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Phasendiskriminator Die vorliegende Erfindung betrifft einen Phasendiskriminator
mit zwei Transistoren, denen eine zu demodulierende hochfrequente Eingangsspannung
gegenphasig und eine Bezugsspannung gleichphasig derart zugeführt sind, daß die
von der Frequenz der Eingangsspannung abhängige Phasendifferenz zwischen Eingangs-
und Bezugsspannung bei Nennfrequenz 901 beträgt, und mit an die Transistoren
angeschlossenen Ausgangskreisen, die derart in Reihe geschaltet sind, daß sich die
in ihnen entstehenden Ausgangssignale subtrahieren und der Mittelwert des kombinierten
Ausgangssignals Null ist, wenn die Transistoren Ausgangssignale gleicher Amplitude
liefern.
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Bei einer bekannten Schaltungsanordnung der oben angegebenen Art sind
die in die Stromkreise zwischen Emitter und Basis der Transistoren jeweils eine
Sekundärwicklung eines ersten Transformators, dessen Primärwicklung eine sinusförinige
Wechselspannung der Trägerfrequenz zugeführt wird, und je
eineSekundärwicklung
eines zweitenTransformators, dessen Primärwicklung die zu demodulierende Signalschwingung
zugeführt ist, geschaltet. Die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren liegen
in Reihe zwischen zwei gegen Masse symmetrischen Spannungsquellen entgegengesetzter
Polarität, und die demodulierte Ausgangsspannung wird zwischen einemPunkt in derMitte
dieserReihenschaltung und Masse abgenommen. Die Bezugsspannung der Trägerfrequenz
bewirkt, daß in abwechselnden Halbwellen der Bezugsschwingungen Emitterströme in
den Transistoren fließen. Wenn das Eingangssignal Null ist und die Kennlinien der
beiden Transistoren gleich sind, ist auch das Ausgangssignal Null. Bei endlichen
Amplituden des Eingangssignals werden die Emitterströme entsprechend verstärkt,
und es tritt ein demoduliertes Ausgangssignal auf.
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Diese Schaltung arbeitet im vorgesehenen Amplittidenbereich praktisch
linear, d. h., die Amplitude des Ausgangssignals hängt wesentlich von der
Amplitude des zu demodulierenden Eingangssignals ab, außerdem gehen Schwankungen
der Transistorparameter auch bei fehlendem Eingangssignal ein, da schon das Bezugssignal
einen Stromfluß in den Transistoren bewirkt. Das Kennlinienfeld dieses Demodulators
zeigt, daß das Ausgangssignal innerhalb eines bestimmten Bereiches gut linear ist;
wenn der Arbeitsbereich überschritten wird, tritt eine gewisse Begrenzung des Ausgangsstromes
auf, von dieser Begrenzerwirkung wird jedoch bei der bekannten Schaltungsanordnung
kein Gebrauch gemacht. Es ist ferner ein mit Gittertastung arbeitender Phasendetektor
bekannt, der zwei Hochvakuumtrioden enthält, deren Gitter die zu demodulierende
Schwingung gleichphasig und eine rechteckimpulsförmige Bezugsspannung gleichphasig
zugeführt sind. Hierzu sind die Enden einer Sekundärwicklung eines Transformators
mit den Gittern der Trioden verbunden und der Primärwicklung des Transformators
ist die zu demodulierende Signalspannung zugeführt. An einen Mittelabgriff der Sekundärwicklung
ist eine Begrenzerschaltung angeschlossen, die aus einer sinusförmigen Bezugsspannung
die genannte rechteckförmige Bezugsspannung herstellt.
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Sehr gebräuchlich sind auch Phasenwinkeldetektoren mit einem auf die
Mittelfrequenz abgestimmten Diskriminatorkreis sowie Differenzdiskriminatoren. Bei
vielen dieser bekannten Schaltungsanordnungen treten Verzerrungen im Ausgangssignal
auf, wenn das Eingangssignal einen hohen Gehalt an Oberwellen aufweist. Bei vielen
bekannten Schaltungen ist auch ein sehr genauer Abgleich der abgestimmten Kreise
erforderlich.
