DE1219995B - Abwaerts-Frequenzwandler - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND DEUTSCHES WKW PATENTAMT Int. α.:

H03b

AUSLEGESCHRIFT

H03d

Deutschem.: 21 a4-24/01

Nummer: 1219 995

Aktenzeichen: W 32733IX d/21 a4

Anmeldetag: 3. August 1962

Auslegetag: 30. Juni 1966

Die Erfindung betrifft einen Abwärtswandler mit einem abgestimmten Signaleingangskreis, einem abgestimmten örtlichen Oszillatorkreis und einer die beiden Kreise miteinander koppelnden, vorgespannten Diode (Tunneldiode), die eine in Abhängigkeit von der angelegten Spannung sich ändernde und ein Gebiet negativen Wirkleitwertes aufweisende Wirkleitwertcharakteristik besitzt.

Die Verwendung eines nichtlinearen negativen Widerstands zur Erzielung einer Abwärts-Frequenz-Wandlung, d. h. einer Wandlung von einer höheren Frequenz auf eine niedrigere, ist bereits bekannt. Jedoch waren die bisher bekanntgewordenen Versuche, bei denen Germaniumkristalle mit geschweißten Kontakten verwendet wurden, erfolglos. Messungen zeigten, daß wegen der großen, durch die Kristalle erzeugten Zwischenfrequenz-Rauschenergie das gesamte Rauschverhalten derartiger Abwärtswandler trotz der verstärkenden Eigenschaften der Kristalle dem der normalen Abwärtswandler unterlegen waren.

Das Aufkommen der sogenannten »Esaki«- oder »Tunneldiode« hat das Interesse für Abwärtswandler mit negativem Widerstand für rauscharme hochfrequente Anwendungen wieder aufleben lassen. Da die Rauschzahl vom Produkt des Diodenstroms und der Steigerung der Spannungsstromkennlinie der Diode abhängt, ist die Tunneldiode wegen der größeren Steigung ihrer Spannungsstromkennlinie und der niedrigeren Ströme, die dem Bereich negativer Steigung zugeordnet sind, an sich in der Lage, bessere Rauschzahlen zu liefern.

Trotz dieser gegebenen Möglichkeit konnte aber bisher keine wesentliche Verbesserung erzielt werden.

Bei den vor kurzem eingeführten parametrischen Wandlern, die entweder eine nichtlineare Kapazität oder eine nichtlineare Induktivität als aktives Element benutzen, wurden gute Rauschzahlen bei Aufwärtswandlern, die zur Umwandlung einer niedrigeren Frequenz in eine höhere vorgesehen sind, erreicht. Diese Wandler sind jedoch als Abwärtswandler nicht besonders wirksam, da sich ihre Rauschzahl als Funktion des Verhältnisses der Eingangsfrequenz zur Ausgangsfrequenz ändert. Da jedoch die Nichtlinearität der zur Frequenzwandlung benutzten Tunneldiode ein Wirkwiderstand und nicht ein Blindwiderstand ist, ist die Rauschzahl im wesentlichen unabhängig vom Verhältnis der Eingangsfrequenz zur Ausgangsfrequenz.

Außer dem Problem der Herabsetzung der Rauschzahl eines Abwärtswandlers ist noch das weitere Problem der Erzielung einer stabilen Arbeitsweise vorhanden. Dies ist insbesondere dann schwierig, Abwärts-Frequenzwandler

Anmelder:

Western Electric Company Incorporated,

New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt,

Wiesbaden, Hohenlohestr. 21

Als Erfinder benannt:

Norman Emil Chasek, Stamford, Conn.
(V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. ν. Amerika vom 25. August 1961 (133 951)

wenn eine Diode negativen Widerstandes mit vollem Vorteil eingesetzt werden soll, indem sie im Gebiet negativer Steigung betrieben wird.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen verbesserten Abwärtswandler unter Verwehdung einer solchen Diode zu schaffen.

Die Lösung besteht gemäß der Erfindung darin, daß der Wirkleitwert des Signaleingangskreises ungefähr gleich dem Wirkleitwert des Oszillatorkreises ist. Durch die erfindungsgemäße Bemessung der Schaltungsglieder wird, wie noch ersichtlich werden wird, ein Abwärtswandler der in Rede stehenden Art mit sehr gutem Rauschverhalten erhalten.

