DE1236837B - Verfahren zur Identifizierung von Schriftzeichen in einer Zeichenerkennungsanlage - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

Lr Ub Κ

Deutsche Kl.: 42 m6 - 9/4* 73%

B59920IXc/42m6
29. Oktober 1960
16. März 1967

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Identifizierung von Schriftzeichen in einer Zeichenerkennungsanlage mit einer Anzahl von Vergleichsnetzwerken, in deren, jedem eine elektrische Wellenform eines unterschiedlichen zu identifizierenden Schriftzeichens gespeichert ist, wobei das Abtasten irgendeines zu identifizierenden Schriftzeichens eine zeitabhängig veränderliche Ablesespannung erzeugt, deren Anfangsteil jeweils ähnlich und im wesentlichen unabhängig von der Identität des Schriftzeichens ist, wobei ferner die Ablesespannung auf jedes Vergleichsnetzwerk gegeben wird und diese letzteren eine zeitabhängig veränderliche Ausgangsspannung erzeugen läßt, deren Größe zu jedem Zeitpunkt unmittelbar in Beziehung steht mit dem Grad der Übereinstimmung zwischen dem abzutastenden und dem in dem Vergleichsnetzwerk gespeicherten Schriftzeichen in diesem Zeitpunkt, und wobei ein optimaler Zeitpunkt i₀ während des Abtastens eines Schriftzeichens existiert, in dem ein Vergleichsnetzwerk ein Ausgangssignal aufweist, das größer ist als das Ausgangssignal diesen einen Vergleichsnetzwerks zu jedem anderen Zeitpunkt oder jedes anderen Vergleichsnetzwerks zu irgendeinem Zeitpunkt, und die bestmögliche Übereinstimmung durch Prüfen der Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke zum Zeitpunkt f₀ erzielt wird, und mit einem Zwischenspeicherregister, das im Prüfzeitpunkt dasjenige Schriftzeichen anzeigt, welches in diesem Zeitpunkt die beste Übereinstimmung mit dem abgetasteten Schriftzeichen aufweist.

Zur Unterscheidung von magnetischen Schriftzeichen sind im Bankbetrieb Normschriftzeichen gewählt worden. Diese bestehen aus zehn Ziffern und vier Codesymbolen. Die Zeichen sind so ausgebildet, daß sie für die maschinelle Unterscheidung ausreichende Unterschiede aufweisen. Sie stimmen jedoch in ihren Einzelheiten soweit mit den üblichen Zeichen überein, daß sie auch mit bloßem Auge deutlich lesbar sind. Die Schriftzeichen werden mit magnetischer Tinte von bestimmter Dichte gedruckt und magnetisiert. Beim Ablesen wird das so erzeugte magnetische Feld veranlaßt, Flußverkettungen in einem Ablesekopf zu erzeugen. Das dadurch erhaltene Signal ist dann eine Funktion der zeitlichen Änderungsgeschwindigkeit der Flußverkettungen.

Jede der zehn Ziffern und jedes der vier Codesymbole hat seine eigene Sollwellenform der Ablesespannung. Es ergibt sich nun das Problem, diese Wellenformen mit der im Bankbetrieb verlangten Genauigkeit zu identifizieren. Die Unterscheidung wird dadurch kompliziert, daß jeder Scheck oder Verfahren zur Identifizierung von Schriftzeichen in einer Zeichenerkennungsanlage

Anmelder:

Burroughs Corporation, Detroit, Mich. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Kosel, Patentanwalt,

Bad Gandersheim (Harz), Braunschweiger Str. 22

Als Erfinder benannt:

ChaoKongChow,

Bryn Mawr,

Harvey Rosenberg, Drexel Hill, Pa. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 2. November 1959
(850443)

andere Aufzeichnungsträger in der Regel viele Schriftzeichen trägt, so daß die Wellenformen gewöhnlich dicht aufeinanderfolgen. Da sich die Wellenformen mit der Zeit ständig verändern, ist es erforderlich, die Wellenform im richtigen Zeitpunkt zu prüfen, um eine fehlerhafte Unterscheidung auszuschalten. Außerdem treten Abweichungen von der Sollwellenform infolge von Störungen auf, die z. B. durch Mißbildung der magnetischen Schriftzeichen beim Druck oder durch ihre Verzerrungen infolge unsachgemäßer Behandlung des Schecks od. dgl. verursacht werden.

Es ist eine Schaltung der obigen Art bekannt, bei der die Signale der einzelnen Vergleichskanäle auf einen gemeinsamen Mischkreis gegeben werden. Das Mischkreisausgangssignal wird dabei zur Steuerung des Auswertevorgangs innerhalb der Vergleichskanäle herangezogen.

Das dieser bekannten Schaltung zugrunde liegende Verfahren weist den Nachteil auf, daß der Vergleich der eingespeicherten Soll-Spannungswellenform des zu identifizierenden Schriftzeichens mit der jeweiligen Ist-Spannungswellenform auf den Vergleichskanälen nur zu einem einzigen und bestimmten Zeitpunkt nach Ankunft der Wellenform am Eingang der zugehörigen Verzögerungsleitung durchgeführt werden kann. Dabei wird die Vorderkante der Wellenform

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zur Erzeugung des Vergleichstriggersignals herangezogen. Ein schwerwiegender Nachteil dieser bekannten Lösung ist jedoch, daß diese Vorderkante insbesondere bei mit magnetischer Tinte gedruckten Schriftzeichen nicht eindeutig definiert ist.

Diese Nachteile sind gemäß der Erfindung dadurch beseitigt, daß der Anfangsteil der Ablesespannung vor der ersten Spitze der Ablesespannung zur Erzeugung eines Prüfintervallimpulses verwendet wird, innerhalb dessen der optimale Zeitpunkt i₀ liegt und auf den das Prüfen der Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke beschränkt ist, wobei das letzte Prüfen zu dem Zeitpunkt i₀ stattfindet, der durch das Auftreten desjenigen Ausgangssignals an einem Vergleichsnetzwerk bestimmt wird, das größer als jedes vorhergehende Ausgangssignal ist, so daß das am Ende des Prüfintervallimpulses in dem Zwischenspeicherregister gespeicherte Schriftzeichen dasjenige ist, mit dem das abgetastete Schriftzeichen die bestmögliche Übereinstimmung aufweist.

• Durch dieses Vergleichen der beiden Spannungswellenformen bei dem Zeitpunkt t₀, an dem die größte Spannungsspitze der Ist-Spannungswellenform auftritt, ist die Gefahr der fehlerhaften Erkennung der Schriftzeichen praktisch ausgeschaltet.

Zweckmäßig wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren, bei dem die Zeichenerkennungsanlage eine Verzögerungsleitung aufweist, auf die das Ablesesignal gegeben wird und die eine Anzahl Anzapfungen an verschiedenen Verzögerungszeitpunkten bezüglich des Eingangs der Verzögerungsleitung aufweist, mit denen die Vergleichsnetzwerke verbunden sind, eine weitere Verbesserung dadurch erzielt, daß die Verzögerungsleitung an diskreten Teilzwischenräumen in der Nähe ihres Endes angezapft und ein differenziertes Signal erzeugt wird, das im wesentlichen die Differentiation des Ablesesignals darstellt und einen ersten Nulldurchgang aufweist, der vor dem Zeitpunkt i₀ auftritt und den Beginn des Prüfintervallimpulses definiert. Durch diese Maßnahme ist der Beginn des Prüfintervallimpulses auf einfache und sichere Weise festzulegen.

Auf ähnliche Weise wird das Ende des Prüfintervallimpulses definiert.

Es ist vorteilhaft, wenn die Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke funktionell derart kombiniert werden, daß eine einseitig gerichtete, Spitzen aufweisende Spannungswellenform erzeugt wird, deren Amplitude zu jedem Zeitpunkt während der Dauer des Prüfintervallimpulses ein Maß für den besten Grad der Übereinstimmung in diesem Zeitpunkt ist, so daß das Auftreten der größten Spitze in der Spitzen aufweisenden Spannungswellenform während des Prüfintervallimpulses den Zeitpunkt f₀ definiert. Dabei kann das Prüfen immer dann vorgenommen werden, wenn die Spitzen aufweisende Spannungswellenform eine Spitze erreicht, vorausgesetzt, daß diese Spitze größer als die vorhergehende Srjjtze ist, so daß der letzte Prüfvorgang zum Zeitpunkt i₀ stattfindet.

