerichtet sein, daß im Rundhohlleiter keine E-Wellen angeregt
werden können, also beispielsweise die elektrischen Felder in Umfangs- und die magnetischen
Felder in Längsrichtung; b) ist bei der höchsten Frequenz, die im Rundhohlleiter
übertragen werden soll, die Hm 1-Welle noch fortpflanzungsfähig, die Hm , -Welle
jedoch nicht mehr, so muß die Anregung von mindestens m -1- 1 Seiten her erfolgen.
Ist das zu übertragende Frequenzband nicht breiter als 1,3:1, so genügt also eine
Anregung von vier Seiten her. Eine achtseitige Anregung ist für eine Bandbreite
von 2,4: 1 ausreichend; c) die Amplituden und Phasen, mit denen von den verschiedenen
Seiten her angeregt wird, müssen so gewählt sein, daß die gesamte Anregung rotationssymmetrisch
ist. In Anwendung dieser Regeln ist aus der F i g. 1 die elektrische Wirkungsweise
zu ersehen. Die im Hohlleiter 1 eingespeiste Welle wird durch die Serienverzweigung
in zwei Wellen aufgeteilt, die sich in den Hohlleitern 2 mit einer Phasendifferenz
von 180° fortpflanzen. Die Phasenbeziehungen der Wellen sind in der F i g. 1 gestrichelt
angedeutet. In den Serienverzweigungen, durch die die Hohlleiter 3 in die Hohlleiter
4 übergehen, werden die Wellen wiederum in gegenphasige Teilwellen aufgespalten,
die sich in den Rechteckhohlleitern 4 und 5 fortpflanzen, und an den Einmündungsstellen
der Recht eckhohlleiter 5 in den Rundhohlleiter 6 sind wegen der exakten geometrischen
Symmetrie der Anordnung die gesamten Teilwellen derart ausgebildet, daß die Anregung
der Hol-Welle des Rundhohlleiters rotationssymmetrisch erfolgt.
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Wenn zur Erzielung der vorgegebenen Breitbandigkeit nach obiger Regel
b) die Anregung von vier Seiten nicht genügt, können die Hohlleiter 5 durch weitere
Serienverzweigungen in weitere Rechteckhohlleiter aufgeteilt werden, die unter Einhaltung
der bereits erwähnten Regeln im Rundhohlleiter einmünden.
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Eine weitere Ausführungsform eines Wellentyptransformators ist in
der F i g. 2 gezeigt. In den Hohlleitern 5 sind Stufen angebracht, die die Reflexionen
an den Einmündungsstellen kompensieren. Die Übergänge zwischen den Hohlleitern 2
und 3 und den Hohlleitern 4 und 5 sowie die Serienverzweigungen sind abgerundet,
um Reflexionen an diesen Stellen zu vermeiden.
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Durch diese Maßnahme kann der Wellentyptransformator an den Wellenwiderstand
des Rechteckhohlleiters angepaßt werden bzw. läßt sich damit ein vorgeschriebener
Reflexionsfaktor einstellen. Die F i g. 3 zeigt den Längsschnitt eines nach F i
g. 1 aufgebauten Wellentyptransformators, und zwar für den Fall, daß der Rundhohlleiter
unmittelbar hinter dem Transformator endet. Hierbei ist das dem Rundhohlleiter 6
gegenüberliegende Hohlleiterstück 7 durch einen vorzugsweise verschiebbaren Kurzschlußkolben
8 abgeschlossen, mit dessen Hilfe noch die Anpassung an den Wellenwiderstand des
Rundhohlleiters eingestellt werden kann.
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Die F i g. 4 zeigt im Längsschnitt einen erfindungsgemäßen Wellentyptransformator
für den Fall, daß der Rundhohlleiter nach beiden Seiten weitergeht und der Wellentyptransformator
Richtfähigkeit besitzt. Dabei sind zwei Transformatoren nach F i g. 1 hintereinander
angeordnet, so daß ihr Abstand ein ungerades Vielfaches einer viertel H.1-Wellenlänge
des Rundhohlleiters beträgt (beispielsweise s/4 AH o1).
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Die Hohlleiterabschnitte des einen Transformators sind mit 1 bis 6
beziffert, die entsprechenden des anderen mit 1' bis 6'. Die Eingänge 1 und 1' der
beiden Transformatoren werden nun durch Leitungen 7 bzw. 7' mit gleichen Amplituden
so gespeist, daß die Phasendifferenz ein ungerades Vielfaches von 90° beträgt. Diese
Bedingung kann beispielsweise dadurch erfüllt werden, daß die Hohlleiter 7 und 7'
die Ausgänge eines 3-db-Richtungskopplers 8
sind. Dann wird eine Welle, die
in den Eingang 9
bzw. 9' des Richtungskopplers 8 eintritt, in zwei Wellen
gleicher Amplitude mit 90° Phasendifferenz zerlegt, die aus 7 und 7' austreten.
