-
Hochfrequenzschaltung für Kondensatormikrophone Die Erfindung betrifft
eine Schaltung für Kondensatormikrophone.
-
Die bekannten Schaltungen lassen sich in zwei Gruppen einteilen. Die
eine Gruppe, bei der die Wandlerkapazität eine bestimmte konstante elektrische Ladung
erhält und bei der Kapazitätsschwankungen, hervorgerufen durch die Membranbewegungen,
an einem Arbeitswiderstand Spannungsänderungen erzeugen, die der Membranbewegung
proportional sind, ist sehr gebräuchlich und wird als Niederfrequenzschaltung bezeichnet.
-
Die Schwierigkeiten dieser Schaltungsgruppe liegen darin, daß infolge
der kleinen Kapazität des Mikrophons sehr hochohmige Arbeitswiderstände verwendet
werden müssen, so daß Isolationsprobleme auftreten und außerdem alle jene unangenehmen
Erscheinungen zu bekämpfen sind, die sich aus der Hochohmigkeit der Steuerkreise
(Gitterkreise von Elektronenröhren) ergeben.
-
Bei der anderen Gruppe von Schaltungen für Kondensatormikrophone verursacht
die von der Membranbewegung abhängige Schwankung der Wandlerkapazität die wenigstens
angenähert proportionale Änderung einer Bestimmungsgröße, beispielsweise der Amplitude,
Phase oder Frequenz einer hochfrequenten Hilfsschwingung. Diese Schaltungsanordnungen
werden daher im allgemeinen als Hochfrequenzschaltungen bezeichnet.
-
Eine der bekanntesten Schaltungen dieser Art ist die Rieggersche Schaltung,
bei der die Kapazitätsschwankungen des Kondensatormikrophons eine Frequenzmodulation
der hochfrequenten Hilfsschwingung verursachen, deren Demodulation durch eine der
bekannten Schaltungen eine niederfrequente Spannung liefert, die dem Signal des
Wandlers entspricht.
-
Bei einer anderen Hochfrequenzschaltung wird die Amplitude der Hochfrequenzspannung
im Takt der Kapazitätsschwankungen des Wandlers verändert. Man erhält bei dieser
Anordnung eine Art Amplitudenmodulation, bei der jedoch der Träger fehlt und erst
mit Hilfe von Kunstschaltungen phasenrichtig hinzugefügt werden muß.
-
Schließlich ist auch eine Hochfrequenzschaltung bekanntgeworden, bei
der das Kondensatormikrophon C in einem Zweig einer Brücke angeordnet ist und in
Reihe mit einem Kondensator, der den anliegenden Brückenzweig bildet, liegt. Die
Einspeisung der Hochfrequenzspannung erfolgt hierbei über einen Übertrager, dessen
Sekundärwicklung aus zwei symmetrischen Hälften besteht, die gleichzeitig die zwei
gegenüberliegenden Brückenzweige bilden. Die Auskopplung der niederfrequent modulierten
Wechsel-Spannung erfolgt aus der Brückendiagonale über einen Niederfrequenztransformator,
der seinerseits in der Diagonale einer Diodenbrücke liegt. Der Gleichspannungsweg
für diese Brückendiagonale ist über eine Hochfrequenzdrossel in der Hochfrequenz-Brückendiagonale
geschlossen.
-
Der Nachteil dieser Schaltungsanordnung besteht vor allem in ihrer
geringen Empfindlichkeit. Die durch die Kapazitätsänderung des Kondensatormikrophons
bei Beschallung hervorgerufene Modulation der Hochfrequenz ist sehr gering, so daß
Störmodulationen sowie das Eigenrauschen der Demodulationsschaltung einen unbefriedigenden
Störspannungsabstand bewirken.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einer solchen vorstehend
beschriebenen Hochfrequenzschaltung für Kondensatormikrophone die genannten Nachteile
zu verringern, was erfindungsgemäß dadurch erzielt wird, daß sowohl die Kapazität
des Mikrophons als auch jene des mit ihm in Reihe liegenden Kondensators durch Zuschaltung
von Induktivitäten in zwei hintereinandergeschaltete Schwingungskreise einbezogen
sind, deren Resonanzfrequenz etwas oberhalb bzw. etwas unterhalb der Frequenz des
die Anordnung speisenden Oszillators liegt.
-
Diese Schwingungskreise können entweder als Parallelresonanzkreise
oder als Serienresonanzkreise ausgebildet sein.
Weitere Einzelheiten
und Vorteile der erfindungsgemäßen Anordnung ergeben sich aus der nachfolgenden
Beschreibung an Hand der Figuren der Zeichnung, in der F i g. 1 die Schaltungsanordnung
darstellt, von der die Erfindung ausgeht, und F i g. 2 ein Ausführungsbeispiel der
-Erfindung zeigt.