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Bei der Umstellung von Röhrenschaltungen auf Halbleiterbauelemente
treten außerdem häufig Schwierigkeiten wegen der im Vergleich zu Röhren weiten Streuung
der Betriebseigenschaften von Halbleiterbauelementen und der Temperaturabhängigkeit
dieser Betriebseigenschaften auf.
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Phasen- und Frequenzdiskriminatoren, die mit Dioden aufgebaut sind,
haben den Nachteil, daß keine Verstärkung des Signals stattfindet.
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Durch die vorliegende Erfindung soll ein Phasendemodulator angegeben
werden, der die oben beschriebenen Nachteile der bekannten Schaltungsanordnungen
weitgehend vermeidet, insbesondere ein Phasendemodulator, der weitgehend unempfindlich
gegen Störungen durch Oberwellen ist, geringe Anforderungen
an
den Abgleich stellt, gleichzeitig als Begrenzer arbeitet und im Betrieb praktisch
unabhängig von den Betriebseigenschaften der verwendeten Transistoren ist.
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Ein Phasendiskriminator mit zwei Transistoren, denen eine zu demodulierende
hochfrequente Ein-Crangsspannung gegenphasig und eine Bezugsspannung gleichphasig
derart zugeführt sind, daß die von der Frequenz der Eingangsspannung abhängige Phasendifferenz
zwischen Eingangs- und Bezugsspannung bei Nennfrequenz 901 beträgt, und mit
an die Transistoren angeschlossenen Ausgangskreisen, die derart in Reihe geschaltet
sind, daß sich die in ihnen entstehenden Ausgangssignale subtrahieren und der Mittelwert
des kombinierten Ausgangssignals Null ist, wenn die Transistoren Ausgangssignale
gleicher Amplitude liefern, ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß
die Amplitude der in an sich bekannter Weise rechteckimpulsförmigen Bezugsspannung
so bemessen ist, daß die Transistoren gerade noch nicht leiten und erst durch eine
Eingangsspannung entsprechender Polarität stromführend werden und daß die Arbeitswiderstände
in den Kollektorstromkreisen der Transistoren so bemessen sind, daß schon bei relativ
kleinen Amplituden der Eingangsspannung eine Begrenzung der Ausgangsspannung infolge
Sättigung der Transistoren eintritt.
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Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung sind zwischen die Basiselektroden
der Transistoren dem Eingangskreis Strombegrenzungswiderstände geschaltet. Hierdurch
werden die Eingangsströme der Diskriminatoren auch unter den ungünstigsten Betriebbedingungen
auf einen sicheren Wert begrenzt.
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Gemäß einer anderen Weiterbildung der Erfindung sind den Arbeitswiderständen
der Transistoren je-
weils ein mit einem Widerstand in Reihe geschalteter
Kondensator parallel geschaltet. Durch diese Maßnahmen wird die Ausgangsspannung
in vorteilhafter Weise erhöht.
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Der Phasendiskriminator nach der Erfindung ist vorteilhaft in einem
Frequenzdiskriminator zu verwenden, dem als Bezugsspannung die Eingangsspannung
über einen als Verstärker und Begrenzer arbeitenden Transistor und einen auf die
Trägerfrequenz der Eingangsspannung abgestimmten Resonanzkreis zugeführt ist.
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Die Phasendiskriminatoren gemäß der Erfindung weisen gegenüber dem
Stand der Technik verschiedene Vorzüge auf. Sie sind leicht abzugleichen, im allgemeinen
genügt der Abgleich einer veränderlichen Kapazität oder Induktivität. Eingangstransformatoren,
deren Primär- und Sekundärseite abgestimmt sind, werden nicht benötigt. Die Arbeitsweise
wird durch die Parameter der verwendeten Transistoren praktisch nicht beeinflußt.
Die erfindungsgemäßen Diskriminatoren sind nicht nur selbstbegrenzend, sondern auch
in hohem Maß unempfindlich gegen Oberwellen im Eingangssignal.
