DE1241487B - Verzoegerungsschaltung mit einem Schalttransistor - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03k

Deutsche Kl.: 21 al-36/18

Nummer: 1 241487

Aktenzeichen: S 87417 VIII a/21 al

Anmeldetag: 20. September 1963

Aoslegetag: 1. Juni 1967

Die Erfindung betrifft eine Verzögerungsschaltung mit einem Schalttransistor, der durch ein Eingangssignal, an das sich die gewünschte, durch einen Ladevorgang an einem Kondensator verursachte Verzögerungszeit anschließt.

Es ist oft erwünscht, Verzögerungsschaltungen zu verwenden, bei denen eine Zeitgabe-Schwingung nur nach einem präzisen Intervall eingeleitet wird, nachdem ein bestimmtes Ereignis eingetreten ist. Wenn solche Schaltungen bei der Ultrahochgeschwindigkeits-Fotografie verwendet werden, ist es erforderlich, daß die Zeitschwankungen oder Variationen in der Verzögerung auf einem Minimum gehalten werden, damit die richtigen Belichtungszeiten eingehalten werden.

Eine bekannte Schaltung zur Erzeugung einer Verzögerungs-Schwingung verwendet ein hochstromleitendes Thyratron als Schalter, um einen Kondensator in einem Reihenresonanzkreis zu entladen. Die Zeitdauer für die erste Halbwelle des Schwingungsstromes ist ein Maß für die Verzögerung. Die Verwendung eines Thyratrons in einer solchen Schaltung fordert die Verwendung eines großen Ladekondensators in Reihe, durch den das Thyratron nach der Entladung des Kondensators entionisiert wird. Weil eine beträchtliche Zeit zur Wiederladung des Kondensators durch einen so hohen Widerstandswert erforderlich ist, ehe die nächste Verzögerungs-Schwingung erzeugt werden kann, ist die Wiederholrate einer solchen Verzögerungsschaltung stark beschränkt.

Es ist weiterhin bekannt, Verzögerungsschaltungen unter Verwendung von Sperrschwingern und monostabilen Kippschaltungen mit zwei gegenseitig rückgekoppelten Transistoren aufzubauen, bei denen ein Li?-Glied für die Verzögerung maßgeblich ist. Dabei spielt die Höhe der Betriebsspannung eine wesentliche Rolle, so daß Spannungsschwankungen der Betriebsspannungsquelle die jeweils erzielbare Verzögerungszeit wesentlich beeinflussen.

Ferner ist eine Verzögerungsschaltung mit einem Schalttransistor bekannt, der durch ein Eingangssignal, an das sich die gewünschte, durch einen Ladevorgang an einem Kondensator verursachte Verzögerungszeit anschließt, durchlässig gemacht wird. Diese bekannte Schaltung ist verhältnismäßig aufwendig aufgebaut, insbesondere ist außer der Betriebsspannung für den Schalttransistor eine getrennte Spannungsquelle zum Laden des Kondensators erforderlich. Ferner muß die Signalquelle bei dieser bekannten Schaltung so beschaffen sein, daß sich der die Verzögerung bestimmende Kondensator über die Signalquelle entladen kann.

Verzögerungsschaltung
mit einem Schalttransistor

Anmelder:

TRW INC., Redondo Beach, Calif. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr.-Ing. H. Fincke, Dipl,-Ing. H. Bohr

und Dipl.-Ing. S. Staeger, Patentanwälte,

München 5, Müllerstr. 31

Als Erfinder benannt:
John Joseph Hickey,
Hawthorne, Calif. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. ν. Amerika vom 1. Oktober 1962 (227 401)

