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Radarantennenanordnung zur gleichzeitigen Entfernungs- und Richtungsbestimmung
in der Azimut- und Elevationsebene Die Erfindung betrifft eine Radarantennenanordnung
zur gleichzeitigen Entfernungs- und Richtungsbestimmung in der Azimut- und Elevationsebene
nach dem Summe-Differenz-Prinzip und zur Bildung je eines Fehlersignals als Maß
für die Abweichung der Antennenachse von Zielazimut und -elevation unter Verwendung
einer aus vier Hohlleiterenden und einem Reflektor bestehenden Strahleranordnung
und von vier parallel zueinander angeordneten und zu einer kompakten Hohlleitereinheit
dicht zusammengefaßten Hohlleitern, die von der Rückseite des gemeinsamen Reflektors
durch eine Mittelöffnung im Reflektor bis zum Brennpunkt durchgeführt sind und deren
vordere Enden paarweise über nach entgegengesetzten Seiten gehende Biegungen nach
rückwärts umgebogen sind, sowie von die Hohlleiter miteinander koppelnden Öffnungen
und zusätzlichen Hohlleiterphasenschiebern zur Summenbildung der von sämtlichen
Hohlleiterenden aufgenommenen Echosignale und andererseits zur Differenzbildung
jeweils zwischen den Summen der Echosignale der paarweise rechts und links bzw.
oberhalb und unterhalb der Antennenachse liegenden Hohlleiterenden.
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Um hohe Genauigkeiten bei der Ortsbestimmung und Zielverfolgung mit
Impulsradargeräten zu erreichen, ist eine fehlerfreie Bestimmung sowohl der Entfernung
als auch der Richtung erforderlich. Die der Entfernungsbestimmung anhaftenden Fehler
sind der Natur nach gering, so daß das Problem hauptsächlich in einer genauen Winkelbestimmung
liegt.
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Es sind zahlreiche Verfahren anwendbar, um die Genauigkeit zu erhöhen,
mit der ein Radargerät Richtungswinkel bestimmen kann. Diese bestehen gewöhnlich
in der Benutzung von Antennen mit bestimmten Strahlungsdiagrammen, bei denen ein
bleistiftdünner Strahl durch abwechselnd auf Grund konischer Abtastbewegung erzeugter
Keulen oder gleichzeitig vorhandener Keulen gebildet wird. Die gleichzeitige Keulenbildung
ist das vielseitigste Verfahren, das auch am unabhängigsten von statistischen Schwankungsstörungen
des Echosignals ist.
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Ein derartiges »Monopuls«-System liefert mit jedem Echoimpuls die
vollständige Entfernungs- und Richtungsinformation.
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Während einige Monopulsverfahren auf dem Vergleich der Signalamplituden
und andere auf dem Phasenvergleich beruhen, kann bei der Anordnung nach der Erfindung
auch das Amplitudenverfahren für die eine und das Phasenvergleichsverfahren für
die andere Keule verwendet werden, wie dies an sich bekannt ist.
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Die einzelnen Merkmale der eingangs definierten
Radarantennenanordnung
sind verschiedenen Textstellen des Buches »Introduction to Monopulse« von D. R.
R h o d e s, New York 1959, entnehmbar. Gegenüber Zweihorn-Brückensystemen bieten
Vierhorn-Brückensysteme den Vorteil von verbesserten Sende-und Empfangseigenschaften
der Antenne sowie symmetrischen Strahlungsdiagrammen und einer einfachen Anpassungsfähigkeit
an verschiedene Reflektorgrößen.
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Infolge der dicht zusammengefaßten Hohlleiter ergibt sich zwar eine
verhältnismäßig kompakte Hohlleitereinheit; für Bordzwecke, etwa bei Flugzeugen
oder Raketen, wäre eine derartige Radarantennenanordnung infolge ihrer immer noch
vorhandenen Sperrigkeit ungeeignet.
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Die Erfindung hat sich zum Ziel gesetzt, diese Anordnung nach kompakter
zu gestalten, so daß sie für die vorgenannten Zwecke brauchbar ist.
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Erreicht wird dies gemäß der Erfindung dadurch, daß die Koppler in
dem zwischen Reflektormittelöffnung und Brennpunkt liegenden Teil der Hohlleitereinheit
angeordnet sind.