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Die Erfindung wird an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung
mit den Zeichnungen näher erläutert, es zeigt F i g. 1 ein vereinfachtes
Schaltbild eines Frequenzdiskriminators, der einen Phasendiskriminator gemäß der
Erfindung enthält, F i g. 2 eine graphische Darstellung des zeitliclie-n
Verlaufes verschiedener Spannungen in dem in F i g. 1 dargestellten Frequenzdiskriminator,
auf die bei der Erläuterung dieses Diskriminators Bezug genommen wird F i
g. 3 eine graphische Darstellung der Ausgangsspannung des in F i
g. 1 dargestellten Diskriminators als Funktion der Abweichung der Frequenz
der Einaa ngsspannung von einer Mittelfrequenz, F i g. 4 ein vereinfachtes
Schaltbild einer zweiten Ausführungsforin der Erfindung und F i g. 5 ein
ins einzelne gehendes Schaltbild eines F i g. 1 entsprechenden Ausführungsbeispiels
der Erfindung.
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F i g. 1 zeigt das vereinfachte Schaltbild eines Frequenzdiskriminators,
der einen Phasendiskriminator gemäß der Erfindung enthält. Die zu demodulierende
hochfrequente Eingangsspannung wird von irgendeiner Signalquelle 10 geliefert,
die nur in Blockform dargestellt ist und beispielsweise der Empfangsteil eines FM-Empfängers
oder einer drahtgebundenen übertragungsanlage sein kann.
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Die Signalquelle 10 ist an eine Primärwicklung 11
eines
Eingangstransformators 12 angeschlossen, der zwei Sekundärwicklungen 13, 29
aufweist. Der elektrische Mittelpunkt der Sekundärwicklung 13 ist geerdet,
ihre Enden sind an Basiselektroden 14, 15
von Flächentransistoren
16 bzw. 17 angeschlossen. Das hochfrequente Eingangssignal wird den
Basiselektroden 14, 15 also durch den die Sekundärwicklung 13 enthaltenden
Eingangskreis im Gegentakt zugeführt.
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Die Kollektorelektroden 18, 19 der Transistoren 16 bzw.
17 sind über Arbeitswiderstände 20 bzw. 21 mit dem negativen Pol einer Betriebsspannungsquelle
B- verbunden. Den Arbeitswiderständen 20, 21 kann jeweils eine Reihenschaltung aus
einem Kondensator22 bzw. 23 und einem Strombegrenzungswiderstand38 bzw.
39 parallel geschaltet sein. Das Ausgangssignal des Diskriminators steht
an den Arbeitswiderständen 20, 21 zur Verfügung und kann an Ausgangsklemmen 24,
25 abgenommen werden, die durch einen Siebkondensator 43 überbrückt sind.
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Die zweite Sekundärwicklung 29 des Eingangstransformators 12
ist mit ihrer einen Klemme geerdet und mit ihrer anderen Klemme an ein Ende einer
Induktivität, z. B. einer Spule 26 angeschlossen. Zwischen das andere Ende
der Spule 26 und Masse ist ein Kondensator 27 veränderbarer Kapazität
geschaltet. Der Verbindungspunkt 28 zwischen der Spule 26 und dem
Kondensator 27 ist mit der Basiselektrode 30 eines Transistors
31 verbunden, dessen Emitter 32 an Masse liegt. Der Kollektor
33 des Transistors 31 ist an den Verbindungspunkt zweier Widerstände
34, 35 angeschlossen, die einen Spannungsteiler bilden und mit ihren anderen
Klemmen an Masse bzw. dem negativen Pol B - der Betriebsspannungsquelle
liegen. Der Kollektor 33 ist außerdem mit den Emittern 36, 37 der
Transistoren 16,
17 verbunden.
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Zur Erläuterung der Arbeitsweise der in F i g. 1
dargestellten
Schaltungsanordnung wird auf die F i g. 2 und 3 Bezug genommen. Die
ersten beiden Kurven 40, 41 in F i g. 2 zeigen die von der Wicklung
13 an die Basiselektroden 14 bzw. 15 der Transistoren 16 bzw.