Diese Nachteile werden erfindungsgemäß bei einer solchen Schaltung dadurch beseitigt, daß an den Ausgang des Transistors ein Reihenschwingkreis mit einer in Reihe dazu liegenden Diode geschaltet ist, dessen Kondensator im Sperrzustand des Transistors auf die Spannung einer ebenfalls an den Ausgang des Transistors angeschlossenen Betriebsspannungsquelle aufgeladen ist und der sich bei Durchlässigkeit des Transistors in Form einer Halbschwingung über die in diesem Betriebszustand durchlässige Diode umlädt, die ein Rückschwingen der Ladung auf Grund ihrer nunmehr einsetzenden Sperrung verhindert, jedoch auf Grund einer gegebenenfalls zugeschalteten Eigenkapazität, die gegenüber der Kapazität des Reihenschwingkreises klein ist, eine höherfrequente Schwingung zuläßt, dessen erste, die Eigenkapazität aufladende Halbwelle als Impuls an der Diode abnehmbar ist, der gegenüber dem Eingangssignal nach der gewünschten Verzögerungszeit auftritt.

Um die Sperrung des Transistors in den Durchlässigkeitszustand zu intensivieren, kann man zweckmäßig, wie auch in der bekannten Schaltung, einen zweiten Transistor vorsehen, der mit dem ersten Transistor in einer Rückkopplungsschaltung angeordnet ist; ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt sich, wenn, ebenfalls wie in der bekannten Schaltung, der erste Transistor ein n-p-n-Flächentransistor und der zweite Transistor ein p-n-p-

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Flächentransistor ist. Der Ausgang des ersten Tran- begrenzungswiderstand 18 mit dem positiven Ende sistors ist dabei zweckmäßig über einen Ladekreis einer Gleichspannungsquelle 20 von beispielsweise mit dem Eingang des zweiten Transistors gekoppelt, 10 Volt verbunden.

und der Ausgang des zweiten Transistors ist über Der Kollektor 16 liegt in Reihe mit einer Drossel

Widerstände mit dem Eingang des ersten Transistors 5 22, einem Kondensator 24 und einer in einer Richgekoppelt. tung leitenden Einrichtung 26, wie einer Halbleiter-

Um die Zeitkonstante der Rückkopplung den Be- diode. Ein Belastungswiderstand 28 liegt über der dürfnissen und Gegebenheiten günstig anpassen zu Diode 26.

können, ist zweckmäßigerweise zwischen den Aus- Ein zweiter Transistor, als p-n-p-Flächentransistor

gang des ersten Transistors und den Eingang des io dargestellt, ist mit seinem Emitter 32 an das positive zweiten Transistors eine Widerstands-Kondensator- Ende der Spannungsquelle 20 angeschlossen. Die Reihenschaltung eingeschaltet. Vorzugsweise werden Basis 34 ist über einen Kondensator 36, einen Widerdie Parameter dieser Widerstands-Kondensator- stand 38 und einen zum Widerstand 38 parallelschaltung so gewählt, daß der Transistor nur kurze liegenden Kondensator 40 an den Kollektor 16 des Zeit länger leitet als die Halbschwingung dauert. 15 ersten Transistors 10 angekoppelt. Der Kollektor 42

Als Entladewiderstand für die Diodenkapazität ist mit der Basis 12 des ersten Transistors über einen wird zweckmäßigerweise parallel zur Diode ein Kondensator 44 parallel zu einem Strombegrenzungswiderstand angeordnet. widerstand 46 gekoppelt.

Bei Fehlen eines Trägerimpulses sperren beide Ein Paar Eingangsklemmen 48 und 50 ist zum

Transistoren, und der Kondensator im Resonanzkreis 20 Anschluß eines positiven Eingangs-Stromimpulses 52 ist voll geladen. Ein Trägerimpuls am Eingang des vorgesehen, von dort wandert der Impuls durch ersten Transistors sorgt dafür, daß Strom von der einen Kondensator 54 zur Basis 12 des ersten Tran-Quelle in einem Weg durch die Ausgangsschaltung sistors 10.

des ersten Transistors und parallel dazu durch die Die Transistoren 10 und 30 sind rückgekoppelt.