Nach einer Ausführungsform der Erfindung ist das Verfahren so modifiziert, daß die Ausgangsspannung jedes der Vergleichsnetzwerke in einen Mischkreis eingegeben wird, dessen Ausgangsspannung gleich der größten Ausgangsspannung der Vergleichsnetzwerke ist, und daß ein Teil der Ausgangsspannung des Mischkreises auf sämtliche Eingänge des Mischkreises zurückgeleitet wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild, das den Weg des zu erkennenden Signals und seine Einwirkung auf eine Verzögerungsleitung veranschaulicht,

Fig. 2 ein Fig. 1 ergänzendes Blockschaltbild, wobei die Fig. 1 und 2 zusammen die vollständige Schriftzeichenerkennungsanlage veranschaulichen, ίο F i g. 3 eine Ansicht des gedruckten Schriftzeichens »Null« zusammen mit der es identifizierenden Spannung-Zeitwellenform, '

Fig. 4 ein Blockschaltbild, das veranschaulicht,

wie der Trennverstärker, der Mischer und der Umkehrverstärker als ein Funktionsverstärker wirken, Fig. 5 ein Diagramm des Grobeinstellbezugs-

kreises;

F i g. 6 und 7 zeigen ein Blockschaltbild und Darstellungen von Wellenformen, die zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 verwendet werden;

F i g. 8 zeigt ein Schaltbild des Feineinstellbezugskreises,

Fig. 9 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8,

Fig. 10 eine Reihe von Spannungswellenformen, die zur Erklärung der Wirkungsweise des Feineinstellbezugskreises gemäß F i g. 8 verwendet werden.

Im folgenden werden zunächst die Grundlagen des Erkennens magnetischer Schriftzeichen kurz erläutert. Das Grundproblem der Schriftzeichenerkennung besteht darin, die aus einer Reihe von gedruckten Schriftzeichen und/oder Symbolen bestehenden Angaben in die für die Rechnerlogik erforderliche binäre Form zu überführen. Bei der nachstehend beschriebenen Ausführungsform sind die zu identifizierenden Schriftzeichen und Symbole mit magnetisierbarer Tinte gedruckt. Der diese Tinte tragende Aufzeichnungsträger wird durch ein starkes Magnetfeld hindurchgeführt, um eine gleichmäßige Magnetisierung zu gewährleisten. Bei der Ablesung wird der Aufzeichnungsträger unter einem Ablesekopf vorbeigeführt. Die magnetisierte Tinte ruft im Ablesekopf Flußverkettungen hervor. Das vom Ablesekopf ausgehende elektrische Signal ist proportional der zeitlichen Änderungsgeschwindigkeit der Flußverkettungen nach der bekannten Gleichung

e =

— άψ dt

in welcher e gleich der induzierten Spannung und

dt/'
^di

gleich der Änderung des Produkts aus dem magneti sehen Fluß und der Anzahl der Windungen in de: Ablesekopfspule pro Zeiteinheit ist. Die sich ergebend» Wellenform muß dann identifiziert werden.

Für eine besondere Anwendung der Schriftzeichen erkennung — die Mechanisierung von Bankarbeitei — ist eine Form für Schriftzeichen geschaffen worden die aus zehn Ziffern (0 bis 9) und vier Codesymbolei besteht. Diese Schriftzeichen sind so ausgebildet, dal sie für die Erkennung in der Maschine ausreichend Unterschiede voneinander aufweisen, jedoch aucl mit dem Auge leicht lesbar sind. Die Wellenforn

iir das Normschriftzeichen »Null« ist in Fig. 3 argestellt.

Drei Merkmale einer Ablesespannungswellenform /erden zur Identifizierung eines Schriftzeichens verwendet: Die Lage der Spannungsspitzen, in der Vellenform, die Polarität des Signals an verschiedelen Stellen innerhalb des Schriftzeichens und schließich die relativen Amplituden der Spannungsspitzen in diesen Stellen.

Gemäß F i g. 1 der Zeichnung wird ein Aufzeichmngsträger (z. B. ein Scheck), der entsprechende Schriftzeichen oder Symbole in magnetisierbarer Tinte trägt, an einem Vorspannungskopf 10 und an iinem Ablesekopf 12 vorbeigeführt. Die magnetisier-3are Tinte auf dem Aufzeichnungsträger ist beim \ufdruck im allgemeinen magnetisch neutral. Die gedruckten Zeichen können aber später in Berührung nit einem Magnetfeld kommen, das die Tinte in irgend- ;iner beliebigen Orientierung magnetisieren kann. Da diese fehlerhafte Magnetisierung entfernt werden muß, überdeckt der Vorspannungskopf 10 jede frühere Magnetisierung der Tinte. Infolge der relativen Polaritäten des Vorspannungskopfes und des Ablesekopfes wird die erste Spannungsspitze einer Schriftzeichenwellenform in der Zeitrichtung der F i g. 3 immer positiv und die letzte Spitze negativ sein. Das niedrige Ausgangssignal des Ablesekopfes wird auf einen Vorverstärker und ein Filter 14 geleitet.

Die Schriftzeichengrundfrequenz wird durch die Linienbreite des Schriftzeichens (gemäß Fig. 3) und die Geschwindigkeit bestimmt, mit der der Aufzeichnungsträger am Ablesekopf 12 vorbeigeführt wird. Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt diese Grundfrequenz 15,4 kHz. Da die Breite einer einzelnen Linie die kleinste zu berücksichtigende Abmessung ist, ist jede andere Frequenz, die größer ist als 15,4 kHz, überflüssig. Um ein Rauschen, das beispielsweise durch Ungleichmäßigkeiten der Tinte verursacht wird, auf ein Mindestmaß herabzusetzen, enthält der Signalweg der Anlage den Vorverstärker und das Filter 14, so daß die Anlage eine Grenzfrequenz von 16 kHz aufweist. Das Signal wird hierauf auf einen Leistungsverstärker 16 und dann auf eine Verzögerungsleitung 18 mit doppelter Polarität geleitet.

Der Zweck der Verzögerungsleitung 18 besteht in einer dynamischen Speicherung der Schriftzeichenwellenform, wobei mittels entsprechender Anzapfungen Vorkehrungen zum Prüfen oder Abgreifen der Wellenformamplitude in bestimmten Abständen getroffen sind. Die Verzögerungsleitung 18 weist punktförmig verteilte (L-C)-Abschnitte auf, die, in Verbindung mit einer Anzahl Inverter oder durch andere Mittel, die Eingangswellenform an einem Satz Anzapfungen und eine umgekehrte Form der Eingangswellenform an dem anderen Satz Anzapfungen liefern. Die verschiedenen Anzapfungen werden für jedes zu lesende Schriftzeichen derart ausgewählt, daß den Vergleichsnetzwerken 20 nur positive Spannungen zugeleitet werden.

In F i g. 2 sind Vergleichsnetzwerke 20 dargestellt. Jedem abzulesenden Schriftzeichen oder Symbol ist solch ein Netzwerk zugeordnet. Zusätzlich ist für Sperrzwecke ein Vergleichsnetzwerk vorgesehen, wie nachstehend erläutert wird. Ein Vergleichsnetzwerk und die zugehörige Schaltung werden als ein Kanal bezeichnet. In Fig. 2 sind zur Vereinfachung nur zwei Kanäle dargestellt: Ein »O«-Kanal22 und ein Kanal »«« 24.

Die Vergleichsnetzwerke 20 sind als Widerstandsnetzwerke zur Ausführung der algebraischen Addition ausgebildet. Die Vergleichsnetzwerke speichern die ideale Wellenform des ihnen zugeordneten Schriftzeichens.

Wenn das Signal längs der Verzögerungsleitung weiterwandert, werden verschiedene Spannungen auf die Vergleichsnetzwerke 20 zur Wirkung gebracht, so daß sich ihre entsprechenden Ausgangsspannungen mit der Zeit verändern. Das Problem besteht nun darin, die Identität des Signals in der Verzögerungsleitung zu bestimmen. Dies geschieht durch eine Wellenform-Anpassungstechnik, die auf den Autokorrelations- und Querkorrelationsfunktionen der statistischen Mathematik beruht, die einen maximalen Wert für den Zustand der besten Anpassung ergeben. Die Autokorrelationsfunktion ist gegeben durch:

(P₁ j,(0 = lim -¹- f Z₁ (τ) ■ Z₁ (τ + 0 d τ,
T-+CO 21 J -τ

worin Z₁ (τ) irgendeine Zeitfunktion und Z₁ (r + i) die gleiche Funktion ist, verschoben um eine Zeit t, wobei t positiv oder negativ sein kann.

Es kann gezeigt werden, daß der Maximalwert von Φ_χ j auftritt, wenn ί = 0 ist.