17 gelieferten gegenphasigen Eingangsspannungen. Die negativen Halbwellen
dieser Spannungen sind in Flußrichtung der Transistoren gepolt.
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Die Eingangsspannung wird außerdem über die Wicklung 29 dem
durch die Spule 26 und den Kondensator
27 gebildeten,
auf die Mittelfrequenz der zu demodulierenden frequenzmodulierten Wechselspannung
abgestimmten Resonanzkreis zugeführt, der einen frequenzabhängigen Phasenschieber
darstellt. Die Phasenverschiebung der Spannung am Punkt 28
hängt von der Abweichung
der Frequenz der Eingangsspannung von der Resonanzfrequenz des Schwingkreises
26, 27 ab. Der Transistor 31, dem die Spannung veränderlicher Phasenlage
zugeführt wird, liefert in seinem Ausgangskreis eine rechteckimpulsförmige Bezugsspannung,
deren Verlauf der ausgezogenen Kurve 42 (F i g. 2) entspricht. Die Arbeitsweise
des Transistors 31 als Rechteckimpulsverstärker hängt im wesentlichen von
der Bemessung der in seinen Kollektorkreis geschalteten Widerstände 34,
35 ab. Je größer der Widerstand 35 im Vergleich zum Widerstand 34
ist, um so kleiner wird die Maximalamplitude der rechteckimpulsförmigen Bezugsspannung.
Die Schaltungsparameter sollen so gewählt werden, daß bei allen im Betrieb zu erwartenden
Eingangssignalamplituden eine rechteckförmige Ausgangsspannung gewährleistet ist.
Die am Ausgang des Transistors 31 auftretende Bezugsspannung, die dieselbe
Frequenz hat wie die Eingangsspannung, wird den Emittern 36, 37 der Transistoren
16 bzw. 17 gleichphasig mit solcher Polarität zugeführt, daß es die
beiden Transistoren gleichzeitig leitend zu machen strebt.
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Betrachtet man die Betriebsbedingungen zur Zeit Tl, so sieht man,
daß der Transistor nicht leitet, da zu diesem Zeitpunkt an der Basis 14 des Transistors
ein posivites Signal liegt. Im Transistor 16 fließt also auch dann kein nennenswerter
Strom, wenn dem Emitter 36 ein in Flußrichtung gepolter Rechteckimpuls 42
vom Transistor 31 zugeführt wird. Der Transistor 17 leitet jedoch
zur Zeit T 1, daß sowohl die Basis 15 als auch der Emitter
37 so vorgespannt sind, daß ein Stromfluß möglich ist. Im Zeitpunkt Tl fließt
also ein Strom von der Betriebsspannungsquelle B - über den Arbeitswiderstand
21, den Kollektor 19, den Emitter 37 und den Transistor
31
nach Masse.
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Zur Zeit T2 wird der Transistor 31 durch das vom Resonanzkreis
26, 27 zugeführte Signal gesperrt und an den Emittern 36, 37 der Transistoren
16 bzw. 17 tritt dann eine negative Spannung auf. Zwischen den Zeitpunkten
T2 und T3 sind daher beide Transistoren 16, 17 gesperrt. Im Zeitpunkt
T3 nehmen die Emitter36, 37 wieder Erdpotential an, so daß die Transistoren
16, 17 wieder leiten könnten. Der Transistor 17 ist zu diesem Zeitpunkt
jedoch durch die positive Eingangsspannung an seiner Basis 15 gesperrt, wie
die Kurve 41 zeigt. Der Transistor 16
kann andererseits zur Zeit
T3 leiten, da die an seiner Basis liegende Spannung40 gerade negativ ist.