Eingangsschaltung des zweiten Transistors fließt. Die 25 Ein Anwachsen des Basis-Emitter-Stromes im ersten Rückkopplungswirkung zwischen den beiden Tran- Transistor 10 ruft damit ein Anwachsen im Kollektorsistoren sorgt dafür, daß die Ausgangsschaltung des Emitter-Strom hervor, der mit der Emitter-Basisersten Transistors kräftig leitet, so daß eine Schwin- Sperrschicht des zweiten Transistors 30 gekoppelt ist. gungsentladung des Kondensators im Resonanzkreis Der vergrößerte Emitter-Basis-Strom des zweiten entsteht. Der Schwingungsstrom fließt in der ersten 30 Transistors 30 ruft ein Anwachsen im Emitter-Kol-Halbwelle durch die Diode in der Richtung, in der lektor-Strom hervor, der mit der Basis-Emitterdiese leitet, so daß über der Diode in diesem Zeit- Sperrschicht des ersten Transistors 10 gekoppelt ist, punkt praktisch keine Spannung steht. und dieser Zyklus wiederholt sich, bis maximale

Am Ende der ersten Halbwelle kehrt der Schwin- Ströme erreicht sind, die durch die Strombegrengungsstrom seine Richtung um und fließt durch die 35 zungswiderstände 18 und 46 festgelegt sind.
Kapazität der Diode in der umgekehrten Richtung Im folgenden wird die Arbeitsweise der Verzöge-

mit höherer Schwingungsfrequenz. Nach der Strom- rungsschaltung beschrieben. Ohne einen Trägerumkehr steht eine Ausgangsspannung über der impuls 52 sperren beide Transistoren 10 und 30. Der Diode, und die Verzögerung, mit der diese Ausgangs- Kondensator 24 wird auf die Spannung der Quelle 10 spannung entsteht, ist durch die ursprüngliche Fre- 40 über den Reihenladekreis aus der Quelle 20, dem quenz bestimmt und stellt die gewünschte Verzöge- Widerstand 18, der Drossel 22, dem Kondensator 24 rung dar. und dem Lastwiderstand 28 aufgeladen. Der Lade-

Der Ladekreis zwischen dem Eingang des zweiten strom fließt nicht durch die Diode 26, weil diese in Transistors und dem Ausgang des ersten Transistors Richtung des Ladestroms eine hohe Impedanz darsteuert die Leitperiode beider Transistoren. Die 45 stellt.

Parameter des Ladekreises sind so gewählt, daß Wenn ein positiver Eingangs-Stromimpuls 52 von

beide Transistoren sperren, kurz nachdem der Ver- 1 mA mit einer Dauer von 10 Nanosekunden an die zögerungsimpuls erzeugt ist, woraufhin der Konden- Eingangsklemmen 48 und 50 angelegt wird, wird er sator des Resonanzkreises wieder durch den Reihen- durch den Kondensator 54 an die Basis 12 des ersten widerstand geladen werden kann. Die Verwendung 50 Transistors 10 gekoppelt und sorgt für Stromfluß in einer Transistorschaltung ermöglicht es, den Reihen- dessen Ausgangsschaltung. Wird konventionelle widerstand verhältnismäßig niederohmig zu machen, Stromrichtung angenommen, fließt Strom in einem so daß der Kondensator schnell wieder geladen Weg von der Quelle 20 über Widerstand 18 und vom werden kann. Die Wiederholrate der Verzögerungs- Kollektor 16 zum Emitter 14. Strom fließt auch in schaltung wird dadurch erhöht. 55 einem zweiten Weg von der Quelle 20 durch die

Die Erfindung soll an Hand der Zeichnung noch Emitter-Basis-Sperrschicht des zweiten Transistors 30, näher erläutert werden; es zeigt den Kondensator 36, die Parallelschaltung aus Wider-

Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen stand38 und Kondensator40, und durch den KoI-Verzögerungsschaltung und lektor 16 zum Emitter 14 des ersten Transistors 10.