Die Korrelation zwischen Z₁ (τ) und Z₂ (f) ist gegeben durch:

γ-^οο2Γ

-τ

Es kann gezeigt werden, daß Φ_{2 1} (ί) niemals größer sein kann als Φ_{χ ί} (O) und bestenfalls nur gleich sein kann ^₁₁ (0). Rein statistisch wird in den meisten Fällen die Funktion Φ_2ί (ί) kleiner sein als Φ_1Χ (Ο). Wenn daher ein Signal auf sein eigenes Vergleichsnetzwerk zur Wirkung gebracht wird, d. h., wenn ein »O«-Signal auf das »0«-Vergleichsnetzwerk zur Wirkung kommt, wird dessen Ausgangsspannung am größten, und alle anderen werden kleiner sein, d. h., die Ausgangsspannung eines »O«-Signals, das auf die »1«-, »2«-, »3«-Vergleichsnetzwerke usw. zur Wirkung kommt, wird kleiner sein. Der unwahrscheinlichen Möglichkeit, daß zwei Vergleichsnetzwerke Ausgangsspannungen aufweisen, welche sich der gleichen Größe nähern, wird in der nachstehend beschriebenen Weise Rechnung getragen.

Die Ausgangsspannung jedes Vergleichsnetzwerkes 20 wird auf einen Trennverstärker 26 gegeben, der einen Verstärkungsfaktor von nahezu 1 aufweist. Der Trennverstärker wird für die Impedanzanpassung verwendet. Der Trennverstärker weist eine Eingangsimpedanz von 300 Kiloohm und eine Ausgangsimpedanz von etwa 30 Ohm auf. Diese Werte sind deswegen gewählt worden, weil die Ausgangsimpedanz des Ausgleichsnetzwerkes 20 ungefähr 300 Kiloohm und die Eingangsimpedanz des folgenden Diodenmischers ungefähr 30 Ohm betragen. Die Ausgangsspannung jedes Trennverstärkers wird dann auf einen Diodenmischer 28 übertragen, dessen Ausgangsspannung gleich ist der höchsten Spannung, die von irgendeinem Vergleichsnetzwerk abgegeben wird. Die Ausgangsspannung des Diodenmischers 28 wirkt

dann auf einen Umkehrverstärker 30 ein, von wo sie über einen Widerstand 32 auf den Eingang jedes Trennverstärkers gelangt.

Aus F i g. 4 ist ersichtlich, daß der Trennverstärker 26, der Diodenmischer 28, der Umkehrverstärker 30 und der Widerstand 32 eine geschlossene Schleife bilden. Die Ausgangsspannung des Umkehrverstärkers beträgt das 0,9fache der höchsten äquivalenten Ausgangsspannung der Vergleichsnetzwerke.

Vom Eingang des Trennverstärkers 26 her gesehen, können die Vergleichsnetzwerke 20 durch einen Thevenin-Ersatzkreis dargestellt werden, der aus einem Generator 34 und einem Widerstand 36 besteht. Der Widerstand 36 des Thevenin-Ersatzkreises kann für alle Vergleichsnetzwerke 20 gleichgemacht werden. Bei dieser besonderen Ausführungsform wird dann der Widerstand 32 gleich dem Widerstand 36 gewählt. Die Größe der Spannung des Generators 34 hängt dann von dem Signal ab, das auf das zugehörige Vergleichsnetzwerk zur Wirkung gebracht wird.

Das Zeichen Φ soll die Ausgangsspannung irgendeines Vergleichsnetzwerks und zwei Indizes sollen das unter Beobachtung stehende Schriftzeichen bzw. das Netzwerk bezeichnen, auf welches dasselbe zur Wirkung kommt. Die Bezeichnung Φ₂₃ bedeutet daher die Spannung, welche durch die Einwirkung des Schriftzeichens 2 auf das Vergleichsnetzwerk 3 hervorgerufen wird. In der nachstehenden Beschreibung sollen nur Ziffern betrachtet werden, während die Symbole unberücksichtigt bleiben. Wenn beim Ablesen der Schriftzeichen die Ausgänge der Vergleichsnetzwerke 20 zu einem genau festgelegten Zeitpunkt geprüft werden, wie nachstehend erklärt wird, werden die Thevenin-Generatoren Spannungen Φ_οο, Φ₀₁, Φ_ο ο ... Φ_{ο 9} aufweisen. Die Widerstände 32, 36 stehen im Verhältnis 1:1, so daß die Spannung am Punkt 38 die Hälfte der Spannung des Thevenin-Generators minus der Hälfte der Ausgangsleistung des Verkehrverstärkers 30 beträgt. Wenn sich daher eine »0« in der Verzögerungsleitung befindet, wird die Spannung am Punkt 38 für das »O«-Netz betragen

Die Einstelltechnik

|(Φ₀₀-0,9Φ_0Ο)=+0,05Φ₀₀.

Wenn Φ₀₁, Φ₀₂...Φ₀₉ alle kleiner sind als 0,9 Φ_οο, wird der entsprechende Punkt 38 auf allen anderen Vergleichsnetzwerken negativ sein. Es braucht dann nur geprüft zu werden, welcher dieser Punkte positiv ist, um das richtige Schriftzeichen zu identifizieren. Die Größe des Faktors 0,9 kann selbstverständlich verändert werden, derselbe ist hier nur beispielsweise angegeben.

Beim Verfahren der Identifizierung der Spannungswellenform in der Verzögerungsleitung 18 werden die Spannungsvergleichs-Torschaltungen 40 durch ein Signal vom Prüfschalter und Auswerttreiber 42 erregt. Erscheint allein vom richtigen Trennverstärkei eine positive Ausgangsspannung, so wird sie durch die entsprechende Torschaltung 40 (F i g. 2) zu einem Diodenverschlüsseler 44 geleitet, der die Wellenform in die binäre Form umwandelt und sie zur vorübergehenden Speicherung auf die entsprechenden Verschlüsselungs-Flip-Flops 46, 47 leitet. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt die Identifizierung nach dem 8421-Code. Der Einfachheit halber sind nur zwei Verschlüsselungs-Flip-Flops 46 und 47 dargestellt, die die Stellen 8 und 4 des binären Codes einnehmen.

Die Ziffern und Symbole auf den Aufzeichnungsträgern werden kontinuierlich abgelesen, und die sich ergebenden charakteristischen Wellenformen werden auf die Verzögerungsleitung 18 gegeben. Das Verfahren ist daher kontinuierlich. Wenn die charakteristische Wellenform durch die Verzögerungsleitung hindurchgeht, ändert sich die Spannung an jeder

ίο Anzapfung kontinuierlich mit der Zeit. Offensichtlich gibt es einen Zeitpunkt, in dem sich die Wellenform in der Verzögerungsleitung in der für den Vergleich optimalen Stellung befindet. Das System ist so ausgebildet, daß unter idealen Bedingungen, wenn sich die erste Spannungsspitze irgendeiner bestimmten Wellenform an der »0«-Anzapfung befindet, das entsprechende Vergleichsnetzwerk seine höchste Ausgangsspannung aufweist. Im praktischen Betrieb kann jedoch infolge verschiedener Umstände, wie z. B. bei schlechtem Druck oder Beschädigungen, die Wellenform verzerrt sein, so daß die höchste Ausgangsspannung an dem betreffenden Vergleichsnetzwerk auftritt, wenn sich die erste Wellenformspitze im Bereich der »0«-Anzapfung, möglicherweise etwas vor

as oder hinter ihr, befindet. Gemäß der Erfindung ist eine Einrichtung zur genauen Bestimmung der theoretischen optimalen Zeit vorgesehen, in welcher die Wellenform auf Grund der Ausgangsspannungen der Vergleichsnetzwerke geprüft werden soll und nicht etwa dann, wenn die erste Spannungsspitze zu einer bestimmten Anzapfung gelangt.

Der Gesamtvorgang der Einstelltechnik besteht darin, daß zuerst eine grobe Einstellung und dann eine feine Einstellung vorgenommen wird. Die grobe Einstellung stellt fest, daß eine Spannungsspitze innerhalb eines bestimmten Zeitraumes auftritt. Bei der beschriebenen Ausführungsform beträgt dieser Zeitraum 40 MikroSekunden. Während dieses Zeitraumes tritt dann die ferne Einstellung in Tätigkeit.

die bestimmt, wann sich die Wellenform in der optimalen Prüfstellung befindet.

Grobeinstellbezugskreis

Der Grobeinstellbezugskreis ist im einzelnen ir Fig. 5 dargestellt. Zur Erläuterung der Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung wird auf die F i g. £ und 7 Bezug genommen.