Die in den Transistoren 16, 17 und den zugehörigen Arbeitswiderständen 20
bzw. 21 fließenden Ströme sind in F i g. 2 durch die schraffierten Rechtecke
44 bzw. 45 dargestellt. Bei der den Spannungen 40, 41, 42 und den Strömen 44, 45
entsprechenden Phasenlage leiten die Transistoren 16, 17 also abwechselnd,
und die Ausgangsspannung 46 ist praktisch Null, da die abwechselnd an den beiden
Arbeitswiderständen 20, 21 abfallenden Spannungen entgegengesetztes Vorzeichen und
gleiche mittlere Amplituden haben. Solange die Frequenz der von der Signalquelle
10 gelieferten Wechselspannung also gleich der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises
26, 27 ist, ist die Ausgangsspannung an den Klemmen 24, 25 gleich
Null, das Ausgangssignal wird auch durch Amplitudenschwankungen des Eingangssignals
nicht beeinflußt. Sobald sich jedoch die Eingangsfrequenz merklich ändert, tritt
an den Ausgangsklemmen des Diskriminators eine der Frequenzabweichung entsprechende
Ausgangsspannung auf. Die Grenzen des Frequenzhubes, die der Diskriminator noch
verarbeiten kann, entsprechen der Frequenzabweichung, bei der die Phasenverschiebung
am Punkt 28 des Resonanzkreises 26, 27 in bezug auf die Eingangsschwingung
901' ist. Bei einer solchen Phasenverschiebung entspricht die vom Transistor
31 erzeugte rechteckimpulsförmige Bezugsspannung der in F i g. 2 gestrichelt
dargestellten Kurve 50. Bei dieser Phasenlage der Bezugsspannung
50 fällt diese nun zu keinem Zeitpunkt mehr mit den negativen Halbwellen
der an der Basis des Transistors 16 liegenden Eingangsspannung 40 zusammen,
so daß der Transistor 16 nicht mehr leitend wird und im Arbeitskreis 20 daher
auch kein Strom fließt. Der Transistor 17 kann dagegen während jeder negativen
Halbwelle der seiner Basis 15 zugeführten Eingangsspannung 41 leiten. Die
rechteckförmige Ausgangsspannung am Arbeitswiderstand 21 hat dann den durch die
Kurve 53 (F i g. 2) dargestellten Verlauf, während die Ausgangsspannung
am Arbeitswiderstand 20 praktisch gleich Null ist, was durch die gestrichelte Linie
52
angedeutet ist. Die mittlere Ausgangsspannung an den Klemmen 24,
25 ist daher nicht länger Null und entspricht der gestrichelten Linie 54.
Bei einer Phasenverschiebung gleichen Betrages, jedoch entgegengesetzten Vorzeichens,
kehren sich die Verhältnisse genau um, und es tritt eine Ausgangsspannung entsprechend
der gestrichelten Linie 55 auf.
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Das in F i g. 3 dargestellte Diagramm zeigt die Ab-
hängigkeit
der längs der Ordinate aufgetragenen Amplitude der Ausgangsspannung an den Klemmen
24, 25 von der Frequenz der am Transformator 12 liegenden hochfrequenten
Eingangsspannung dar. Zwischen den Punkten 56, 57 besteht ein praktisch linearer
Zusammenhang zwischen der Abweichung der Frequenz des Eingangssignals von der Mittelfrequenz
62 und der Amplitude des Ausgangssignals. Die maximale Amplitude des Ausgangssignals
ist in beiden Polaritäten ungefähr gleich der Hälfte der Betriebsspannung B-. Bei
einer rein Ohmschen Last ist daher das mittlere Ausgangssignal an den einzelnen
Arbeitswiderständen 20, 21 ungefähr gleich einem Viertel der Betriebsspannung; die
Amplitude des Ausgangssignals kann durch die Parallelkondensatoren 22 bzw.
23 bis auf etwa die Hälfte der Betriebsspannung erhöht werden. Zur Begrenzung
des Kollektorstromes der Transistoren 15, 17 müssen diesen Kondensatoren
22, 23 jedoch Strombegrenzungswiderstände 38 bzw. 39 in Reihe
geschaltet werden. Wenn der Verbraucher auf den Mittelwert der an den Widerständen
20, 21 abfallenden Spannunganspricht, wie es beispielsweise bei einem Meßinstrument,
Relais od. dgl. der Fall ist, können die Kondensatoren 22, 23, die Strombegrenzungswiderstände
38, 39 und der Siebkondensator 43 gegebenenfalls entfallen.