Fig. 2 eine Reihe von Schwingungsbildern zur 60 Der durch die Emitter-Basis-Sperrschicht des Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach zweiten Transistors 30 fließende Strom sorgt dafür, F i g. 1. daß Strom am Ausgang vom Emitter 32 zum Kollek-

Die in F i g. 1 dargestellte Verzögerungsschaltung tor 42 fließt, und zwar über den Widerstand 46 und enthält eine Schaltvorrichtung oder ersten Transistor durch die Basis-Emitter-Sperrschicht des ersten 10. Der Transistor 10 ist als n-p-n-Flächentransistor 65 Transistors 10. Es fließt also rückgekoppelter Strom dargestellt und hat eine Basis 12, die über einen durch beide Transistoren 10 und 30, woraufhin der Widerstand 13 geerdet ist, und einen geerdeten erste Transistor 10 schnell kräftig leitet und dadurch Emitter 14. Der Kollektor 16 ist durch einen Strom- den Kollektor 16 innerhalb weniger Nanosekunden

auf einige zehntel Volt in die Nähe des Nullpotentials bringt. In diesem Zusammenhang ist zu erwähnen, daß die Kondensatoren 40 und 44 kleine Werte haben, so daß die Basiskapazitäten der Transistoren schnell aufgeladen werden und dadurch das Umschalten der Transistoren beschleunigen.

Der konstante Gleichstrom I_äc, der vom Kollektor 16 zum Emitter 14 fließt, wenn der erste Transistor 10 voll leitet, ist etwa gleich der Spannung der Quelle 20, geteilt durch den Widerstand des Widerstandes 18.

Wenn Strom durch den Kollektor 16 zum Emitter 14 des ersten Transistors fließt, stellt dieser einen Weg für die Schwingungsentladung des Kondensators 24 dar. Schwingungsstrom /₀ fließt dann im Resonanzkreis aus Kondensator 24, Drossel 22, Kollektor 16 und Emitter 14 des Transistors 10 und die Diode 26 in deren Leitrichtung.

Wenn ferner der Transistor 10 voll leitet, wird der Kondensator 36 durch Strom von der Emitter-Basis-Sperrschicht des zweiten Transistors 30, den Kondensator 36 und den Widerstand 38 aufgeladen, wobei der Strom exponentiell mit einer Rate abfällt, die durch die Zeitkonstante des Kondensators 36 und des Widerstandes 38 gegeben ist. Wie später erläutert wird, sorgt dieser Strom dafür, sobald er ausreichend niedrig geworden ist, daß beide Transistoren 30 und 10 in den Sperrzustand schalten und damit den dauernden Gleichstrom I_dc abschalten.

Die Kurvendarstellungen in F i g. 2 veranschaulichen die Strom- und Spanmrngs-Schwingungsformen an den verschiedenen Schaltelementen. Kurve 2 (a) stellt den Schwingungsstrom J₀ im Schwingungskreis dar. Kurve 2 (ö) stellt den zusammengesetzten Gleichstrom I_dc und den Schwingungsstrom I₀ dar, die beide durch die Kollektor-Emitter- Sperrschicht des Transistors 10 fließen; Kurve 2 (c) veranschaulicht die Spannung über Kondensator 24; Kurve 2 (d) zeigt die Spannung über Drossel 22, und Kurve 2 (e) stellt die Ausgangsspannung über der Diode 26 dar.

Gemäß Kurve 2 (a) ändert sich der Schwingungsstrom I₀ während der ersten Halbwelle des Stromflusses sinusförmig entsprechend den Schaltparametern, nämlich der Induktivität der Drossel 22 und der Kapazität des Kondensators 24. Der Strom I₀ kann durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

den Gleichstrom/^. Der GleichstromI_dc hat konstante Amplitude und ist ausreichend groß, durch den Ohmwert des Widerstandes 18 bestimmt, die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 10 leitend zu halten, wenn der Schwingungsstrom I₀ seine Richtung umkehrt. Weil der Transistor 10 nur in einer Richtung Strom leiten kann, kann er den Schwingungsstrom I₀ nicht leiten, wenn eine negative Halbwelle dieses Stromes allein vorhanden ist, ein solcher Strom wird jedoch geleitet, wenn er einem größeren positiven Strom überlagert ist, wie dem Gleichstrom I_dc.