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Gegenüber bekannten Anordnungen, bei denen die Koppler hinter dem
Reflektor angeordnet sind, ergibt sich hierdurch eine beträchtliche Zusammendrängung
im Aufbau der Antennenanordnung.
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Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Antennenanordnung werden
nachfolgend an Hand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt F i g. 1 einen Querschnitt
der Strahlungsdiagramme, F i g. 2 A einen Querschnitt der Strahlungsdiagramme zweier
benachbarter Antennenöffnungen, die in einer Ebene, z. B. der Elevationsebene, liegen,
F i g. 2 B einen Querschnitt der Strahlungsdiagramme zweier nicht benachbarter Antennenöffnungen,
die in einer anderen Ebene, z. B. der Azimutebene, liegen, die senkrecht zur Ebene
der Fig. 2A steht, F i g. 3 eine perspektivische Ansicht des Vierhorn-Speisebrückensystems
einschließlich eines Reflektors. der teilweise geschnitten dargestellt ist, F i
g. 4 eine Ansicht von oben, teilweise geschnitten, des Speisebrückensystems, aus
der die Biegung in einem Leiter ersichtlich ist, F i g. 5 eine Seitenansicht des
Vierhorn-Speisesystems, die die Abschnitte für die Aufnahme der verschiedenen Phasendrehglieder
und Koppler zeigt, F i g. 6 eine perspektivische Ansicht eines +900-Phasendrehgliedes,
in seine Teile zerlegt, Fig.7 eine perspektivische Ansicht eines -900-Phasendrehgliedes,
in seine Teile zerlegt, F i g. 8 zwei Wandkoppler in der Trennwand zwischen zwei
Paaren benachbarter Hohlleiter, Fig. 9 einen Querschnitt eines Schlitzkopplers in
der Trennwand zwischen zwei Leitern, F i g. 10 eine Phasendiagrammdarstellung, das
die Phasendrehglieder und Koppler in den verschiedenen Leitern zeigt, Fig. 11 einen
Schnitt in Richtung II-II der Fig. 3, F i g. 12, 13 und 14 Vektordiagramme, die
die Zerlegung der Signale zeigen, die unter bestimmten Umständen in den Öffnungen
A, B, C und D der F i g. 11 auftreten, Fig. 15 ein weiteres Phasendiagramm einer
anderen Ausführungsform, das die Phasendrehglieder in geänderter Anordnung zeigt,
Fig. 16 ein drittes Phasendiagramm mit Phasendrehgliedern in veränderter Anordnung
und F i g. 17 ein viertes Phasendiagramm einer weiteren Ausführungsform.
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Die Antennenspeisebrücke nach der Erfindung besteht aus vier Mikrowellenleitern,
deren Hörner oder Strahlungsöffnungen in der Nähe des Brennpunktes eines Reflektors
angeordnet sind. Bei der praktischen Ausführung können die Öffnungen durch dielektrisches
Material mit geringem Verlustwinkel verschlossen werden, wobei sie dennoch für die
Mikrowellenstrahlung Öffnungen bleiben. Die Hohlleiter ermöglichen Zentralspeisung,
d. h., sie sind durch die Reflektormitte nach vorn durchgeführt, wo sie zurückgebogen
sind und den Reflektor mit ihren Öffnungen ausleuchten. Die Signale in den Hohlleitern
werden gegenseitig in der Phase verschoben und mit den Signalen in den anderen Hohlleitern
durch Hochfrequenzbrücken kombiniert, die innerhalb der vier Hohlleiter angeordnet
sind. Dies wird verwirklicht durch Anwendung verschiedener Typen von Hohlleiteranordnungen,
wie Differential-Phasendrehglie der, Wandkoppler und Schlitzkoppler, in bestimmter
gegenseitiger Zuordnung, damit die erforderlichen Strahlungsdiagramme entstehen.
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Um mit der Speisebrücke die Abstrahlung und den Empfang des Entfernungsmeßsignals
zu ermöglichen, ist es erforderlich, daß bei Erregung der Brücke alle
vier Öffnungen
gleichphasig abstrahlen, d. h., die Signale werden von den Öffnungen mit gleicher
Phase und Amplitude ausgesendet, und es ergibt sich ein Strahlungsdiagramm, das
durch die Keule3 in F i g. 1 dargestellt ist.