Eine weitere Verbesserung läßt sich dadurch erzielen, daß der örtliche Oszillator mit der halben statt seiner üblichen Frequenz betrieben wird. Bei der bisher üblichen Anordnung arbeitet der örtliche Oszillator mit einer Frequenz, die größer oder kleiner als die Signalfrequenz ist, und zwar um einen Betrag, der gleich der Zwischenfrequenz ist. Wenn jedoch der örtliche Oszillator auf die Hälfte dieser Differenzfrequenz abgestimmt wird, wie es noch beschrieben wird, läßt sich mit einer vereinfachten Schaltung eine verbesserte Verstärkung erzielen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand der Zeichnungen erläutert.

Fig. 1 zeigt die Ersatzschaltung eines Abwärtswandlers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 zeigt schematisch das Schaltbild einer ersten Ausführung der Erfindung;

609 587/154

I 219 995

F i g. 3 zeigt eine typische Diodenspannungsstromkennlinie und eine Belastungslinie;

Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführung der Erfindung.

In F i g. 1 ist die Ersatzschaltung eines erfindungsgemäßen Abwärtswandlers dargestellt, der aus einer Signalquelle 9, einem Signalkreis 11, einem örtlichen Oszillatorkreis 12 und einem Ausgangskreis 13 besteht, der ein Bandpaßfilter 14 und einen Verbraucherkreis 15 enthält. Ein Mittel zur wechselseitigen Kopplung der verschiedenen Kreise ist durch eine Diode 10 geschaffen, die ein Diodentyp sein kann, die eine Stromspannungskennlinie aufweist, welche ein negatives Wirkleitwertgebiet hat.

Die Diode 10 ist mit Hilfe einer Gleichspannungsquelle 16 über einen veränderlichen Widerstand 17 vorgespannt. Parallel zu dem Vorspannungskreis liegt ein Kondensator 18, um einen Weg mit niedrigem Scheinwiderstand für die verschiedenen hochfrequenten Ströme zu schaffen.

Typischerweise wird bei einem Abwärtswandler ein hochfrequentes Signal zusammen mit dem Signal eines örtlichen Oszillators einem veränderlichen Scheinwiderstand zugeführt. Das letztgenannte Signal moduliert das hochfrequente Signal, indem der veränderliche Scheinwiderstand moduliert wird und Summen- und Differenzsignale erzeugt werden. Es

ίο werden geeignete Filter benutzt, um unter den Signalen mit verschiedener Frequenz das gewünschte Signal auszuwählen.

Es kann gezeigt werden, daß für die in Fig. 1 dargestellte Schaltung die Rauschzahl N.F., die als Verhältnis der Signal- zu Rauschenergie am Eingang zur Signal- zur Rauschenergie am Ausgang definiert ist, gegeben ist durch

KF = 1 + ^L
Gs

mG_if){G₀ + G₅) ——-[ G¹G

Hierbei ist G_e gegeben durch -γτψ wobei
e_a die Elektronenladung,
k die Boltzmannsche Konstante,
T die Temperatur in Grad Kelvin und
7₀ der mittlere Diodenstrom sind.

Ferner ist hierbei

' G₈ der äquivalente Wirkleitwert des Signalkreises
Gif der Zwischenfrequenzbelastungsleitwert

ein Faktor, der eingeführt ist, um den in dem Zwischenfrequenzverstärker erzeugten Rausch zu berücksichtigen, wobei m eine Zahl ist, die gleich der Rauschtemperatur des Zwischenfrequenzverstärkers dividiert durch 270° K ist,

G₀ ist der mittlere Diodenleitwert und
G₁ die Spitzenleitwertänderung der Diode.

Da G₀ negativ gemacht werden kann, indem die Diode 10 so vorgespannt wird, daß sie in ihrem negativem Leitwertgebiet arbeitet, kann die Rauschzahl dadurch zu einem Minimum gemacht werden, daß

G₀^-G_s (2)

gemacht wird. Der Ausdruck (G₀ -f G_s) ist dann gleich Null, und die Rauschzahl wird reduziert zu