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Die dem Punkt 62 entsprechende Mittelfrequenz kann mittels
des Kondensators 27 oder gegebenenfalls einer Veränderung der Induktivität26
abgeglichen werden. Die Steilheit der Diskriminatorkennlinie zwischen den Punkten
56, 57 (F i g. 3) und damit
der maximale Frequenzhub
bzw. die Empfindlichkeit können durch Änderung der Güte des Resonanzkreises
26, 27 beeinflußt werden. Bei höherer Güte (Induktivität/Kapazität) wird
die Kentilinie steiler und entspricht dann beispielsweise der gestrichelten Geraden
60, während sich bei einer Güteverringerung eine flachere Kennlinie
61 ergibt.
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Die in F i g. 1 dargestellte symmetrische Diskriminatorschaltung
ist von Natur aus selbstbegrenzend und unempfindlich gegen Oberwellen und Änderungen
der Transistorkennlinien.
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F i g. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, die
in vieler Hinsicht der an Hand von F i g. 1 erläuterten Ausführungsform entspricht,
so daß auch für entsprechende Teile gleiche Bezugszeichen verwendet worden sind.
Im folgenden wird daher nur auf die Merkmale näher eingegangen, in denen sich das
in F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel von dem der F i g. 1
unterscheidet.
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Bei der in F i g. 4 dargestellten Schaltungsanordnung wird
die an der Klemme 28 auftretende Wechselspannung veränderlicher Phasenlage
ebenfalls der Basis 80 eines Transistors 81 zugeführt, dessen Emitter-Kollektor-Strecke
82-83 jedoch direkt in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke der Transistoren
16, 17 geschaltet ist. Der Mittelabgriff der Sekundärwicklung 13 ist
bei F i g. 4 nicht mit Masse sondern mit den Emittern 36, 37 und dem
Kollektor 83 des Transistors 81 verbunden.
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Der Transistor 81 kann selbstverständlich auch in gleicher
Weise in die Stromzuführungsleitung zwischen den Arbeitswiderständen und der Betriebsspannungsquelle
geschaltet sein, der Mittelabgriff der Sekundärwicklung 13 und die Emitter
36, 37 werden geerdet.
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Auch das in F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel ist von
Natur aus selbstbegrenzend, und seine Arbeitsweise ist praktisch unabhängig von
den Parametern der verwendeten Transistoren und vom Oberwellengehalt der Eingangsspannung,
da alle Transistoren rechteck-förmige Ausgangsspannungen liefern.
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F i 1-1. 5 zeigt nähere Einzelheiten einer praktischen Ausführungsforin
der Erfindung, die im Prinzip dem vereinfachten Schaltbild der F i g. 1 entspricht.
Die von einer Quelle 10 gelieferte frequenzmodulierte Eingangsspannung wird
wieder der Primärwich-lung 11 eines Transformators 12 mit den Sek-undärwicklungen
13, 29 zugeführt. Das eine Ende der Wicklung 13 ist über einen Widerstand
202 mit der Basis 204 des ersten Transistors 206 verbunden, während das andere
Ende der Wicklung 13 über einen Widerstand 203 an die Basis
205 des zweiten Transistors 207 angeschlossen ist. Der Kollektor
208 des Transistors 206 ist über einen ersten Arbeitswiderstand 210
an eine Gleichspannungsquelle B - angeschlossen, mit der der Kollektor
209 des Transistors 207
über einen zweiten Arbeitswiderstand 211 verbunden
ist. Wie bei F i g. 1 sind die Kollektoren 208, 209 mit Ausgangssklemmen
214, 215 gekoppelt, hier ist jedoch zwischen die Kollektoren 208, 209
noch ein Filter geschaltet, das zwei Widerstände 216, 217, die in Reihe vor
die Ausgangsklemmen geschaltet sind, und einen parallel zu den Ausgangsklemmen liegenden
Kondensator 218 enthält. Die Widerstände 216,
217 sind hier
nötig, da bei einer rein kapazitiven Kollektorbelastung kein rechteckförmiger Ausgangsstrom
gewährleistet wäre und die Arbeitsweise der Schaltung dann von den Transistorparametern
abhängen würde.