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In den Zeichnungen zeigt F i g. 1 das Richtungsmeßdiagramm 4 der
Antenne, welches als Hohlkegel ausgebildet ist, dessen Einsenkung in Achsrichtung
8 auf der Öffnungsseite ausgerichtet ist. Die Keule3 ist das Strahlungsdiagramm
des Summen- oder Entfernungsmeßsignals.
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F i g. 2 A stellt die Diagramme der einzelnen Öffnungen der Antenne
in einer Ebene, z. B. der Elevationsebene, dar. F i g. 2 B zeigt die Diagramme der
Öffnungen in einer zur Ebene in F i g. 2 A senkrechten Ebene, z. B. der Azimutebene.
Es ist ersichtlich, daß die Achsen der Keulen 6 und 7 in F i g. 2 B parallel sind,
während in F i g. 2 A die Achsen der Keulen 1 und 2 auseinandergehen. Die Divergenz
und die Parallelrichtung der Achsen kann in an sich bekannter Weise beispielsweise
durch geeignete Wahl der Lage der Öffnungen oder der Reflektorform eingestellt werden.
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Gemäß Fig. 12 erzeugt ein zurückgeworfenes Echosignal von einem Ziel
auf der öffnungsseitigen Antennen achse gleiche Amplitude und Phasenkomponenten
50, 51, 52 und 53 in den Öffnungen A, B, C und D. Aus der in Fig. 1 gezeigten Entfernungsmeßkeule
3 ist ersichtlich, daß bei der Aussendung eine einzige Entfernungsmeßkeule durch
die Summe der Öffnungen erzeugt wird und daß dann durch Reziprozität die von dem
Ziel auf der Achse in die vier Hohlleiter zurückgelangenden Signale ein Signal 58
in Fig. 12 im Entfernungskanalausgang der Brücke ergeben, das dem Empfänger zugeführt
wird.
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Bei Abweichungen von der Achse in der Ebene der Öffnungen A und D
(welche bei der vorliegenden Ausführungsform die Elevationsebene sein möge) werden
Signale ungleicher Amplitude gemäß F i g. 13 in der öffnung in bezug auf D und in
der Öffnung B in bezug auf C erregt. Es besteht außerdem ein kleiner Phasenunterschied
zwischen den Öffnungen A und D bzw. B und C, jedoch ist diese Wirkung vernachlässigbar,
weil der Unterschied der Phasenzentren der Öffnungen A und D sowie B und C klein
ist. Die in Fig. 13 dargestellten Signale ungleicher Amplitude können in je zwei
Komponenten zerlegt werden. Die ersten Komponenten sind die gleichphasigen Signale
50, 51, 52 und 53 von gleicher Amplitude in jeder Öffnung, die mit den Signalen
in Fig. 12 vergleichbar sind und vom Entfernungskanalausgang der Brücke dem Empfänger
zugeführt werden. Die zweiten Komponenten 54, 55, 56 und 57 sind Signale von gleicher
Amplitude in allen Öffnungen, wobei die Komponenten 54 und 55 in den Öffnungen A
und B unter sich gleichphasig und die Komponenten 56 und 57 in den Öffnungen C und
D ebenfalls unter sich gleichphasig, jedoch gegenüber den Komponenten 54 und 55
in A und B um 1800 in der Phase verschoben sind. Die Größe dieser gegenphasigen
Signale ist proportional dem Winkel der Abweichung in der Elevation von der öffnungsseitigen
Achse. Es ist ersichtlich, daß zur Gewinnung eines Signals zur Angabe der Elevationsabweichung
die durch 54 und 55 dargestellten Signale in die gleiche Phasenlage wie die durch
56 und 57 dargestellten Signale verschoben werden können, so daß
ein
durch 59 dargestelltes Signal erhalten wird. Die Richtung der Abweichung (nach oben
oder unten) wird bestimmt durch die Phase des Signals 59 in bezug auf die Phase
des Entfernungsmeßsignals 58 in F i g. 12; Gleichphasigkeit gibt beispielsweise
eine Abweichung nach oben und Gegenphasigkeit nach unten an, wie dies in Fig. 13
dargestellt ist. Durch den nach unten gerichteten Pfeil 59 wird angezeigt, daß das
Elevationsabweichungssignal gegenphasig zum Entfernungssignal 58 ist, das Ziel sich
also unterhalb der Antennenachse befindet.