N.F. = 1 +

Ge Gs

hängig ist, ist es vorteilhaft, irgendein Mittel vorzusehen, durch das dieser gewünschte Wirkleitwert während der Lebensdauer der Diode erhalten bleibt. Dies Ziel wird erreicht, indem die Diode als ihr eigener örtlicher Oszillator betrieben wird, und zwar wird der Leitwert des örtlichen abgestimmten Oszillatorkreises Gj₀ ungefähr gleich dem Leitwert G₈ des Signalkreises gemacht. Da die Schwingungen stabilisiert sind, wenn der gesamte Wirkleitwert im Oszillatorkreis gleich Null ist, nimmt der mittlere Diodenleitwert G₀ einen negativen Wert an, dessen Größe gleich den positiven Wirkleitwert Gz₀ des örtlichen abgestimmten Oszillatorkreises ist. Das heißt, es ist

Somit wird die Bedingung für die optimale Rauschzahl für einen Abwärtswandler mit einer Diode erfüllt, indem der mittlere Wirkleitwert der Diode so gewählt wird, daß er im wesentlichen gleich dem negativen Wirkleitwert der Signalquelle ist.

Die Verstärkung ist unter diesen Bedingungen gegeben durch

G_sG_{if (4)}

A = 16-

G₁"

G₀ = -Gj₀.

Da jedoch Gz₀ gleich G₈ ist, ist dies auch die Bedingung für eine minimale Rauschzahl. Weiterhin ergibt jede Änderung der Diodenparameter infolge Alterung oder Änderungen der an die Diode angelegten Vorspannung automatisch eine Änderung des Oszillators, derart, daß die bevorzugte Bedingung, nämlich

G₀ = -G, = -Gz₀

erhalten bleibt.

In Fig. 1 wird ein Signal, das von dem Signalkreis 11 mit einer Frequenz f_s geliefert wird, der Diode 10 zusammen mit dem Signal des örtlichen Oszillators zugeführt, das vom örtlichen Oszillatorkreis 12 geliefert wird. Die Diode, die so vorgespannt ist, daß sie in dem Teil ihrer Kennlinie mit negativem Wirkleitwert arbeitet, wirkt als ihr eigener örtlicher Oszillator. Gleichzeitig arbeitet die Diode als rauscharmer Verstärker, dessen Verstärkung mit der Frequenz des örtlichen Oszillators moduliert ist. Typischerweise ist bei Abwärtswandlern der bisherigen Art die örtliche Oszillatorfrequenz so eingestellt, daß sie größer oder geringer als die Signalfrequenz ist, und zwar um einen Betrag, der gleich der gewünschten Zwischenfrequenz ist, d. h.

fio = (fs ± fif)

Da die oben angeführte Bedingung für niedrigen Rausch von dem mittleren Diodenwirkleitwert ab-Im Endeffekt wird ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz

fif — |/io — /si

5 6

erzeugt, das über das Bandpaßfilter 14 dem Ver- mit Hilfe des Potentiometers 35 auf einen Punkt Null,

braucherkreis 15 zugeführt wird. etwa in der Mitte ihres negativen Leitwertgebiets,

Wesentliche Verbesserungen können erzielt werden, vorgespannt. Durch den Punkt 0 wird dann eine indem der örtliche Oszillatorkreis 12 auf die Hälfte Belastungslinie so gezogen, daß sie die Spannungsseiner üblichen Frequenz abgestimmt wird. Das heißt 5 stromkennlinie an zwei Punkten P und Q schneidet.

Bei der oben gegebenen Schilderung wurde gezeigt,

f _ J₁ (f ι f \ (n\ daß man eine optimale Rauschfigur erzielt, wenn

jio 2 G₀ = -G_s ist. Unter diesen Bedingungen wird die

Rauschzahl, die durch Gleichung (3) gegeben ist,

Außer der wesentlichen Verbesserung der Um- io reduziert zu

Wandlungsverstärkung des Abwärtswandlers wird q

durch Betrieb des örtlichen Oszillators mit dieser N. F. = 1 -} -.

niedrigen Frequenz die Abwärtswandlerschaltung Gs

wesentlich vereinfacht, wie nachfolgend eingehender

erklärt wird. 15 Die Gleichung (3) gibt ferner an, daß für geringe

Fig. 2 zeigt schematisch das Schaltbild eines Rauschzahlen G_s (und damit | G₀1) so groß wie

Abwärtswandlers gemäß der Erfindung, bei dem eine möglich sein soll. Das bedeutet, daß die Neigung der

einzige Diode 20 als kombinierter Oszillatormodulator Belastungslinie so groß wie möglich sein soll. Wenn

benutzt wird. Der Eingangssignalkreis besteht der jedoch die Neigung der Belastungslinie P—Q größer