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Zum Erzeugen der rechteckimpulsförmigen Bezugsspannung ist die zweite
Sekundärwicklung 29
wieder mit einem Serienresonanzkreis verbunden, der hier
aus einer veränderlichen Induktivität 226 und einem Kondensator
227 besteht, deren gemeinsame Klemme 228 an die Basis 230 eines
Transistors 231
angeschlossen ist, der zur ersten Stufe eines Bezugsspannungsverstärkers
232 gehört. Der Emitter 233
des Transistors 231 ist über einen
Kopplungstransformator 235 an die Basis 236 eines Transistors
237
angeschlossen, der zur zweiten Stufe des Verstärkers 232 gehört.
Der Kollektor 242 des Transistors 231
ist über einen Widerstand 244 mit dem
negativen Pol B - der Betriebsspannungsquelle verbunden und für Signale
der Eingangsfrequenz durch einen Kondensator 245 gegen Masse verblockt. Der Widerstand
244 bildet einen Teil eines Spannungsteilers, zu dem außerdem noch zwei in Reihe
geschaltete Widerstände 246, 248 gehören, die zwischen den Kollektor 242 und Masse
geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Widerstände 246, 247 ist mit dem anderen
Ende der Sekundärwicklung 29 und außerdem über einen Kondensator 248 mit
Masse verbunden.
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Der Emitter 253 des Transistors 237 liegt an Masse.
Der Kollektor 256 ist mit den Emittern 258,
259 der beiden Diskriminatortransistoren
206 bzw. 207 und außerdem mit einem Spannungsteiler verbunden, der
aus zwei Widerständen 255, 257 besteht, die zwischen B- und Masse geschaltet
sind.
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Die Arbeitsweise der in F i g. 5 dargestellten Schaltungsanordnung
entspricht im wesentlichen der oben erläuterten Arbeitsweise der F i g. 1.
Die in der Wicklung 13 des Eingangstransformators 12 induzierte frequenzmodulierte
Eingangsspannung wird den Basiselektroden 204, 205 der Transistoren
206
bzw. 207 im Gegentakt zugeführt. Die Widerstände 202,
203 im Eingangskreis der Transistoren 206 bzw. 207 sind verhältnismäßig
groß, so daß die Transistoren ein Eincrangssignal verhältnismäßig konstanten Stromes
erhalten. Wie bei dem eingangs beschriebenen Ausführungsbeispiel reicht jedoch die
den Basiselektroden der beiden Transistoren zugeführte Wechselspannung nicht aus,
um sie in den leitenden Zustand auszusteuern, da den Emittern der beiden Transistoren
normalerweise vom Spannungsteiler 255, 257 eine Sperrspannung zugeführt wird.
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Die in der zweiten Wicklung 29 des Eingangstransformators 12
induzierte Spannung gelangt über den frequenzempfindlichen Phasenschieber
226, 227
zum Verstärker 232 und läßt im Kollektorkreis des Transistors
237 eine rechteckimpulsförmige Bezugsspannung entstehen, die den Emittern
258, 259 der Transistoren 206, 207 zugeführt wird, und diese wie an
Hand von F i 2 und 3 beschrieben wurde, arbeiten läßt.
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Die in F i
g. 5 dargestellte Schaltungsanordnung, kann mit
folgenden Bauelementen aufgebaut werden-
| Widerstände |
| 202,203 ........ 3,3 kOhm |
| 210,211 ........ 2,2 kOhm |
| 216,217 ........ 3,3 kOhm |
| 244 ............. 1,5 kOhm |
| 246,247 ........ 10 kOhm |
| 255 ............. 4,7 kOhm |
| 257 ............ 22kOhm |
| Kondensatoren |
| 218 ............. 0,25 #tF |
| 245,248 ........ 25 #t17 |
| Induktivitäten |
| 226 ............. 0,5 bis 1,5 mH |
| Spannungsquelle |
| B . ............ - 45 V Geichspannung. |