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Es ist selbstverständlich möglich, die Brücke so abzuändern oder
auf die Seite zu drehen, daß die vorstehend als Elevationsebene angesprochene Ebene
zur Azimutebene wird. Die Erfindung ist deshalb nicht auf die Anwendung in den dargestellten
Ebenen beschränkt, und es ist klar, daß die Betriebsweise in der Azimut- und Elevationsebene
oder in anderen Ebenen leicht abgeleitet werden kann.
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Bei Abweichungen in der Schnittebene durch die Öffnungen A und B
in F i g. 14, die beispielsweise die Azimutebene sein möge, werden Signale von im
wesentlichen gleicher Amplitude, jedoch unterschiedlicher Phase in der ÖffnungA
gegenüber B bzw. C gegenüber D erregt. Jedoch sind Phase und Amplitude in den Öffnungen
A und D sowie B und C jeweils unter sich gleich. Das Signal in jeder Öffnung wird
wiederum in zwei Komponenten zerlegt: eine Komponente von gleicher Amplitude und
Phase (Komponenten 50, 51, 52 und 53, die vom Entfernungsmeßkanalausgang zum Empfänger
gehen) und die restlichen Komponenten. Diese sind durch Vektoren 60, 61, 62 und
63 dargestellt. Es ist ersichtlich, daß die Komponenten 60 und 63 untereinander
in Phase sind und gleiche Amplitude besitzen, während die anderen Komponenten 61
und 62 ebenfalls unter sich gleiche Phase und Amplitude aufweisen, jedoch um 1800
in der Phase gegenüber den Komponenten 60 und 63 verschoben sind. Um das Azimutfehlersignal
zu gewinnen, werden also die Komponenten 61 und 62 zeitlich in der Phase um 1800
gegenüber den Komponenten 60 und 63 verschoben und dann zu diesen addiert, so daß
sich ein Azimutfehlersignal 64 ergibt, das durch seine Größe die Azimutwinkelabweichung
anzeigt. Durch seine Phasenlage in bezug auf das Entfernungskanalsignal zeigt dieses
außerdem an, ob das Ziel links oder rechts von der Antennenachse liegt.
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Das Brückensystem mit vier Hohlleitern ist eine Mikrowellenanordnung,
mit der die erforderliche, in Fig. 12, 13 und 14 erläuterte Komponentenzerlegung
der Signale durchgeführt wird. In F i g. 3 sind vier Mikrowellenleiter9, 10, 11
und 12 vorgesehen. Der Reflektor 13 ist teilweise geschnitten dargestellt. Ein Flansch
14 dient zur Befestigung der Brücke am Reflektor 13. Die vier Leiter enden in einem
Umlenkstück 15, das beim Senden die Strahlung gegen den Reflektor richtet und beim
Empfang die Strahlung aus dem Reflektor aufnimmt. Die Leitungsumlenkung ist genauer
aus Fig.4 ersichtlich, die die Leitungsbiegung 16 der Leitung 10 zeigt.
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Die Stufen 17 und 18 bilden einen Mikrowellentransformator, und der
Einsatz 19 aus Teflon (eingetragenes Warenzeichen) gestattet eine Verringerung des
Mittenabstandes zwischen den Öffnungen gegenüber denjenigen bei unverschlossenen
Öffnungen, so daß sich ein Minimum von Phasendifferenz in den von den Öffnungen
aufgenommenen Signalen ergibt. Es
ist ersichtlich, daß bei einer solchen Zentralspeisung
zwei Öffnungen auf jeder Seite der Hohlleiter liegen.
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Aus Fig. 11 geht hervor, daß die Öffnungen A und D auf der einen
Seite der Leiter 9, 10, 11 und 12 und die Öffnungen B und C auf der anderen Seite
liegen. Durch diese Lage wird eine Isolation bestimmter Größe erzielt zwischen den
nicht benachbarten Öffnungen A und B und zwischen den Öffnungen C und D, die ebenfalls
nicht benachbart sind.