Reihe nach aus einem Signalgenerator 21, einem 20 wird und schließlich tangential zur Spannungsstrom-

Übertragungsleitungsstück 22 mit einem Wellenschein- kennlinie verläuft (s. gestrichelte Linie in Fig. 3),

leitwert G, einem zweiten Übertragungsleitungsstück wird der Betrieb unstabil. Das heißt, geringe Ab-

23 mit einem Wellenscheinleitwert nG, wobei η irgend- weichungen der Betriebsbedingungen verursachen

ein positiver Wert ist, und aus einem veränderlichen große Änderungen der Umwandlungsverstärkung der

Kopplungskondensator 40. Der Generator 21 ist an 25 Schaltung. Somit wird ein Kompromiß zwischen der

die Leitung 22 angepaßt, wodurch die Leitung 22 mit besten Rauschzahl und der stabilen Wandlungs-

ihrem Wellenscheinleitwert abgeschlossen ist. verstärkung erreicht, indem die Neigung der Be-

Die Übertragungsleitungen 22 und 23 können lastungslinie durch geeignete Wahl der Belastung so

irgendwelche bekannten Übertragungsmittel sein, die verringert wird, daß die Belastungslinie die Dioden-

sich für den besonderen Frequenzbereich eignen. So 30 kennlinie schneidet, wo der jeweilige Wirkleitwert der

können die Leitungen 22 und 23 aus hohlen, leitend Diode etwa Null ist. Dies ist der Fall im Gebiet des

begrenzten Wellenleitern bestehen, andererseits können Maximums und Minimums der Kurve. Der mittlere

sie auch irgendein Zweileiterübertragungsmittel sein, Diodenwirkleitwert -G₀ ist dann etwa gleich der

z. B. ein Koaxialkabel oder eine Bandübertragungs- Neigung der Belastungslinie P—Q.

leitung. 35 Der anfängliche Abstimmungs- und Belastungs-

Die Leitung 23 ist so eingerichtet, daß sie eine Vorgang besteht aus der Einstellung der offenen

elektrische Länge hat, die einer halben Wellenlänge Stichleitung 26 und des Trimmers 27, derart, daß die

bei der Signalfrequenz äquivalent ist. Der Grund Spule 25 bei der Signalfrequenz in Resonanz ist. Der

hierfür und die Art und Weise, wie der Wert η be- Kopplungskondensator 40 wird dann so eingestellt,

stimmt wird, werden später eingehender erklärt. 40 daß der Gesamtwirkleitwert des Signalkreises G₈ die

Der Eingangssignalkreis ist mit der Diode 20 und gleiche Größe hat wie der mittlere Diodenwirkleit-

dem abgestimmten Teil des Signalkreises verbunden, wert (d. h. wie die Neigung der Belastungslinie P—Q),

der aus einer Spule 25, einer offenen Viertelwellen- was dem Erfindungsprinzip entspricht. Das heißt, von

längen-Stichleitung 26 und einem kleinen veränder- der Diode aus betrachtet, wird der Wirkleitwert des

baren Trimmerkondensator 27 besteht. Die Diode 20, 45 Signalkreises, gemessen bei der Signalfrequenz, gleich

die Spule 25 und die Stichleitung 26 liegen zueinander dem mittleren Diodenleitwert gemacht

parallel und in Reihe mit dem Kopplungskondensator IGl= Gl

40. Der Kondensator 27 befindet sich am offenen ' ^o|

Ende der Stichleitung 26 und ergibt ein Mittel zur Hierdurch ist dann die Bedingung für die minimale

Feinabstimmung des Signalkreises. 50 Rauschzahl erfüllt. Wie unten gezeigt wird, wird der

Ebenfalls parallel zur Diode 20 liegt der örtliche Abstimm- und Belastungsvorgang mehrere Male abgestimmte Oszillatorkreis, der aus der Spule 25 und wiederholt, da gewisse Einstellungen bei der Auseiner offenen Viertelwellenlängen-Abstimmstichleitung führung der F i g. 2 gegenseitig voneinander abhängig 37 besteht. Am offenen Ende der Stichleitung 37 liegt sind.