Die Wellenform des abzutastenden Schriftzeichen· oder Symbols kann von ihrer idealen Form in man· eher Hinsicht abweichen. Beispielsweise können Un regelmäßigkeiten des Abdrucks kleine fehlerhaft* Spannungsspitzen verursachen, die der Sollspitzi überlagert sind. Es ist daher erforderlich, die Wellen form zu mitteln, um eine Art Siebwirkung zu er zielen, wodurch die Wirkungen der Unregelmäßig keiten der Gestalt der Wellenform auf ein Minimun herabgesetzt werden. Die längs der Verzögerungs leitung weiterwandernde Wellenform wird daher ai diskreten Teilzwischenräumen in der Nähe de »0«-Anzapfung angezapft, um ein abgeleitetes Signa zu erhalten, das elektrische Angaben enthält, welch für die Entwicklung eines groben Einstell- oder Prüf intervallsignals nützlich sind.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild des Grobeinstell bezugskreises. Das darin dargestellte Netzwerk 5: spricht auf eine Anzahl von Anzapfungen der Ver zögerungsleitung an. Das Netzwerk 52 hat die Aul gäbe, eine aus den kombinierten Eingangsspamutnge:

9 10

on den Anzapfungen der Verzögerungsleitung abge- über den Widerstand 98 zugeführt. Die Ausgangssitete Wellenform zu glätten, die sich ergebende spannung des Transistors 92 wird über einen Kon-Vellenform teilweise zu differenzieren und sie mit densator 100 auf die Basis des Transistors 102 geiner Phasenvoreilung zu versehen. Die Ausgangs- leitet. Der Transistor 92 bildet wirkungsmäßig den pannung dieses Netzwerks wird danach durch den 5 Abgriff für den Nulldurchgangs-Abgreifkreis 104 ^rrennverstärker 72 verstärkt und mit einem Null- (Fig· 6).

!urchgangs-Abgreifkreis 104 verbunden. Die Aufgabe Der Transistor 92 befindet sich gewöhnlich in nicht

[es Abgreifkreises 104 besteht darin, einen Impuls leitendem Zustand, und die Spannung am Kollektor ;u erzeugen, der an der Stelle beginnt, an der die beträgt daher —6 V. Bei Anlegen der Wellenform ^usgangsspannung des Trennverstärkers 72 durch io gemäß F i g. 7 C bleibt der Transistor 92 nicht leitend, Mlpotential geht. Diese Stelle des Nulldurchgangs bis die Eingangsspannung durch 0 hindurchgeht und dentinziert einen Zeitpunkt kurz vor der ersten negativ wird. Dies bewirkt, daß die Kollektorspan-Jpannungspitze des vom Netzwerk52 erzeugten nung rasch*von —6 auf OV ansteigt, wie Fig. 7D •esultierenden Signals. Dieser Impuls wird durch die zeigt. Der Stromdurchgang dauert während der nega-Torschaltung 108 geleitet und schaltet einen Ver- 15 tiven Hälfte der Eingangsspannung an mit dem Errägerungsmultivibrator 120, der ein Prüfintervall- gebnis, daß am Kollektor 96 des Transistors 92 ein signal von einer Dauer von ungefähr 40 Mikrosekun- rechteckiger Impuls erzeugt wird. Der Impuls hat ien erzeugt, das die optimale Prüfzeit einschließt. eine Breite, die eine Funktion der Nulldurchgangs-Bine Ausgangsspannung des Verzögerungsmultivi- punkte68, 69 (Fig. 7B) ist.

wators 120 wird einem Impulsformer 150 zugeführt, ao Die Transistoren 102 und 106 wirken als Torier das Phantastron 160 schaltet. Das Phantastron schaltung, die in Fig. 6 allgemein mit 108 bezeich-160 erzeugt einen Impuls, der die Torschaltung 108 net ist. Wenn einer dieser Transistoren leitet, gibt die iür ungefähr 215 Mikrosekunden sperrt. Diese Zeit- Torschaltung keine Ausgangsspannung ab.
»panne ist etwas geringer als die Zeitspanne, die er- Die Transistoren 102 und 106 sind in Emitter-

forderlich ist, bis sich das nachfolgend zu lesende 25 schaltung mit geerdeten Emittern verbunden. Ihre Zeichen in richtiger Prüfstellung befindet. Kollektoren sind miteinander und über einen Wider-

Das Netzwerk 52 enthält mehrere Widerstände 54, stand 110 mit einer Vorspannungsquelle verbunden. 56, 58, 60, 62 und 64, die an einem Ende bei 66 Die Basis des Transistors 102 ist mit dem Ausgang miteinander verbunden sind, während die anderen des Abgreifstromkreises 104 und über einen WiderEnden mit den Anzapfungen 0, —0,25, —0,50, 30 stand 112 mit einer Vorspannungsquelle verbunden. + 1,00, +1,25, +1,50 der Verzögerungsleitung ver- Die Basis des Transistors 106 ist über einen Widerbunden sind. Das Spannungssignal der Fig. 7A ent- stand 114 mit einer Vorspannungsquelle und mit spricht der Wellenform an der Anzapfung »0«. Wenn zwei Eingängen verbunden, deren Spannungen über angenommen wird, daß die in Fig. 7A gezeigte den Widerstand 116 bzw. 118 zugeführt werden. Die Wellenform an den angegebenen Zwischenräumen 35 Ausgangsspannung der Torschaltung 108 wird über angezapft wird, dann ergibt sich am Ausgang des einen Widerstand 122 auf einen Verzögerungsmulti-Netzwerks52 die in Fig. 7B gezeigte Wellenform. vibrator 120 geleitet.
Das Netzwerk 52 hat daher im wesentlichen Der Transistor 102 ist gewöhnlich in leitendem

a) die Wellenform geglättet, Zustand, der Transistor 106 gewöhnlich in nicht-

b) die Wellenform durch den Prüfvorgang teilweise 40 leitendem Zustand. Wie oben angegeben ist, bedeutet differenziert und dies, daß an der Torschaltung 108 keine Ausgangs-

c) die sich ergebende Wellenform mit einer Phasen- spannung auftritt. Der Impuls (Fig. 7D) hat nach voreilung versehen. dem Durchgang durch den Kondensator 100 das in

Der wichtige Teil der in Fig. 7B gezeigten Fig. 7E gezeigte Aussehen. Die Einwirkung des Wellenform ist der Nulldurchgang68. Dieser Punkt 45 positiv verlaufenden Impulses gemäß Fig. 7E auf bestimmt im wesentlichen den Beginn des Prüfinter- die Basis des Transistors 102 macht dessen Kollektor valls. Der Punkt 70 in Fig. 7A entspricht dem Zeit- negativ, so daß auf den Verzögerungsmultivibrator punkt68. Daraus ergibt sich, daß das Prüfintervall 120 der negative Impuls gemäß Fig. 7F zur Einbeginnt, bevor die in Fig. 7A gezeigte Wellenform wirkung kommt,
ihre Spannungsspitze erreicht. 50 Der einstufige Verzögerungsmultivibrator 120 ist

Die Ausgangsspannung des Netzwerkes 52 wird in üblicher Weise ausgebildet. Die Vorspannungen auf einen Trennverstärker 72 gegeben, der eine ein- werden über die Widerstände 128, 132, 134, 136, stellbare Begrenzungshöhe aufweist. Der Trennver- 138, 140, 142, 144 zugeführt. Der Rückkopplungsstärker weist die in Kaskade geschalteten Transistoren widerstand ist mit 130 bezeichnet. Der Transistor 74, 76, die in Emitterschaltung bei dieser besonderen 55 124 ist über den Kondensator 148 mit dem Tran-Anwendung eine Gleichspannung von +1,5 V rela- sistor 126 gekoppelt.

tiv zum Schaltungspunkt 78 aufweisen. Die Ausgangs- Der Transistor 124 ist gewöhnlich in nichtleiten-

spannung für den Trennverstärker 72 tritt bei 78 auf dem Zustand, der Transistor 126 gewöhnlich in und hat das in F i g. 7 C gezeigte Aussehen. leitendem Zustand. Der Kondensator 148 ist daher

Eine Anklammerdiode 80 ist mit der Basis des 60 normalerweise auf die Potentialdifferenz zwischen Transistors 74 verbunden. Die Vorspannung für die der Basis des Transistors 126 und dem relativ nega-Transistoren 74, 76 haben die in der Zeichnung an- tiven Kollektor des Transistors 124 aufgeladen. Bei gegebenen Werte und werden über die Widerstände Anlegen des negativ verlaufenden Impulses gemäß 82, 84, 86, 88, 90 zugeführt. Fig. 7F leitet der Transistor 124, wobei das Poten-

Das in Fig. 7C gezeigte Signal wird dann über 65 tial an seinem Kollektor ansteigt, und der Transistor einen Widerstand 94 auf die Basis des Transistors 92 126 wird gesperrt. Die Ladung des Kondensators gegeben. Der Emitter des Transistors 92 ist mit Erde 148 hält die Schaltung in diesem Zustand, bis ein verbunden. Das Potential —6 V des Kollektors wird durch die Kopplungszeitkonstante (Kondensator 148

- SK 5 -•-'Λ- -■

und das Widerstandseingangs-Netzwerk des Transistors 126) bestimmter Zeitraum die Schaltung wieder in den Normalzustand zurückführt.