Am Ende der ersten Schwingungshalbwelle ist der Kondensator 24 voll auf eine seiner ursprünglichen Polarität entgegengesetzte Polarität aufgeladen, wie in Kurve 2 (c) dargestellt und neigt dazu, die Richtung des Schwingungsstroms I₀ umzukehren. Weil die Diode 26 Strom in der Gegenrichtung nicht leitet, stellt sie eine hohe reaktive Impedanz dar, in Form einer niedrigen Diodenkapazität 56, die in F i g. 1 als Phantom eingetragen ist. Die Schaltungsparameter bestehen jetzt aus dem Kondensator 24, der Drossel 22 und der Diodenkapazität 56, die vorzugsweise eine sehr kleine Größe im Vergleich mit dem Kondensator 24 hat. Weil die Diodenkapazität 56 wesentlich kleiner ist als die des Kondensators 24, wird die Schwingungsfrequenz jetzt hauptsächlich durch die Diodenkapazität bestimmt. Dementsprechend erhöht sich die Frequenz auf einen Wert co₂ gemäß folgender Gleichung

1
lA QC

worin C_d die Kapazität der Diode 26 ist.

Wird angenommen, daß die Diodenkapazität 56 gleich ist ein Fünfzehntel der Kapazität des Hauptkondensators 24, so ist die höhere Frequenz ω₂ viermal so groß wie die ursprüngliche Frequenz ω_ν Der höherfrequente Strom/„', der in der rechten Hälfte der Kurve 2 (α) dargestellt ist, ist durch die folgende Gleichung gegeben:

E_n

sin CO₁

worin E₀ die Spannung der Quelle 20 ist, L die Induktivität der Drossel 22 und

CO₁ =

XC₁

55

wobei C₁ die Kapazität des Kondensators 24 und Co₁ die Kreisfrequenz in Radians pro Sekunde ist.

Die Maximalwerte der Spannungen E_c und E_L sind gleich der Quellenspannung E₀, und die Spannungen E_c und E_L sind immer gleich und entgegengesetzt gerichtet. Wenn die Diode 26 leitet, ist ihre Impedanz praktisch Null, und dementsprechend steht praktisch keine Spannung darüber, wie aus Kurve 2 (e) hervorgeht.

In Kurve 2 (b) ist 2x1 erkennen, daß der Strom vom Kollektor zum Emitter des Transistors 10 zwei Komponenten hat, nämlich den Schwingungsstrom /₀ und sin c/j₂ (t -

worin t_s die Zeit ist, bei der die Diode 26 aufhört zu leiten. Während der höherfrequenten Schwingung wirkt der Kondensator 24 als eine praktisch konstante Spannungsquelle von einer Größe von etwa -E₀, mit einer kleinen Welligkeit auf Grund des kleinen Innenwiderstandes, die der konstanten Spannung überlagert ist, wie in Kurve 2 (c) dargestellt. Die Kondensatorspannung E₀ treibt die Drossel 22 und die Diodenkapazität 54 in Schwingung, und die Spannung E_d über der Diode 26 ist im wesentlichen gleich und entgegengesetzt gerichtet zur Summe der Spannung E_L über der Drossel 22 und der Spannung E_c, wie in F i g. 2 dargestellt. Die maximale Spannung über der Diode 26 ist gleich

2E₀

1 +

Cg C₁

Wenn also C₁ = 15 C_d, ist die maximale Diodenspannung E_d etwas kleiner als 2 E₀, die Spitzen-

spannung E_L über der Drossel 22 ist E₀ und die Spannung E_c über dem Kondensator 24 ist gleich dem negativen Wert der Summe der beiden Spannungen E_L und E_d.