ein kleiner Trimmerkondensator 28, der ein Mittel 55 In gleicher Weise wird der örtliche Oszillatorkreis

zur Feinabstimmung des örtlichen Oszillatorkreises anfangs abgestimmt, indem die Stichleitung 37 und

ergibt. der Trimmer 28 so eingestellt werden, daß die Spule 25

Der Ausgangskreis, der aus einem Zwischenfrequenz- bei der gewünschten örtlichen Oszillatorfrequenz in

verstärker 29 und einem Verbraucherkreis 30 besteht, Resonanz ist. Da ferner der Wirkleitwert der Diode 20

ist über den Sperrkondensator 31 und ein Tiefpaßfilter, 60 bei einem Leitwert

das aus einer Reihenspule 32 und einem Parallel- q \ ₌ \q\

kondensator 33 besteht, mit der Diode 20 verbunden. '

Der Diode 20 wird ein Vorstrom von einer Span- stabilisiert werden soll, wird der Wirkleitwert Gi₀ des

nungsquelle 34 über das Potentiometer 35, eine Reihen- örtlichen Oszillatorkreises durch die richtige Wahl

drossel 36 und die Spule 32 zugeführt. 65 von η so eingestellt, daß Gi₀ = G_s ist.

Beim Aufbau und Betrieb der Einrichtung wird die Wie oben angegeben wurde, wird der örtliche

Diode 20, welche typischerweise eine Spannungs- Oszillator auf die Hälfte der üblichen örtlichen Oszil-

stromkennlinie der in Fig. 3 dargestellten Art hat, latorfrequenz abgestimmt. Daß der so eingestellte

7 8

Kreis zufriedenstellend arbeitet, ergibt sich durch die Signalfrequenz etwa das Doppelte der örtlichen

Hinweis auf die Diodenstromspannungskennlinie der Oszillatorfrequenz beträgt, da die Signalfrequenz

Fig. 3. Wenn der örtliche Oszillatorkreis auf die kennzeichnenderweise sehr viel höher als die Zwischen-

Frequenz oder Ausgangsfrequenz liegt. Das heißt

Λ = \v. ± Μ (8)

abgestimmt und die Belastung des örtlichen Oszillators oder

derart eingestellt ist, daß der Wirkleitwert des örtlichen , 1 ,

Oszillators gleich der Neigung der Linie P—Q ist, io *^l° ^ ~2

nimmt der momentane Wirkleitwert der Diode samt- j_a

liehe Werte zwischen P und Q an, wobei diese Punkte f- <t f

die maximalen Spannungsausschläge des örtlichen ^s'

Oszillators bilden. Es sei jedoch bemerkt, daß, wenn Demgemäß ist die Stichleitung 37, die bei der sich die Spannung zwischen dem Punkt Q und dem 15 örtlichen Oszillatorfrequenz etwa eine Viertelwellen-Punkt P ändert, sich der Diodenwirkleitwert mit der länge lang ist, bei der Signalfrequenz etwa eine halbe doppelten Geschwindigkeit ändert, d. h., er geht von Wellenlänge lang, so daß die Überbrückungswirkung Null im Punkt Ω nach einem Maximum im Punkt 0 des Trimmers 28 auf den Signalkreis klein ist. In (gegeben durch die Neigung der Stromspannungs- gleicher Weise ist die Stichleitung 26, die beim Signalkennlinie) und nach Null im Punkt P. Somit ändert 20 kreis etwa eine Viertelwellenlänge lang ist, bei der sich der Diodenwirkleitwert mit der doppelten Fre- örtlichen Oszillatorfrequenz nur eine Achtelwellenquenz des örtlichen Oszillators, so daß das Signal länge lang, so daß die Überbrückungswirkung der mit der doppelten örtlichen Oszillatorfrequenz modu- Stichleitung 26 und des Trimmers 27 auf die Abliert wird. Stimmung des örtlichen Oszillatorkreises ebenfalls Wenn auch der Signalkreis und der örtliche Oszil- 25 klein ist. Somit sind wegen des im wesentlichen latorkreis als getrennte Einheiten beschrieben wurden harmonischen Zusammenhangs dieser Frequenzen und, wie später erklärt wird, die Abstimmung jedes die beiden Kreise im wesentlichen unabhängig von-Kreises in beträchtlichem Ausmaß im wesentlichen einander und können daher mit einem Minimum an unabhängig von der Abstimmung des anderen ist, so Wechselwirkung getrennt abgestimmt werden,
sei doch bemerkt, daß bei der Ausführung der F i g. 2 30 Ferner ist die Übertragungsleitung 23, die bei der beide Kreise eine gemeinsame Spule 25 haben. Ferner Signalfrequenz eine halbe Wellenlänge lang ist, bei wird, wie ebenfalls später erklärt wird, die Abstim- der örtlichen Oszillatorfrequenz nur eine Viertelmung des Signalkreises durch die Kapazität des wellenlänge lang. Hierdurch bringt die Leitung 23 Kopplungskondensators 40 und die Abstimmung des eine Scheinleitwerttransformation bei der örtlichen örtlichen Oszillatorkreises durch den gewählten Wert η 35 Oszillatorfrequenz, jedoch nicht bei der Signalfrequenz und in geringem Grad durch die Kapazität des Kopp- hervor. Zum Beispiel ist der Scheinleitwert gi₀ bei der lungskondensators 40 beeinflußt. örtlichen Oszillatorfrequenz vom Ende der Leitung 23 • Die Unabhängigkeit des Signalkreises vom örtlichen zur Signalquelle 21 gesehen
Oszillatorkreis entsteht dadurch, daß der örtliche Oszil- _ _ß2 g /1 q\ lator mit der Hälfte der Frequenz betrieben wird, die 40