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Diese Isolation dient zur Verbesserung der Antennendiagramme in der
Ebene, in der der Phasenvergleich benutzt wird, bei dieser Darstellung der Azimut--ebene.
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Aus der in F i g. 5 gezeigten Seitenansicht der Brücke ist die Lage
verschiedener Bauelemente und Einstellglieder ersichtlich. Es geht daraus hervor,
daß der Aufbau gedrungen und verhältnismäßig einfach ist, soweit er von der Außenseite
sichtbar ist.
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Im Abschnitt 20 zweier der Hohlleiter ist ein å = 900-Phasendrehglied
vorgesehen. Das Symbol »d« bedeutet eine relative Phasenverschiebung des Signals
verglichen mit der Phasenverschiebung in einem Hohlleiterkanal ohne vorspringende
Teile oder Gebilde. Im Abschnitt 21 sind obere Wandkoppler vorgesehen. Im Abschnitt
22 sind weitere a 6=900-Phasendrehglieder und im Abschnitt 23 seitliche Schlitzkoppler
angeordnet. Ein Abstimmknopf ist bei 24 gezeigt; von diesem ist auf jeder Seite
der Brücke einer zur Abstimmung der seitlichen Schlitzkoppler vorgesehen. Die Einsätze
25, 26 und 27 sind induktive Irises, die in die Hohlleiterwände an der Anbringungsstelle
der seitlichen Schlitzkoppler eingesetzt und als dünne Metallstanzstreifen ausgebildet
sind, die in die Hohlleiterwände eindringen.
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F i g. 6 zeigt ein A = 900-Phasendrehglied in einem Wellenleiter.
Beispielsweise ist ein in F i g. 6 gezeigtes Phasendrehglied im Leiter 12 im Abschnitt
20 und im Leiter 10 im Abschnitt 22 vorgesehen. Die metallischen Vorsprünge 28 und
29 ragen in den Hohlleiter 9 und ergeben eine Phasenverschiebung von 6=900. Die
richtige Bemessung solcher Phasendrehglieder für einen gegebenen Frequenzbereich
ist in der Mikrowellentechnik an sich bekannt.
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Fig. 7 zeigt ein auseinandergenommenes A = - 900-Phasendrehglied,
wie es z. B. im LeiterlO im Abschnitt 20 und im Leiter 11 im Abschnitt 22 von Fig.5
vorgesehen ist. Eine Platte 30 besitzt eine Reihe senkrechter länglicher metallischer
Vierkantstücke 31, 32, 33 usw. und ist in die Seitenwand des Hohlleiters eingesetzt,
so daß diese Stücke eine Phasenverschiebung des Signals um A = - 900 bewirken.
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F i g. 8 zeigt Wandkoppler in der Trennwand 35 a und 35 h zwischen
den Hohlleitern 9 und 10 bzw. 11. und 12 innerhalb des in F i g. 5 dargestellten
Abschnittes 21. Die Öffnungen 36 und 37 bilden Wandkoppler zwischen den Leitern
9 und 10. Die Öffnungen 38 und 39 bilden Wandkoppler zwischen den Leitern 11 und
12. F i g. 9 zeigt Schlitzkoppler zwischen den Leitern 10 und 11, angeordnet im
Abschnitt 23 in F i g. 5. Natürlich ist ein entsprechender Schlitzkoppler zwischen
den Leitern 9 und 12 vorgesehen. Induktive Irises 25, 26 und 27 ragen, wie ersichtlich,
in die Hohlleiter hinein. Die Trennwand 34, welche die Leiter trennt, ist, wie ersichtlich,
unterbrochen, und der Abstimmknopf 24 ragt zum Zweck der Abstimmung in dieses Gebiet
hinein. Der Abstimmknopf kann durch einen festen Knopf oder
einen
nicht einstellbaren Bauteil ersetzt werden. In F i g. 9 ist der Abstimmknopf 24
durch Drehung von außen einstellbar, wie dies aus F i g. 5 ersichtlich ist.