Das am Kollektor des Transistors 124 entwickelte Prüfintervallsignal S.I. ist in Fig. 7G dargestellt. Das am Kollektor des Transistors 126 entwickelte inverse PrüfintervallsignalS¹.// ist in Fig. 7H dargestellt.

Die Ausgangsspannung des Verzögerungsmultivibrators 120 wird auf einen differenzierenden Impulsformer 150 gegeben. Dieser besteht aus einem Transistor 146 in Emitterschaltung, aus einem Kondensator 152 und einem Widerstand 154. Die Vorspannung für den Kollektor wird über die Widerstände 156, 158 zugeführt. Die Ausgangsspannung wird an den parallelgeschalteten Widerständen 156, 158 erzeugt (äquivalente Wechselstrombelastung).

Wenn die Umkehrung des groben Einstellimpulses S.I.' gemäß Fig. 7H bis auf —18 V abgefallen ist, beträgt die Spannung an der Basis des Transistors 146 noch immer 0 V. Da sich die Spannung am Kollektor des Transistors 126 Null nähert, steigt die Spannung an der Basis des Transistors 146 auf + 18V an, da sich die Ladung eines Kondensators nicht augenblicklich verändern kann (Fig. 71). Die Basis des Transistors 146 beginnt auf eine negative Spannung abzusinken, wenn sich der Kondensator 152 auf —18 V entlädt. Wenn die Basis die Spannung 0 erreicht, leitet der Transistor 146 wieder, und die Spannung am Kollektor steigt wieder bis 0 V an (Fig. 7J). Die Wellenform wird auf ein Phantastron 160 geleitet, das einen Torimpuls von negativer Wellenform zur Basis des Transistors 106 leitet, der den Transistor leitend macht. Das Phantastron 160 ist in bekannter Weise ausgebildet. Es wird in monostabiler Weise betrieben. Die Torschaltung 108 wird nunmehr keine weiteren Impulse von Transistor 92 passieren lassen. Für bestimmte Zwecke kann auch ein logischer Stromkreis eine negative Torwellenform zum Transistor 106 schicken, die diesen leitend macht, so daß die Torschaltung 108 gesperrt wird.

Bei der beschriebenen praktischen Ausführungsform hat das negative Torausgangssignal des Phantastrons eine Zeitdauer von 215 MikroSekunden. Das Phantastron tastet daher den Grobeinstellbezugskreis während dieses Intervalls aus. Anders ausgedrückt: Das Phantastron sperrt die Torschaltung 108 während dieses Intervalls und blockiert auf diese Weise alle anderen positiven Spannungsspitzen innerhalb des Schriftzeichenablesesignals. so

Feineinstellbezugskreis

Der Feineinstellbezugskreis ist im einzelnen in Fig. 8 und sein Blockschaltbild in Fig. 9 dargestellt.

Der Grobeinstellbezugskreis hat nunmehr dem Feineinstellbezugskreis ein Prüfintervallsignal 5./. zugeführt. Vor dem Empfang dieses Signals wird der Ausgang des Feineinstellbezugskreises gesperrt.

In dem in F i g. 9 gezeichneten Blockschaltbild des Feineinstellbezugskreises ist eine UND-Schaltung 236 dargestellt, die auf drei Eingangsspannungen mit den Bezeichnungen I, II und ΙΠ anspricht. Die Eingangsspannung II wird vom Grobeinstellbezugskreis her zugeführt, sie stellt den Prüfintervallimpuls dar. Der Impuls 5. /. wird außerdem auf einen Entladungskreis 182 geleitet und bringt den Spitzenspeicher 206 dazu, eine Eingangsspannung vom Netzwerk 164 her aufzunehmen. Die Ausgangsspannung des Umkehrverstärkers 30 (F i g. 2) wird auf die Anschlußklemme 162 gegeben und bildet die Eingangsspaniiung für das Netzwerk 164. Die Aufgabe des Netzwerks 164 ist es, den Signalen Phasenverschiebungen zu erteilen, die denjenigen Kreisen des Feineinstellbezugskreises zugeführt werden, die die Eingangsspannungen I und III für die UND-Schaltung 236 bereitstellen. Im folgenden wird das Netzwerk 164 noch im einzelnen beschrieben werden. Ein Differenzverstärker 212 empfängt Eingangsspannungen vom Netzwerk 164 und vom Spitzenspeicher 206 und erzeugt eine Ausgangsspannung I, wenn das vom Netzwerk 164 empfangene Signal ein höheres Potential aufweist als die größte Spannungsspitze, die vorher während des Prüfintervalls aufgetreten ist, wobei eine solche Spannungsspitze im Spitzenspeicher 206 gespeichert ist. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers besteht daher aus einer Reihe von Impulsen, und zwar einem Impuls für jede größen Spannungsspitze innerhalb des Prüfintervalls.

Die Eingangsspannung für das Netzwerk 164 vor der Klemme 162 wird auch einem nichüinearei Spannungsteilernetzwerk 166 zugeführt, das di< Spannungsdifferenz zwischen den relativ hohen um niedrigen Potentialabschnitten seines Eingangssignal! verringert, ohne ihre entsprechenden Größen zu be einflussen. Das Ausgangssignal des Netzwerks 16< wird von Verstärker 252 verstärkt, danach wird ihn durch das Voreilnetzwerk 262 eine Phasenvoreihuij erteilt, und schließlich wird es im Differenzierkrei 268 differenziert. Die Ausgangsspannung des Diffe renzierkreises 268 schneidet das Nullpotential ii jedem Augenblick, in dem eine Spannungsspitze ii der am Anschluß 162 liegenden Wellenform auftriti Diese Ausgangsspannung wird einem Abgreif- un Impulsnormierkreis 286 zugeführt, der einen Ein gangsimpuls III auf die UND-Schaltung 236 gibt, de in jedem Augenblick des Auftretens einer solche Spannungsspitze beginnt.

Die UND-Schaltung 236 wird daher derart erreg daß der Trenntreiber 237 in jedem Augenblick i Tätigkeit gesetzt wird, in dem eine größere Span nungsspitze im Prüfintervall festgestellt wird.

Das Dämpfungs-Verzögerungs-Netzwerk 164 tx steht gemäß F i g. 8 aus einem Kondensator 168 un einem Widerstand 170, die parallel geschaltet und a einem Ende mit Erde verbunden sind, während d£ andere Ende über den Widerstand 172 mit d< Klemme 162 verbunden ist. Die Ausgangsspannur des Dämpfungs-Verzögerungs-Netzwerkes 164 wii auf die Basis des Transistors 174 gegeben. Der Trai sistor 174 wird in Kollektorschaltung betrieben, se: Emitter ist über einen Widerstand 176 mit eim Quelle negativen Potentials sowie mit dem Kollekti des Transistors 178 verbunden.

Die Transistoren 178 und 180 bilden einen Ec ladungskreis 182 und werden in Emitterschaltui betrieben. Die Eingangsspannung (S. 7.) des En ladungsstromkreises 182 wird zwischen der A: schlußklemme 184 und Erde über i?C-Netzwer1 angelegt, die aus Kondensatoren-186, 188 bestehe die den Widerständen 190, 192 parallel geschalt sind. Vorspannungen für die Basen der Transistor! 178, 180 werden über die Widerstände 194, 196 ζ geführt. Der Kollektor des Transistors 178 ist an d Anschlußstelle 208 mit dem Emitter des Transistc

74 verbunden. Der Kollektor des Transistors 180 t über die Widerstände 198, 200 sowie über den ortransistor 202 mit einer Quelle negativen Potenals verbunden. Der Emitter des Transistors 174 ist ber den Widerstand 177 mit der Basis des Toransistors 202 verbunden. Die Widerstände 198 und W) sind am Punkt 210 miteinander verbunden, der sinerseits über den Widerstand 200 mit dem Emit-T des Transistors 202 verbunden ist. Der Kollektor is Transistors 180 ist ebenfalls über den Widerstand 98 und den Kondensator 204, die hintereinandereschaltet sind, mit Erde verbunden. Der Kondenitor 204 und der Transistor 202 bilden den Spitzenpeicher 206.