allgemein als übliche örtliche Oszillatorfrequenz Jedoch besteht keine entsprechende Scheinleitwert-

betrachtet wird. Wie oben angegeben wurde, kann transformation bei der Signalfrequenz, so daß der

durch Betreiben des örtlichen Oszillators mit dieser Scheinleitwert bei der Signalfrequenz einfach beträgt niedrigeren Frequenz die Wirkungsweise des Ab-

wärtswandlers wesentlich verbessert und die Schaltung 45

beträchtlich vereinfacht werden. Die Schaltungs- Der gesamte äquivalente Scheinleitwert yi₀ für die

Vereinfachung entsteht als Ergebnis der Tatsache, daß Diode 20 bei der örtlichen Oszillatorfrequenz ist dann

\2Li₀ < ₂) . . 2 Lio (■ τ 1 * \ ι · τ

L ^c J ^c ν ⁰L

wobei C die Kapazität des Kondensators 40 und Einsetzen des Wertes für gi₀ aus Gleichung (10)

Lio der gesamte äquivalente induktive Widerstand bei ergibt
der örtlichen Oszillatorfrequenz, hauptsächlich infolge

der Kombination der Abstimmstichleitung 37, des 6o ₂ η /ο U₀ , ₂r2\

Trimmers 28 und der Spule 25 ist. [ _C J

Der reelle Teil von Yi₀ ist Gv₀, er ist gegeben durch Gi₀ = _; — . (14)

Sioil^-

ReYiO=Gi₀= —— — (13)

gZ I ¹IA (_ω £_loy In gleicher Weise beträgt der reelle Teil des gesamten

^lo\ C ) äquivalenten Scheinleitwerts für die Diode bei der

Signalfrequenz

Re Y_s = G₈ =

G 2 — + ω²£,-²
C

(15)

— (ω L₈)²

wobei Ls der gesamte äquivalente induktive Widerstand bei der Signalfrequenz ist, der hauptsächlich durch die Kombination der Stichleitung 26, des Trimmers 27 und der Spule 25 entsteht.

Es sei bemerkt, daß, wenn auch Gj₀ und G₈ sich mit dem Kopplungskondensator 40 ändern, nur Gz₀ durch Änderungen von η beeinflußt wird. Demnach kann der Wirkleitwert sowohl des Signalkreises als auch des örtlichen Oszillatorkreises mit Hilfe des Kopplungskondensators 40 und des Wellenwiderstands der Leitung 23 unabhängig voneinander eingestellt werden. Man erkennt ferner, daß durch Ändern des Kopplungskondensators 40 oder des Wellenwiderstands der Leitung 23 die Abstimmung wie auch die Belastung des Signalkreises und des örtlichen Oszillatorkreises beeinflußt wird. Der Abstimmungsvorgang und die Einstellungen der Belastungen werden daher wiederholt, bis die Abstimmung und die Belastung der Diode wie gefordert sind.