-
Die Grundschaltung, von der die Erfindung .ausgeht, ist die schematisch
in F i g. 1 dargestellte Brükkenschaltung. Mit A ist ein Transistoroszillator benannt,
dessen Frequenz vorzugsweise zwischen 500 und 2000 kHz liegt. Die Schwingungsfrequenz
dieses Oszillators wird im wesentlichen von der Induktivität des Hochfrequenzübertragers
Ü, und den beiden hintereinandergeschalteten Kapazitäten Co und C, bestimmt. Co
ist hierbei die Kapazität des Kondensatormikrophons, C, eine ungefähr gleich große
Kapazität. Sind beide Kondensatoren gleich groß, so sind auch die Hochfrequenzspannungen
an den beiden Dioden D, und D2 (U, bzw. U2) gleich groß, so daß sich die demodulierten
Rauschspannungen, mit denen die Amplitude der Hochfrequenz moduliert ist, am Niederfrequenzübertrager
Ü, zum größten Teil kompensieren. Da im praktischen Betrieb die beiden Kapazitäten
Co und C, nie vollkommen gleich und außerdem stets unkontrollierbare Streukopplungen
vorhanden sind, bleibt somit am Übertrager Ü2 ein Rauschspannungsrest bestehen,
der auch am Ausgang wirksam wird und gemeinsam mit dem Demodulationsrauschen der
Dioden (Sperrauschen und Durchlaßrauschen) den Störabstand der Anordnung vermindert.
-
Die Schaltung arbeitet folgendermaßen: Wird das Kondensatormikrophon
beschallt, so ändert sich dessen Kapazität Co und damit auch das Spannungsverhältnis
U": U2, wobei jedoch die Summe der beiden Spannungen U, -i-- U2 konstant bleibt.
Bei der Demodulation entsteht daher eine Spannungsdifferenz an der Primärwicklung
des Übertragers Ü2, die proportional der Kapazitätsschwankung von Co ist und welche
die nutzbare Tonfrequenzspannung darstellt.
-
In F i g. 2 ist nun die erfindungsgemäße Hochfrequenzschaltung für
Kondensatormikrophone gezeigt, die eine Weiterentwicklung der vorstehend beschriebenen
Schaltungsanordnung darstellt und eine Vergrößerung der Modulation und damit eine
Verbesserung des Störabstandes zum Ziel hat.
-
Die Schaltung gemäß F i g. 2 unterscheidet sich von jener der F i
g. 1 dadurch, däß die beiden Kapazitäten Co und C, in Schwingungskreise einbezogen
sind. In F i g. 2 sind die Schwingungskreise als Parallelresonanzkreise ausgebildet,
es können aber grundsätzlich auch Serienresonanzkreise sein.
-
Die Frequenz des die Anordnung speisenden Transistoroszillators
A wird durch die Induktivität L des Übertragers Ü, sowie aus den Induktivitäten
L, und L, gemeinsam mit den Kapazitäten Co und C, bestimmt, wobei Co die Ruhekapazität
des Kondensatormikrophons darstellt. Ist UB, die Brückenspannung,
so ergeben sich die Spannungen an den Dioden UD, und UD2 aus folgender Gleichung:
Uo, = Ui -f- UB,
UD2 = U, = UBr (1)
Die gleichgerichtete
Spannung am Niederfrequenzübertrager U2 ist dann bekanntlich gleich der halben Differenz
der Absolutwerte der Diodenspannungen:
Die Spannungen U, und Uz sind Vorspannungen für die Dioden und werden zweckmäßigerweise
größer als die bei maximaler Aussteuerung vorkommende Brückenspannung
UB, gemacht. Unter dieser Voraussetzung geht Gleichung (2) über in UNr
= 1 UBri Die Brückenspannung fällt an der Hochfrequenzdrossel im Brücken-Nullzweig
ab und ist bei Co = Cl gleich Null. Für eine möglichst hohe Empfindlichkeit ist
es erforderlich, bei Verstimmung von Co eine möglichst große Änderung der Brückenspannung
UBr hervorzurufen. Es läßt sich zeigen, daß die Brückenspannung UBr proportional
der Widerstandsänderung zwischen den Punkten 1-0 bzw. 2-0 ist. Liegt wie in F i
g. 1 zwischen den Punkten 1-0 und 2-0 eine reine Kapazität, ist die Scheinwiderstandsänderung
proportional der C-Änderung. Hierbei ist Co die Ruhekapazität des Kondensatormikrophons
und A Co die durch den Schall hervorgerufene Kapazitätsänderung. Bei der erfindungsgemäßen
Anordnung, bei der den Kapazitäten Co und C, eine Induktivität parallel oder in
Serie zugeschaltet ist, derart, daß ein Teil der Ruhekapazität Co bzw. C, weggestimmt
wird, gilt für den Parallelresonanzkreis
und für den Serienresonanzkreis sinngemäß
wobei
die Oszillatorfrequenz und (o, die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises darstellt.
-
Wenn also nach Gleichung (5) die Verstimmung der Resonanzkreise nur
wenig verschieden von 1 gemacht wird, dann ist die relative Widerstandsänderung
und damit auch die Brückenspannung um ein Vielfaches größer als die Kapazitätsänderung
Die Verstimmung ist also so zu wählen, daß die Resonanzkreise Lo, Co und L,, C,
leicht kapazitiv sind. Dies bedeutet, daß bei Verwendung von Serienresonanzkreisen
die Resonanzfrequenz des Kreises Lo, Co bzw. L,, C, oberhalb der Oszillatorfrequenz
liegen muß
bei Verwendung von Parallelresonanzkreisen wie in F i g. 2 hingegen die Kreisfrequenz
kleiner sein muß als die Betriebsfrequenz (?i >1). Die mit dieser erfindungsgemäß
verbesserten Schaltung erzielbare Empfindlichkeit des Wandlers ist bei ausreichender
Stabilität etwa um den Faktor 5 größer als die der bekannten Schaltung. Da der Rauschanteil
nur unwesentlich vergrößert wird, steigt damit auch der Störspannungsabstand.
An
Stelle des Kondensatormikrophons kann auch ein anderer kapazitiver Wandler als modulierendes
Organ verwendet sein.