Der Differenzverstärker 212 besteht gemäß F i g. 8 us den Transistoren 214 und 216. Die Emitter der Vansistoren sind miteinander durch ein Potentioieter218 verbunden, dessen Schiebekontakt 220 lit einem Transistor 222 verbunden ist, der als eine xmstante Stromquelle arbeitet. Die Kollektoren der ao transistoren 214, 216 sind über die Widerstände 124 bzw. 226 mit je einer Quelle negativen Potenials verbunden. Die Eingangsspannungen des Diffeenzverstärkers 212 werden der jeweiligen Basis zuführt. Die Basis des Transistors 214 ist mit der aj üemme 210 des Spitzenspeichers 206 und die Basis les Transistors 216 über den Widerstand 228 am ^nschlußpunkt 208 mit dem Entladungsstromkreis L82 verbunden. Die Basis des Transistors 216 ist mit ler Eingangsseite des Spitzenspeichers (Klemme 208) iber ein Spannungsteilernetzwerk verbunden, das lus den Widerständen 228, 229 besteht.

Der die konstante Stromquelle bildende Transistor 222 wird in Basisschaltung betrieben. Der Emitter ist über den Widerstand 230 mit einer Quelle positiven Potentials verbunden und die Basis ist mit der Verbindungsstelle der Widerstände 232, 234 verbunden, die zwischen einer Quelle positiven Potentials (+ 15 V) und Erde in Reihe geschaltet sind.

Die UND-Schaltung 236 besteht aus den Transistoren238, 246 und 290, die mit einer gemeinsamen Belastung arbeiten. Die am Belastungswiderstand 300 erzeugte Ausgangsspannung der UND-Schaltung 236 wird auf eine Ausgangstrennstufe gegeben, die aus dem Transistor 237 besteht, der in Emitterschaltung betrieben wird. Ein am Emitter- und am Kollektoranschluß des Transistors 237 angeschlossener Stromkreis führt nur dann Strom, wenn alle drei Transistoren 238, 246 und 290 gesperrt sind. Andernfalls würde die Basis des Transistors 237 auf relativ positivem Potential gehalten, so daß der Transistor 237 gesperrt ist.

Die Ausgangsspannung des DifiEerenzverstärkers 212 wird auf die UND-Schaltung 236 geleitet. Eine Zenerdiode 240 ist zwischen dem Kollektor des Transistors 216 und der Basis des Transistors 238 in Reihe geschaltet. Die Basis des Transistors 238 ist über den Widerstand 244 mit einer Vorspannungsquelle (+ 15 V) verbunden. Die Diode 240 dient zur Änderung der Gleichspannungsschwelle, ohne daß ein Wechselstromverlust auftritt. Eine Diode 242 ist zwischen der Basis des Transistors 238 und Erde eingeschaltet, wobei die Kathodenseite der Diode geerdet ist. Die Diode 242 dient zur Begrenzung der Schwundregelung des Emitteranschlusses des Transistors238, wenn die Diode 240 unterbricht. Die bisher beschriebenen Komponenten des Feineinstell-Steuerstromkreises erzeugen ein negatives Eingangs-

signal I für die UND-Schaltung 236. Es erscheint zweckmäßig, die Betrachtung der Wirkungsweise dieser Komponenten zurückzustellen, bis die ganze Schaltung beschrieben worden ist.

Ein zweites negatives Eingangssignal II für die UND-Schaltung 236 wird durch den Transistor 246 zugeführt, der in Kollektorschaltung betrieben wird. Die Eingangsspannung des Transistors 246 wird zwischen die Anschlußklemme 248 und Erde angelegt, wobei die Klemme 248 mit der Basis des Transistors 246 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 246 ist mit der Basis des Transistors 237 verbunden.

Die Ableitung der dritten negativen Eingangsspannung m für die UND-Schaltung 236 wird nachstehend beschrieben. Der nichtlineare Spannungsteiler 166 besteht aus dem Widerstand 250, der mit der Basis eines Transistors 252 verbunden ist, der in Kollektorschaltung betrieben wird. Eine Diode 254 und ein Widerstand 256 sind zwischen dem Widerstand 258 bzw. der Basis des Transistors 252 und Erde in Reihe geschaltet. Der Transistor 252 wird als Trennverstärker betrieben. Die Emittervorspannung wird über den Widerstand 260 zugeführt. Die Ausgangsspannung des Trennverstärkers wird einem Voreilnetzwerk 262 zugeführt. Das Voreilnetzwerk 262 ist mit einem Differenzierkreis 268 verbunden, der aus einem Transistor 270 und einem Impulstransformator 272 besteht.

Das Voreilnetzwerk 262 besteht aus dem Kondensator 264, der zum Widerstand 266 parallel geschaltet ist, und aus der Eingangsimpedanz des Diflerenzierkreises 268. Die Anode der Diode 274 ist mit der Basis des Transistors 270 und die Kathode mit einem Widerstand 276 verbunden, dessen anderes Ende mit einer negativen Potentialquelle verbunden ist. Zwischen die Kathode der Diode 274 und Erde ist ein Widerstand 278 eingeschaltet. Zur Diode 274 und zum Widerstand 276, die in Reihe geschaltet sind, ist ein Widerstand 280 parallel geschaltet. Die Diode 274, Widerstand 278, Widerstand 276 und Widerstand 280 wirken als ein Vorspannungsnetzwerk für den Transistor 270 und auch als ein Gleichspannungswiederherstellungskreis.

Der Emitter des Transistors 270 ist über den Widerstand 282 mit Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors 270 ist über die Primärwicklung des Transformators 272 mit einer negativen Potentialquelle verbunden. Zur Sekundärwicklung des Transformators 272 ist ein Widerstand 284 parallel geschaltet und ein Ende der Sekundärwicklung ist mit Erde verbunden.

Die Ausgangsspannung des Differenzierkreises 268 wird auf einen Abgreif- und Impulsnormierkreis 286 geleitet. Dieser Kreis besteht aus dem Transistor 288, dem Kondensator 296, dem Widerstand 298 und dem Transistor 290. Die Ausgangsspannung des Differenzierkreises 268 wird über den Widerstand 292 auf die Basis des Transistors 288 gegeben. Der Kollektor des Transistors 288 ist über den Kondensator 296 mit der Basis des Transistors 290 gekoppelt. Vorspannungen für die Basis und den Kollektor des Transistors 290 werden über die Widerstände 298 und 300 zugeführt. Schließlich ist der Kollektor des Transistors 290 mit der Basis des Transistors 237 (Ausgangstrennstufe) verbunden.

Die Wirkungsweise des Feineinstellbezugskreises gemäß F i g. 8 wird am besten verständlich, wenn

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jeder der drei Hauptsignalwege betrachtet wird, die zur Betätigung der UND-Schaltung 236 führen. Die UND-Schaltung 236 benötigt zum Anspreöhen drei negative Eingangssignale, d. h., alle drei Transistoren 238, 246 und 290 müssen gesperrt werden, damit der Transistor 237 in den leitenden Zustand übergeführt werden kann. Die Ausgangstrennstufe 237 liefert daher nur dann ein negatives Ausgangssignal, wenn alle drei Eingangsspannungen der UND-Schaltung negativ sind. Die Teile der Schaltung, die die negativen Signale liefern, sind in den F i g. 8 und 9 mit den römischen Ziffern I, II und III bezeichnet.

Der Transistor 246 ist gewöhnlich in leitendem Zustand. Der invertierte PrüfintervallimpulsS./.'wird auf die Basis des Transistors 246 gegeben, so daß dieser gesperrt wird. Die Spannung am Emitter des Transistors 246 trachtet daher, auf — 18 V abzusinken. Wenn jedoch der Transistor 238 und/oder der Transistor 290 über den die gemeinsame Belastung bildenden Widerstand 300 leiten, dann bleibt der Punkt302, d.h. die Basis des Transistors237, auf Erdpotential. Der Prüfintervallimpuls S. I/ ermöglicht daher die Abgabe der Ausgangsspannung der UND-Schaltung 236 während des Prüfintervalls.

Die Ausgangsspannung des Umkehrverstärkers 30 wird auf den nichtlinearen Spannungsteilerkreis 166 geleitet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 30, die einer Gleichspannung überlagert ist, kann durch die in Fig. 1OB gezeigte Wellenform veranschaulicht werden. Wie aus dieser Figur ersichtlich ist, weist die Wellenform mehrere Spannungsspitzen auf (der Einfachheit halber sind nur drei dargestellt), die sich aus der Einwirkung von Signalen in der Verzögerungsleitung auf die verschiedenen Vergleichsnetzwerke 20 ergeben. Zur Erklärung soll angenommen werden, daß die Spannungsspitzen 304, 306, 308 die Wellenform darstellen, die sich aus der Einwirkung des Nullsignals auf die Vergleichsnetzwerke »3«, »0« und »6« ergibt. Die Aufgabe besteht nun darin, die größte Spitze 306 zu identifizieren,

ίο die gemäß der Definition dem in der Verzögerungsleitung 18 (F i g. 1) gespeicherten Schriftzeichen entspricht.