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Damit sind alle wesentlichen Elemente für die Durchführung der Erfindung
beschrieben. In dem Phasendiagramm nach Fig. 10 sind die verschiedenen Hohlleiter
9, 10, 11 und 12 eingezeichnet. Wie ersichtlich, sind im Leiter 10 und im Leiter
12 je ein d=900-Phasendrehglied vorgesehen, von denen das eine negativ und das andere
positiv wirkt. Diese Phasendrehglieder sind im Abschnitt 20 von F i g. 5 vorgesehen.
Anschließend ist eine obere Wandkopplung zwischen den Leitern 9 und 10 und außerdem
zwischen den Leitern 11 und 12 im Abschnitt 21 vorgesehen. Anschließend liegen im
Abschnitt 22 weitere A = 900-Phasendrehglieder in den Leitern 10 und 11. Anschließend
folgen im Abschnitt 23 ein seitlicher Schlitzkoppler zwischen den Leitern 10 und
11 und ein seitlicher Schlitzkoppler zwischen den Leitern 9 und 12.
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Andere Arten von Phasendrehgliedern und Kopplern, wie sie an sich
bekannt sind, können an Stelle der beschriebenen Ausführungsformen benutzt werden.
Jedoch sind die dargestellten Formen wegen ihrer Anpassungsfähigkeit und leichten
Einbaumöglichkeit in die in Fig. 5 gezeigte Konstruktion bevorzugt verwendbar.
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Theoretische Analysen der mit der Ausführungsform nach F i g. 10
erzielten Azimut- und Elevationsfehlersignale zeigen, daß diese Signale in der Zeit
des Verlassens des Abschnittes 23 in F i g. 5 im Phasenquadraturverhältnis zueinander
stehen und daß sie deshalb in einem einzigen Leiter kombiniert werden können, während
sie noch in Mikrowellenform sind.
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Dies wird in der englischen Fachsprache mit »monoquad« bezeichnet.
Hierdurch werden eine Mischstufe und eine Sende-Empfangs-Röhre eingespart, und es
sind nur ein einziger Vorverstärker und ein Zwischenfrequenzverstärker für die gleichzeitige
Verarbeitung der Azimut- und Elevationssignale in den Hohlleitern erforderlich.
Ein Quadratur-Videodetektor, wie er an sich bekannt ist, kann nach der Zwischenfrequenzverstärkung
zur Trennung der beiden Richtungsfehlersignale benutzt werden.
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Die F i g. 15, 16 und 17 zeigen Abwandlungen des Phasendiagramms
der bevorzugten Ausführungsform nach Fig. 10. Es ist verständlich, daß verschiedene
Lagen und Anordnungen für die Phasendrehglieder benutzt werden können, um den in
Fig. 4 und 5 gezeigten gedrungenen und einfachen Aufbau zu erreichen. In Fig. 15
sind die Vorzeichen der zwei A = 900-Phasendrehglieder in den Leitern 10 und 11
gegenüber F i g. 10 vertauscht. In F i g. 15 bleibt das Azimutfehlersignal im Leiter
11 noch in Quadratur mit dem Signal im Leiter 12.
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In Fig. 16 sind zwei der d=900-Phasendrehglieder in den Leitern 10
und 11 nicht verwendet. Das Azimutfehlersignal im Leiter 11 ist jedoch nicht im
Quadraturverhältnis mit dem Signal im Elevationsleiter 12. Es ist natürlich möglich,
die Signale auch getrennt zu halten und nicht in Phasenquadratur zu bringen oder
durch einen anschließenden Bauteil ins Quadraturverhältnis zu bringen. In F i g.
17 wird eine abweichende Anordnung der Phasendrehglieder benutzt, und das Azimutfehlersignal
endigt im Leiter 10. Die Ausführungsform nach F i g. 10 ist von besonderem Vorteil
auf Grund der Tatsache, daß die Azimut- und Elevationssignale im Quadraturverhält-
nis
stehen und deshalb durch einen gemeinsamen Detektor gleichgerichtet werden können,
und weiterhin aus dem Grund, daß der Entfernungshohlleiter 9 und der ein totes Ende
darstellende Leiter 10 Seite an Seite liegen (vgl. Fig.3) und der Entfernungshohlleiter
körperlich an seinem senderseitigen Ende zwecks Ankopplung an den Sender verlängert
werden kann.