Die Spannung E_d über der Diode 26 stellt die Ausgangsspannung der Verzögerungsschaltung dar. Aus Kurve 2 (e) ergibt sich, daß der Ausgangsimpuls 58 um die Zeit von wenigstens einer halben Periode der kleineren Schwingungsfrequenz W₁ verzögert ist, wobei der genaue Wert der Verzögerung von der Zeit abhängt, die die Spannung über der Diode 26 benötigt, eine gewisse brauchbare Schwellwertspannung E_t zu erreichen, die als unterbrochene Linie in Kurve 2 (e) eingetragen ist.

Die Verzögerung des Ausgangsimpulses 58 ist hauptsächlich durch die Werte der Drossel 22 und des Kondensators 24 bestimmt. Die Zeit, in der die Diodenspannung E_d den Schwellwert E_t erreicht, wird durch das Verhältnis der Kapazitäten von Kondensator 24 und Diode 26 bestimmt. Je kleiner z. B. die Diodenkapazität gemacht wird, um so größer ist die höhere Schwingungsfrequenz ω₂, so daß eine steilere Wellenfront der Ausgangsspannung 58 erzeugt und dadurch die zur Erreichung des Schwellwertes E₁ benötigte Zeit verringert wird.

Wie bereits beschrieben, wurde beim Umschalten des ersten Transistors 10 in den leitenden Zustand ein exponentiell abfallender Strom in dem Zweig aus der Emitter-Basis-Sperrschicht des zweiten Transistors 30, dem Kondensator 36 und dem Widerstand 38 hervorgerufen. Solange dieser Strom, der den Eingang für den zweiten Transistor 30 bildet, ausreichend hoch ist, wird der Emitter-Kollektor-Ausgangsstrom des zweiten Transistors auf einem maximalen, konstanten Wert gehalten, der durch die Werte der Betriebsspannung der Quelle 20 und den Wert des Widerstandes 46 bestimmt wird.

Wenn der Eingangsstrom des zweiten Transistors 30 auf einen Wert fällt, der nicht mehr ausreicht, den maximalen Ausgangsstrom des zweiten Transistors 30 aufrechtzuerhalten, fällt der Emitter-Kollektor-Ausgangsstrom. Weil der Ausgangsstrom des zweiten Transistors 30 den Eingangsstrom für den ersten Transistor 10 zwischen Basis 12 und Emitter 14 liefert, fällt auch der Kollektor-Emitter-Ausgangsstrom des ersten Transistors, so daß der Eingangsstrom für den zweiten Transistor 30 noch weiter fällt. Dieser Zyklus wiederholt sich, bis beide Transistoren 10 und 30 nicht mehr leiten.

Wenn der erste Transistor 10 sperrt, stellt er eine so hohe Impedanz für den hochfrequenten Schwingungsstrom I₀ dar, und der Resonanzkreis hört auf zu schwingen. Der Kondensator 24 des Resonanzkreises lädt sich dann wieder über den Ladewiderstand 18 und Belastungswiderstand 28 auf, so daß die Bedingungen wiederhergestellt werden, die zum Empfang des nächsten Eingangstriggerimpulses 52 erforderlich sind.

Die i?C-Zeitkonstante des Kreises aus Kondensator 36 und Widerstand 38 ist so ausgelegt, daß der erste Transistor 10 etwas länger als eine halbe Periode des niederfrequenten Schwingungsstroms /₀ leitet, und wenigstens lange genug, um den Ausgangsverzögerungsimpuls zu erzeugen. Vorzugsweise ist die i?C-Konstante so bemessen, daß der erste Transistor 10 sofort abgeschaltet wird, nachdem der Verzögerungsimpuls erzeugt ist, um eine hohe Wiederholungsrate zu erhalten.