Im Rundhohlleiter erzeugen die aus den Rechteckhohlleitern 5 austretenden Wellen
zwei Hol-Wellen gleicher Amplituden und gleicher Phase, die in entgegengesetzten
Richtungen laufen. Die aus 5' austretenden Wellen erzeugen ebenfalls zwei derartige
H"-Wellen. Wurde in den Hohlleitereingang 9 eingespeist, so verstärken sich also
die in Richtung des Rundhohlleiters 6 laufenden Hol-Wellen (360° Phasendifferenz),
und die in Richtung 6' laufenden löschen einander aus (180° Phasendifferenz). Es
entsteht also nur eine in Richtung des Rundhohlleiters 6 laufende Hol-Welle. Umgekehrt
entsteht bei Einspeisung in 9' nur eine in Richtung des Rundhohlleiters 6' laufende
Ho,-Welle.
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Bei Übertragungsbandbreiten, die größer sind als 1,75:1, muß ein Rundhohlleiter
verwendet werden, in dem auch die Hot Welle fortpflanzungsfähig ist. Zur modenreinen
Anregung der Hol-Welle können zwei Transformatoren nach F i g. 4 hintereinander
angeordnet und mit gleichen Amplituden so gespeist werden, daß die angeregten H02-Wellen
einander auslöschen, während die Hol-Wellen dieses nicht tun. Dies ist beispielsweise
dann der Fall, wenn die beiden Transformatoren gleichphasig gespeist werden und
um ein ungerades Vielfaches einer halben Ho, -Wellenlänge voneinander entfernt sind.
Ist dieser Abstand nicht gleichzeitig ein ungerades Vielfaches der halben H"- Wellenlänge,
sondern vorzugsweise nahezu ein gerades Vielfaches, so läßt sich beispielsweise
wieder durch geeignete Stufen (wie in F i g. 2 dargestellt) in den Rechteckhohlleitern
eine Anpassung erreichen, und es entsteht ein Wellentyptransformator, bei dem nur
die Hol-Welle im Rundhohlleiter angeregt wird.
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Eine frequenzselektive Anordnung mit relativ großer Bandbreite wird
dann erzielt, wenn bei einem Wellentyptransformator gemäß der F i g. 1 in den Rechteckhohlleitern
2 geeignete Diskontinuitäten
passender Länge, beispielsweise Stufen,
angebracht sind. Diese Stufen wirken dann wie Hohlraumresonatoren für die 111. -Welle
des Rechteckhohlleiters, deren Güte zur Erzielung der vorgeschriebenen Bandbreite
ausreichend ist.
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Zur Erzielung einer scharfen Hochpaßcharakteristik kann ein Wellentyptransformator
nach den F i g. 1, 3 und 4 weiterhin so ausgebildet werden, daß die in den Rundhohlleiter
6 -einmündenden Rechteckhohlleiter 5 so schmal gemacht werden, daß der auszukoppelnde
Frequenzkanal nur sehr wenig oberhalb der Grenzfrequenz liegt. Macht man die Abschnitte,
in denen die Rechteckhohlleiter dermaßen schmal sind, etwa eine halbe Hohlleiterwellenlänge
lang und geht dann sprunghaft zu einer normalen Breite über, so wird erreicht, daß
die Reflexionen an diesen Sprungstellen entgegengesetzte Phase haben, wie die an
den Einmündungsstellen der Rechteckhohlleiter in den Rundhohlleiter. In diesem Fall
können die schmalen Hohlleiterabschnitte als erster Kreis eines Hochpasses dienen,
der nur den erwünschten Kanal durchläßt. Obgleich der schmale Hohlleiter relativ
stark dämpft, ist die erreichbare Güte eines solchen Kreises nicht wesentlich kleiner
als bei einem 111, -Resonanzkreis mit normaler Hohlleiterbreite. Da sich die Hohlleiterwellenlänge
im schmalen Hohlleiter wesentlich stärker mit der Frequenz ändert als im breiten,
sind nur entsprechend geringere Reflexionsfaktoren an den Enden des Leitungsabschnittes
erforderlich, um eine vorgeschriebene Bandbreite zu erreichen. Da die Wellenlänge
im schmalen Hohlleiter gegenüber der Luftwellenlänge stark vergrößert ist (beispielsweise
auf das 10fache), können die zur Erzielung der Hochpaßcharakteristik notwendigen
schmalen Hohlleiterabschnitte gegebenenfalls die Hohlleiter 5, 4 und 3 aus der F
i g. 1 umfassen.