Im Idealfall sind der Wirkleitwert des Signalkreises und der Wirkleitwert des örtlichen Oszillatorkreises einander und dem Diodenleitwert gleich. Um jedoch sicherzustellen, daß die Diode mit der örtlichen Oszillatorfrequenz und nicht mit der Signalfrequenz schwingt, wird die Belastung des Signalkreises etwas größer als die Belastung des örtlichen Oszillatorkreises gemacht. Das heißt, G₈ wird etwas größer als Gz₀ gemacht, so daß der örtliche Oszillatorkreis begünstigt wird.

Bei der Ausführung der F i g. 2 und bei der zugehörigen Schilderung ist angenommen, daß die Signalquelle (Signalgenerator 21) bei der Signalfrequenz und bei der örtlichen Oszillatorfrequenz im wesentlichen denselben Ausgangsscheinleitwert hat. Wenn dies jedoch nicht der Fall ist, wird entweder η so eingestellt, daß dies eintritt, oder es kann notwendig werden, für jede dieser beiden Frequenzen einen getrennten Abschluß vorzusehen. Die letztere An-Ordnung ist in F i g. 4 dargestellt.

F i g. 4 zeigt im wesentlichen dieselbe Ausführung wie Fig. 2, abgesehen davon, daß ein Bandpaßfilter 41 mit einer mittleren Frequenz bei der Signalfrequenz/s in Reihe mit dem Signaleingangskreis geschaltet ist. Hierdurch ergibt sich ein offener Kreis bei der örtlichen Oszillatorfrequenz. Es ist dann ein getrennter Abschluß für Schwingungsenergie bei der örtlichen Oszillatorfrequenz durch die Hinzufügung eines Parallelzweigs geschaffen, der aus einem Bandpaßfilter 42 mit der mittleren Frequenz bei der örtlichen Oszillatorfrequenz (und Sperrung für die Signal

frequenz) und dem getrennten Leitungsabschluß-Scheinleitwert 43 mit einem Wert G besteht.

Die Anordnung der F i g. 4 stellt somit sicher, daß der Signaleingangskreis sowohl bei der Signalfrequenz als auch bei der örtlichen Oszillatorfrequenz mit einem Scheinleitwert G abgeschlossen ist. In jeder anderen Hinsicht gleicht die Arbeitsweise der Anordnung der Fig. 4 der oben beschriebenen Arbeitsweise der Fig. 2.

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Abwärtswandler mit einem abgestimmten Signaleingangskreis, einem abgestimmten örtlichen Oszillatorkreis und einer die beiden Kreise miteinander koppelnden, vorgespannten Diode (Tunneldiode), die eine in Abhängigkeit von der angelegten Spannung sich ändernde und ein Gebiet negativen Wirkleitwertes aufweisende Wirkleitwertcharakteristik besitzt, dadurchgekennzeichnet, daß der Wirkleitwert G₈ des Signaleingangskreises ungefähr gleich dem Wirkleitwert Gi₀ des Oszillatorkreises ist.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz fi₀, auf die der örtliche Oszillatorkreis abgestimmt ist, gegeben ist durch

fio — —(ft ± ftf),

wobei fs die Frequenz ist, auf die der Signaleingangskreis abgestimmt ist, und /i/ die Frequenz, auf die der Ausgangskreis des Abwärtswandlers abgestimmt ist.

3. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode so vorgespannt ist, daß sie in der Mitte des Gebiets negativen Wirkleitwerts arbeitet.

4. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stellglied (40) zur Einstellung des Wirkleitwertes des Signaleingangskreises G₈ auf einen etwas größeren Wert als der Wirkleitwert des Oszillatorkreises Gi₀ vorgesehen ist.

5. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Signaleingangskreis eine Übertragungsleitung mit einer Länge von einer halben Wellenlänge aufweist, die einen WellenscheinleitwertnG aufweist, wobei G der Scheinleitwert der Signalquelle ist und η eine positive ganze Zahl, derart, daß der Wirkleitwert des örtlichen Oszillatorkreises auf den Wert Gi₀ festgelegt wird, und daß das Stellglied zum Einstellen des Werts G₈ durch eine veränderliche Kapazität (40) gebildet ist, die in Reihe mit der Übertragungsleitung geschaltet ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Proc. of the IRE, 1961, Januar, S. 350, 351.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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