Beim Vergleich der erfindungsgemäßen Schaltung mit bekannten Schaltungen mit Thyratrons ist zu beachten, daß Thyratronschaltungen große Reihen-Ladewiderstände benötigen, um eine Entionisierung des Thyratrons nach Erzeugung des Verzögerungsimpulses zu bewirken. Dementsprechend wird eine lange Zeit zur Wiederladung des Kondensators im Resonanzkreis benötigt, wodurch die Wiederholungsrate begrenzt wird. Die Entionisierungszeit des Thyratrons selbst begrenzt die Wiederholungsrate ebenfalls. Diese beiden Faktoren begrenzen die

Wiederholungsrate auf einen Wert, der etwa η

Impulse pro Sekunde beträgt, wobei T₀ die Verzögerungszeit ist.

Diese Nachteile werden durch Verwendung eines regelbaren i?C-Ladekreises in der Eingangsschaltung des zweiten Transistors 30 beseitigt, durch den der erste Transistor 10 innerhalb einer Zeit abgeschaltet wird, nachdem der Ausgangsimpuls erzeugt ist, die ein Bruchteil der Verzögerungszeit ist. Die Transistorschaltung erlaubt die Verwendung eines wesentlich kleineren Ladewiderstandes 18, so daß der Kondensator 24 schnell wieder aufgeladen werden kann. Die Wiederholungsrate wird um einen Faktor von wenigstens 30 vergrößert. Weitere Vorteile der Erfindung liegen darin, daß die Schaltzeit von Transistoren um 5 Nanosekunden liegt, verglichen mit Nanosekunden bei Thyratrons, und die Zeitschwankung des Ausgangs-Verzögerungsimpulses ist um einen Faktor von 10 kleiner geworden.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Verzögerungsschaltung mit einem Schalttransistor, der durch ein Eingangssignal, an das sich die gewünschte, durch einen Ladevorgang an einem Kondensator verursachte Verzögerungszeit anschließt, durchlässig gemacht wird, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang (16) des Transistors (10) ein Reihenschwingkreis (22, 24) mit einer in Reihe dazu liegenden Diode (26) geschaltet ist, dessen Kondensator (24) im Sperrzustand des Transistors (10) auf die Spannung einer ebenfalls an den Ausgang (16) des Transistors (10) angeschlossenen Betriebsspannungsquelle (20) aufgeladen ist und der sich bei Durchlässigkeit des Transistors (10) in Form einer Halbschwingung über die in diesem Betriebszustand durchlässige Diode (26) umlädt, die ein Rückschwingen der Ladung auf Grund ihrer nunmehr einsetzenden Sperrung verhindert, jedoch auf Grund einer gegebenenfalls zugeschalteten Eigenkapazität (56), die gegenüber der Kapazität (24) des Reihenschwingkreises (22, 24) klein ist, eine höherfrequente Schwingung zuläßt, dessen erste, die Eigenkapazität (56) aufladende Halbwelle als Impuls an der Diode (26) abnehmbar ist, der gegenüber dem Eingangssignal nach der gewünschten Verzögerungszeit auftritt.

2. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (10) in an sich bekannter Weise mit einem zweiten Transistor (30) rückgekoppelt ist.

3. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise der erste Transistor (10) ein n-p-n~

Flächentransistor und der zweite Transistor (30) ein p-n-p-Flächentransistor ist.

4. Verzögerungsschaltung nach Ansprach 2_S gekennzeichnet durch eine Widerstands-Kondensator-Reihenschaltung (36, 38) zwischen dem Ausgang des ersten Transistors (10) und dem Eingang des zweiten Transistors (30).

5. Verzögerungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Parameter der Widerstands-Kondensator-Schaltung (36, 38) so ω

gewählt sind, daß der Transistor (10) nur kurze Zeit langer leitet, als die Halbschwingung dauert.

6. Verzögerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (28) parallel zur Diode (26) liegt.

In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Auslegeschriften Nr. 1038197, 1057173, 1102 812, 1144 338;
USA.-Patentschriften Nr. 2942123, 2981898.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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