Bei dem besonderen Ausführungsbeispiel hatte das Ausgangssignal (Fig. 10B) des Umkehrverstärkers 30 einen Bezugspegel von ungefähr — 4 V, wobei die Spannungsspitzen eine Größe von 0,3 bis 70 V unterhalb dieses Pegels hatten. Um den Betrieb innerhalb der Beanspruchungsgrenzen der Transistoren zu ermöglichen, ist eine nichtlineare Dämpfung des Eingangssignals erforderlich, so daß die Abschnitte des Signals mit hohen Amplituden auf eine Sicherheitsgrenze für die Transistoren herabgesetzt werden, die Signalabschnitte mit niedrigen Amplituden jedoch nicht verlorengehen. Das Spannungsteilernetzwerk 166 verwendet die nichtlineare Impedanzcharakteristik der Diode 254 in beiden Leitungsrichtungen, um zusammen mit den Widerständen 250, 256, 258 eine Spannungsteilung zu erzielen. Die Eingangsspannung an der Basis des Transistors 252 beträgt daher im wesentlichen (da Widerstand 258 groß ist):

Eingangsspannung · --

Widerstand der Diode 254 + Widerstand 256

Gesamtwiderstand aus dem Widerstand 250 + dem Widerstand der Diode 254

+ dem Widerstand 256

Der Widerstand 258 ist hier ebenfalls in Betracht gezogen, um den Knotenpunkt 259 auf ungefähr + 1V zu bringen. Bei dieser Spannung wird die Diode 254 im Bereitschaftszustand gesperrt. In den obengenannten Arbeitssignalbereich von 0,3 bis 70 V ist es erwünscht, daß das Netzwerk eine größere Verstärkung bei den schwachen Eingangssignalen und eine geringere Verstärkung bei den starken Eingangssignalen ermöglicht. Bei schwachen Eingangssignalen wird die Diode 254 gesperrt, so daß das Signal an der Basis des Transistors 252 eine Funktion der Spannungsteilung des Widerstandes 250 mit der Eingangsimpedanz des Transistors 252 ist, der der Widerstand 258 parallel geschaltet ist. Wenn das Eingangssignal 1V übersteigt, wird die Diode 254 in der Durchlaßrichtung vorgespannt, wodurch die Eingangsimpedanz (im Verhältnis von 7:1) vermindert wird, so daß auch die Verstärkung vermindert wird.

Die Diode 254 schützt daher den Transistor 252 bei hohen Spannungen und ermöglicht ferner, eine Spannungsverstärkung bei schwachen Eingangssignalen zu erzielen. Der Widerstand 256 ist hinzugefügt, um eine teilweise Begrenzung der Diode zu gewährleisten, da es zweckmäßig ist, in dem Eingangssignal des Transistors 252 einige Spannungsspitzen zu erhalten.

Der Transistor 252 wird als Trennverstärker in Emitterschaltung betrieben. Die Ausgangsspannung des Transistors wird auf das Zuleitungsnetzwerk gegeben, das ihm eine Phasenvoreilung erteilt. Der Zweck der Einführung dieser Phasenvoreilung be steht darin, einen frühzeitigen Nulldurchgang de Ausgangssignals des Differenzierkreises 268 zu ge währleisten, wobei als Nulldurchgang der Punk definiert wird, an dem das Ausgangssignal nacl einem Weg von 180° (elektrische Grade) die Zeit achse schneidet. Die Vorderkante des Ausgangs signals des StromkreisesIII (Fig. 10F) ist ein Funktion dieses Nulldurchganges, und das Voreil netzwerk 262 gewährleistet daher, daß das Sigm nicht zu spät erzeugt wird.

Die Ausgangsspannung des Voreilnetzwerks 26 wird auf den Differenzierkreis 268 geleitet. Diese wird vom Transistor 270 und vom Transformatc 272 gebildet. Die Kennlinie des Logarithmus df. Amplitude des Ausgangssignals über dem Logaritl mus der Frequenz hat eine Neigung von 6Dezibi pro Oktave, so daß innerhalb des Frequenzbereichs dieser Neigung die Differenzierung erfolgt. Die Au: gangsspannung des Differenzierkreises 268 wh dann auf den Abgreif- und Impulsnormierkreis 28 geleitet.

Dieser Kreis 286 besteht aus dem Transistor 28! dem Kondensator 296, dem Widerstand 298 un dem Transistor 290. Als Abgreifeinrichtung dient m der Transistor 288, während die übrigen Komponei ten die Aufgabe der Impulsnormierung erfüllen. Di Transistor 288 ist gewöhnlich gesperrt und der Trai sistor 290 gewöhnlich in leitendem Zustand. Vor d Einwirkung eines Signals auf den Stromkreis 2i

eträgt die Spannung am Kollektor des Transistors 88 — 6 V, und der Kondensator 296 ist im wesentchen auf — 6 V aufgeladen. Bei Einwirkung eines egativ verlaufenden Impulses (Fig. 10E) auf die iasis des Transistors 288 leitet der Transistor und ewirkt, daß die Spannung am Kollektor rasch auf full ansteigt. Die Ladung des Kondensators kann ich nicht augenblicklich verändern, so daß die Spanung auf der anderen Seite des Kondensators auf h 6 V ansteigt. Da der Transistor 290 in Emitterchaltung betrieben wird, sperrt der (von der Basis us gesehen) positiv verlaufende Impuls den Tranistor290, so daß am Kollektor ein negativ verlauender Impuls auftritt (Fig. 10F). Dadurch wird die JND-Schaltung 236 leitend gemacht, wenn die beilen anderen Eingangsspannungen dies zulassen.

3er Spannungsanstieg an der Basis des Transistors S90 auf + 6 V bewirkt daher, daß der Transistor geperrt wird. Der Kondensator 296 beginnt dann sich On +6 auf — 18 V aufzuladen, und bei seinem Durchgang durch Null leitet der Transistor 290 vieder.

Der Stromkreis III erzeugt eine Ausgangsspannung :ür jede Spannungsspitze 304, 306, 308 usw. Das Problem besteht nun darin, die höchste Spannungsipitze festzustellen. Dies ist die Aufgabe des Stromaeises I.

Nunmehr wird die Wirkungsweise des Stromkreises I beschrieben, der größer werdende Spanlungsspitzen feststellt. Die Transistoren 178 und 180, die den Entladestromkreis bilden, sind gewöhnlich leitend. Dadurch wird die Spannung an den Ausgangspunkten 208, 210 Null oder schwach positiv. Der Stromkreis I erzeugt somit keine Ausgangsspannung, weil der Transistor 174 nicht leitend ist. Es muß berücksichtigt werden, daß die Spannung an der Klemme 162 gegenüber Erde ungefähr — 4 V beträgt. Wenn der Prüfintervallimpuls 5./. auf die Klemme 184 einwirkt, kommt ein positiv verlaufender Impuls auf die Basen der Transistoren 178, 180 zur Wirkung und sperrt die Transistoren. Dadurch wird das Endpotential von den Ausgangspunkten 208, 210 entfernt, und die Spannung an diesen Punkten sinkt auf einen negativen Wert ab, der durch die Eingangsspannung der Klemme 162 bestimnit wird. Das Dämpfungs- und Verzögerungsnetzwerk 164 bewirkt eine Dämpfung des Signals durch die Spannungsteilerwirkung der Widerstände 170, 172, und der Kondensator 168 erzeugt eine Phasenverzögerung. Der Zweck der Einführung einer Phasenverzögerung besteht darin, einen einwandfreien Ablauf des Schaltungsbetriebes aufrechtzuerhalten. Wenn die Spannung an der Klemme 208 genügend negativ wird, leitet der Emitterfolger 174. Das sich daraus ergebende Signal wird über den Widerstand 228 auf die Basis des Transistors 216 und über den Widerstand 177 auf die Basis des Transistors 202 geleitet. Der Transistor 202 leitet, und der Kondensator lädt sich über den Widerstand 200 und den Transistor 202 auf. Die Ladung des Kondensators wird als ein Signal auf die Basis des Transistors gegeben. Der Kondensator 204 wirkt als ein Spitzenspeicher. Die Ladungskurve ist in F i g. 10 C dargestellt. Der Transistor 202 wird als Emitterfolger betrieben. Wenn sich daher das auf die Basis einwirkende Signal (Fig. 10B) verändert, folgt der Emitter. Der Kondensator 204 ist mit dem Emitter des Transistors 202 verbunden und lädt sich auf die erste Spannungsspitze 304 des Eingangssignals auf. Die Wellenform geht dann über die Spannungsspitze hinweg und wird positiver. Da sich aber die Ladung des Kondensators nicht plötzlich verändern kann, behält der Kondensator gemäß F i g. 10 C im wesentlichen seine" Ladung, weil der Transistor 202 nicht leitend ist.