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Für viele praktische Fälle ist es günstig, die Resonanzfrequenz der
als Hochpaßkreise wirkenden schmalen Hohlleiterabschnitte zu verändern. Wird der
Transformator nach den F i g. 3 und 4 aus zwei bzw. drei Teilen zusammengesetzt,
die an den Trennfugen T miteinander verbunden sind, so können diese Teile so ausgebildet
werden, daß die Trennflächen im Bereich der schmalen Hohlleiterabschnitte nicht
ganz aneinander anliegen, sondern eine kleine Fuge (von etwa 1/10o mm) zwischen
sich haben und nur in einer Ringzone von größerem Radius aneinander anliegen. Dann
kann die Breite der Fuge durch Druck in Richtung der Rundhohlleiterachse bei elastischer
Verformung des Transformators verändert und dadurch die erwünschte Resonanzfrequenz
sehr genau eingestellt werden.
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In Weiterbildung der Erfindung wird vorgeschlagen, aus mehreren Wellentyptransformatoren
unterschiedlicher Grenzfrequenz mit Hochpaßcharakteristik eine Kanalweiche aufzubauen.
Hierzu ist es zweckmäßig, die Transformatoren so hintereinander anzuordnen, daß,
vom Hohlkabel aus gesehen, der Kanal mit höchster Frequenz zuerst aus- bzw. eingekoppelt
wird, dann der mit zweithöchster Frequenz usw. Eine solche Anordnung hat den Vorteil,
daß keiner der Transformatoren von einer Welle durchlaufen wird, deren Frequenz
höher ist als die auszukoppelnde. Die Sperr- und Durchlaßcharakteristik eines jeden
Transformators im gesamten Frequenzbereich oberhalb des auszukoppelnden Kanals unterliegt
dann keinerlei Forderungen. Im ganzen Frequenzbereich unterhalb des auszukoppelnden
Kanals ist dagegen die Sperrcharakteristik dadurch sichergestellt, daß die in den
Rundhohlleiter einmündenden Rechteckhohlleiter im Sperrbereich sind. Die Kanäle
des unteren Frequenzbereiches können den Transformator im Rundhohlleiter durchsetzen,
ohne wesentliche Reflexionen zu erleiden, denn der Abstand der störenden Einmündungsstellen
der Rechteckhohlleiter beträgt für diejenigen Kanäle, die in der Nähe des auszukoppelnden
Kanals liegen, noch nahezu ein ungerades Vielfaches einer viertel Hol Wellenlänge,
so daß die Reflexionen sich größtenteils kompensieren, während andererseits für
die Kanäle, die vom auszukoppelnden Kanal weit entfernt liegen, die Rechteckhohlleiter
schon so weit im Sperrbereich sind, daß keine großen Reflexionen mehr auftreten
können.
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Unter anderem ergeben sich durch den vorstehend näher beschriebenen
Aufbau derartiger Wellentyptransformatoren und Kanalweichen noch folgende Vorteile:
Die Herstellungsmöglichkeit ist in Anbetracht der bei Geräten der Höchstfrequenztechnik
erforderlichen Genauigkeit verhältnismäßig einfach. Wie die F i g. 3 und 4 erkennen
lassen, kann der Wellentyptransformator aus zwei bzw. drei gleichartigen Teilen
an den Trennfugen T zusammengesetzt werden, wobei die Rechteckhohlleiter und der
Rundhohlleiter in Ebenen geteilt werden, durch die keine Wandströme hindurchfließen.
Die Rechteckhohlleiter lassen sich durch Einfräsen oder durch Galvanoplastik mit
großer Genauigkeit herstellen. Dabei ist ein besonderer Vorteil, daß keinerlei enge
Blenden oder Koppelschlitze vorkommen, deren genaue Herstellung, besonders für Wellenlängen
unter 8 mm, große Schwierigkeiten bereiten würde. Die für die modenreine Anregung
der I-I"-Welle des Rundhohlleiters (s. die F i g. 1 bis 4) erforderliche frequenzunabhängige
elektrische Symmetrie ist durch die geometrische Symmetrie der Anordnung völlig
sichergestellt. -Die elektrischen Verluste des Wellentyptransformators bleiben außerordentlich
gering, da die Hiö Welle des Rechteckhohlleiters nur kurze Wege im Rechteckhohlleiter
zurückzulegen hat und außerdem praktisch keine Leistung in unerwünschte Wellentypen
übergeht.
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Weiterhin ist bei der erfindungsgemäßen Ausführung des Wellentyptransformators
vermieden, daß der erwünschte Modus mit einem Störmodus gleicher Phasengeschwindigkeit
gekoppelt wird. Dieses ist von wesentlicher Bedeutung. Denn wenn überhaupt eine
Kopplung mit einem Störmodus auftritt, so muß diese über eine Leitungslänge verteilt
werden, die mindestens annähernd gleich einer Schwebungslänge ist (die Schwebungslänge
1s ist folgendermaßen definiert, wenn il und .12 die Wellenlängen der beiden sich
überlagernden Wellentypen sind: 1/1s = 1/.1-1/R.). Hat nun der Störmodus die gleiche
Phasengeschwindigkeit wie der erwünschte Modus, so wird die Schwebungslänge unendlich
groß, und diese Bedingung kann nicht erfüllt werden.