Die Schaltungsanordnung 212 v/ird als Differenzverstärker betrieben, dessen Eingangsspannungen in ίο Fig. 1OB bzw. IOC dargestellt sind. Der Verstärker 212 gibt nur eine Ausgangsspannung ab, wenn eine Differenz zwischen semen Eingangsspannungen besteht. Die vom Kollektor des Transistors 216 abgenommene Ausgangsspannung ist in Fig. IOD dargestellt. Wenn die Ausgangswellenform (Fig. IOD) die Löschspannung der Zenerdiode 240 erreicht, leitet diese nicht mehr, und der Transistor 238 wird gesperrt, so daß der Schaltungspunkt 302 negativ werden kann, wenn die anderen beiden Eingangsspannungen der UND-Schaltung 236 negativ sind. Zusammenfassend soll angenommen werden, daß eine das Schriftzeichen »0« darstellende Wellenform längs der Verzögerungsleitung weiterwandert. Wie oben angegeben wurde, kann die Spannungsspitze 304 (Fig. 10B) gleich dem auf das »3«-Vergleichsnetzwerk einwirkenden »0«-Signal sein, die Spannungsspitze 306 kann gleich dem auf das »0«-Vergleichsnetzwerk einwirkenden »0«-Signal sein, und die Spannungsspitze 308 kann gleich dem auf das »6«-Vergleichsnetzwerk einwirkenden »0«-Signal sein. Offensichtlich ist die Spannungsspitze 306 das Signal, das angezeigt werden soll. Das grobe Einstellsignal spreizt diese Spannungsspitzen und läßt verschiedene Verstümmelungen des Schriftzeichens zu. Es löst das invertierte Prüfintervallsignal S. I! aus, das auf den Transistor 246 gegeben wird, der als Emitterfolger betrieben wird. Der Emitter trachtet, negativ zu werden, wird aber daran durch die Transistoren 238 und 290 gehindert, die sich im leitenden Zustand befinden, so daß der Schaltungspunkt 302 auf Erdpotential gehalten wird. Jedesmal, wenn die Wellenform (Fig. 10B) durch eine Spannungsspitze hindurchgeht, die größer ist als jede vorhergehende Spannungsspitze, wie z. B. die Spitzen 304 und 306, werden die Transistoren 238 und 290 gesperrt, so daß die Spannung am Punkt 302 auf — 6 V absinkt (begrenzt durch den Kollektor des Transistors 237). Die Ausgangsspannung des Differenzierkreises 268 ist in Fig. 1OE dargestellt. Die Nulldurchgänge ergeben sich bei dem Versuch, am Kollektor des Transistors290 die in Fig. 1OF gezeigte viereckige Wellenform zu erzeugen. Die Ausgangsspannung der UND-Schaltung 236 (und auch der Trennstufe 237) ist in F i g. 10 G dargestellt. Jedesmal, wenn die Wellenform gemäß Fig. 10 einen rechteckigen Impuls aufweist, wird das Schriftzeichen in der Verzögerungsleitung geprüft. Die erste Spannungsspitze wird daher als eine »3« abgelesen. Diese Angabe wird nur vorübergehend gespeichert, weil das System beim nächsten viereckigen Impuls gemäß Fig. 1OG eine »0« abliest. Bei Beendigung des Prüfintervalls S. I. wirkt die logische Schaltung der Anlage auf die zuletzt gespeicherte Angabe ein. Da die Anlage auf die größte Spannungsspitze anspricht und konstruktionsmäßig das richtige Signal die größte Spannungsspitze ergibt, liefert die Schaltung die richtige Identifizierung des Schriftzeichens in der Verzögerungsleitung.

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ίβ I

I 236

Bei der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsform sind einige Transistoren npn-Transistoren, während andere pnp-Transistoren sind. Bekanntlich können pnp-Transistoren durch npn-Transistoren ersetzt werden, wenn die Polaritäten der Speisespannungen und die Polaritäten der Eingangssignale umgekehrt werden.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Identifizierung von. Schriftzeichen in einer Zeichenerkennungsanlage mit einer Anzahl von Vergleichsnetzwerken, in deren jedem eine elektrische Wellenform eines unterschiedlichen zu identifizierenden Schriftzeichens gespeichert ist, wobei das Abtasten irgendeines zu identifizierenden Schriftzeichens eine zeitabhängig veränderliche Ablesespannung erzeugt, deren Anfangsteil jeweils ähnlich und im wesentlichen unabhängig von der Identität des Schriftzeichens ist, wobei ferner die Ablesespannung ao auf jedes Vergleichsnetzwerk gegeben wird und diese letzteren eine zeitabhängig veränderliche Ausgangsspannung erzeugen läßt, deren Größe zu jedem Zeitpunkt unmittelbar in Beziehung steht mit-dem Grad der Übereinstimmung zwisehen dem abzutastenden und dem in dem Vergleichsnetzwerk gespeicherten Schriftzeichen in diesem Zeitpunkt, und wobei ein optimaler Zeitpunkt i₀ während des Abtastens eines Schriftzeichens existiert, in dem ein Vergleichsnetzwerk ein Ausgangssignal aufweist, das größer ist als das Ausgangssignal dieses einen Vergleichsnetzwerks zu jedem anderen Zeitpunkt oder jedes anderen Vergleichsnetzwerks zu irgendeinem Zeitpunkt, und die bestmögliche Übereinstimmung durch Prüfen der Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke zum Zeitpunkt i₀ erzielt wird, und mit einem Zwischenspeicherregister, das im Prüfzeitpunkt dasjenige Schriftzeichen anzeigt, welches in diesem Zeitpunkt die beste Übereinstimmung mit dem abgetasteten Schriftzeichen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Anfangsteil der Ablesespannung vor der ersten Spitze der Ablesespannung zur Erzeugung eines Prüfintervallimpulses [(A) in F i g. 10] verwendet wird, innerhalb dessen der optimale Zeitpunkt t₀ liegt und auf den das Prüfen der Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke (20) beschränkt ist, wobei das letzte Prüfen zu dem Zeitpunkt i₀ stattfindet, der durch das Auftreten desjenigen Ausgangssignals an einem Vergleichsnetzwerk bestimmt wird, das größer als jedes vorhergehende Ausgangssignal ist, so daß das am Ende des Prüfintervallimpulses in dem Zwischenspeicherregister (46,47) gespeicherte Schriftzeichen dasjenige ist, mit dem das abgetastete Schriftzeichen die bestmögliche Übereinstimmung aufweist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Zeichenerkennungsanlage eine Verzögerungsleitung aufweist, auf die das Ablesesignal gegeben wird und die eine Anzahl Anzapfungen an verschiedenen Verzögerungszeitpunkten bezüglich des Eingangs der Verzögerungsleitung aufweist, mit denen die Vergleichsnetzwerke verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (18) an diskreten Teilzwischenräumen in der Nähe ihres Endes angezapft und ein differenziertes Signal erzeugt wird, das im wesentlichen die Differentiation des Ablesesignals darstellt und einen ersten Nulldurchgang aufweist, der vor dem Zeitpunkt t₀ auftritt und den Beginn des Prüfintervallimpulses definiert.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das differenzierte Signal einen zweiten Nulldurchgang aufweist, der nach dem Zeitpunkt /₀ auftritt und das Ende des Prüfintervallimpulses definiert.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Vergleichsnetzwerke (20) funktionell derart kombiniert werden, daß eine einseitig gerichtete, Spitzen aufweisende Spannungswellenform [(B) in F i g. 10] erzeugt wird, deren Amplitude zu jedem Zeitpunkt während der Dauer des Prüfintervallimpulses ein Maß für den besten Grad der Übereinstimmung in diesem Zeitpunkt ist, so daß das Auftreten der größten Spitze (306) in der Spitzen aufweisenden Spannungswellenform während des Prüfintervallimpulses den Zeitpunkt i₀ definiert.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Prüfen immer dann vorgenommen wird, wenn die Spitzen aufweisende Spannungswellenform [(B) in Fig. 10] eine Spitze erreicht, vorausgesetzt, daß diese Spitze größer als die vorhergehende Spitze ist, so daß der letzte Prüfvorgang zum Zeitpunkt^ stattfindet.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung jedes der Vergleichsnetzwerke (20) in einen Mischkreis (28) eingegeben wird, dessen Ausgangsspannung gleich der größten Ausgangsspannung der Vergleichsnetzwerke ist, und daß ein Teil der Ausgangsspannung des Mischkreises auf sämtliche Eingänge des Mischkreises zurückgeleitet wird.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschriften Nr. 785 853, 786 466,

796 579; Control Engineering, Juli 1958, S. 79 bis 83·;
Bürotechnik + Organisation, 1959, H. 2, S. 101

bis 105.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

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