DE1189131B - Impulsverstaerker - Google Patents

Impulsverstaerker

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DE1189131B DER35311A DER0035311A DE1189131B DE 1189131 B DE1189131 B DE 1189131B DE R35311 A DER35311 A DE R35311A DE R0035311 A DER0035311 A DE R0035311A DE 1189131 B DE1189131 B DE 1189131B
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DER35311A
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Thomas Richard Mayhew
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RCA Corp
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Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. CL:
HÜ3k
Deutsche Kl.: 21 al-36/04
Nummer: 1189131
Aktenzeichen: R 35311 VIII a/21 al
Anmeldetag: 31. Mai 1963
Auslegetag: 18. März 1965
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Impulsverstärker, der als Leseverstärker in Verbindung mit einem Speicher hoher Arbeitsgeschwindigkeit in einem Digitalrechner Verwendung finden kann.
Die bekannten Leseverstärker für Datenspeicher von Digitalrechenanlagen haben den Nachteil, daß sie durch die Signale hoher Amplitude, die in den Lesewicklungen während des Einspeicherns der Information induziert werden, blockiert und damit arbeitsunfähig werden können. Diese Schwierigkeit tritt besonders bei Anlagen auf, in denen die Leseleitung auch als Ziffernschreibleitung verwendet wird, wie z. B. in wortorganisierten Speichern. Die Lesesignale, die in der Leseleitung durch einen Leseimpuls erzeugt werden, haben im allgemeinen eine um ein Vielfaches kleinere Amplitude als die Signale, die in der Leseleitung durch die Ziffernimpulse erzeugt werden, und trotzdem soll der Verstärker auf die kleinen Lesesignale ohne Verzögerung ansprechen können. Wenn der Verstärker durch große Signale übersteuert und blockiert wird, verringert sich die Arbeitsgeschwindigkeit, da der Verstärker genügend Zeit haben muß, um sich nach einem Speichervorgang zu erholen.
Ein weiteres Problem stellt bei Leseverstärkern für Datenspeicher die Tatsache dar, daß die Amplitude der Lese- oder Ausgangssignale stark schwanken kann, wohingegen das Ausgangssignal des Verstärkers nur zwei diskreter Werte fähig sein soll. Außerdem soll das Ausgangssignal im allgemeinen länger andauern als das Lesesignal. Die bekannten Schaltungsanordnungen, die diesen Bedingungen genügen, sind relativ kompliziert und enthalten eine unerwünscht große Anzahl von Schaltungselementen, so daß die Zuverlässigkeit zu wünschen übrig läßt und die Kosten relativ hoch sind. Durch die Erfindung sollen diese Nachteile weitgehend vermieden werden. Ein für die obenerwähnten Zwecke brauchbarer Verstärker gemäß der Erfindung enthält eine spannungsstabilisierte Diode mit negativer Widerstandscharakteristik zur Steuerung der Empfindlichkeit eines Transistorverstärkers. Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung kann beispielsweise einen linearen Transistorverstärker enthalten, der während eines Leseintervalls einen in Flußrichtung gepolten Ruhestrom an eine Esaki- oder Tunneldiode liefert, dessen Amplitude nur wenig kleiner als der Höckerstrom der Tunneldiode ist. Ein dem Verstärker zugeführtes kleines Eingangssignal richtiger Amplitude kann dann den Flußstrom der Tunneldiode so weit vergrößern, daß die Tunneldiode vom Niederspannungszustand in den Hochspannungszustand schaltet.
Impulsverstärker
Anmelder:
Radio Corporation of America, New York, N.Y. (V. St. A.)
Vertreter:
Dr.-Ing. E. Sommerfeld, Patentanwalt, München 23, Dunantstr. 6
Als Erfinder benannt:
Thomas Richard Mayhew, Levittown, N. J.
(V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 4. Juni 1962 (199 786) - -
Eine Stromquelle, die einen in Sperrichtung gepolten Strom liefert, ist außerdem über einen außerhalb der Leseperiode selektiv betätigbaren Schalter an die Tunneldiode angeschlossen. Der Schalter kann einen Transistor enthalten, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die Stromquelle für den Sperrstrom und die Tunneldiode geschaltet ist. Der durch die Stromquelle gelieferte Sperrstrom ist größer als der obenerwähnte und in Flußrichtung gepolte Ruhestrom, so daß die Tunneldiode in den Niederspannungszustand zurückschaltet, wenn der Schalter geschlossen wird. Die Tunneldiode hat in diesem Zustand einen hohen Auslöseschwellwert und ist dementsprechend unempfindlich gegen Eingangssignale großer Amplitude, die zwischen den Leseperioden auftreten können.
Ein bevorzugtes, jedoch nicht notwendiges Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Tunneldiode zwischen den Leseperioden vollständig am Schalten gehindert werden kann, unabhängig von der Größe des Eingangssignals, in dem der Maximalwert des Flußstromes, der durch den linearen Verstärker geliefert werden kann, auf einen Wert begrenzt wird, der in Kombination mit dem über den Schalter zugeführten Sperrstrom kleiner ist als der Höckerstrom der Tunneldiode. Die Strombegrenzung bewirkt, daß in dem sonst linearen Verstärker bei Eingangssignalen großer Amplitude eine hohe Impedanz auftritt. Diese hohe Impedanz bewirkt eine Gegenkopplung, eine Verringerung des Verstärkungsgrades und eine schnelle Erholung des Verstärkers.
509 519/371
Die Erfindung soll nun an Hand von nicht einschränkend auszulegenden Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert werden; dabei bedeutet
F i g. 1 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Leseverstärkers gemäß der Erfindung,
F i g. 2 Strom-Spannungs-Kennlinien zur Erläuterung der Arbeitsweise des in F i g. 1 dargestellten Verstärkers und
F i g. 3 und 4 Schaltbilder zweier Schaltungsanordnungen zur Strombegrenzung, die wahlweise in der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung verwendet werden können.
Der in Fig. 1 dargestellte Leseverstärker enthält einen Eingangstransistor 10, der als linearer Verstärker arbeitet. Die Strecke zwischen dem Kollektor 12 und dem Emitter 14 des Transistors 10 ist mit einer spannungsstabilisierten Tunneldiode 16, die eine negative Widerstandscharakteristik hat, in Reihe ge- ao schaltet. Die Kathode der Diode 16 ist an einen auf einem Bezugspotential liegenden Schaltungspunkt angeschlossen, der als. Masse dargestellt ist. Eine Spannungsquelle + F1, die zwischen den Emitter 14 und Masse geschaltet ist, liefert einen wenigstens annähernd konstanten Strom. Der Diode 16 wird also durch den Eingangstransistor 10 ein in Flußrichtung gepolter Strom zugeführt. Eine Basiselektrode 18 des Transistors ist über einen Widerstand 20 an eine Quelle für eine Spannung + F2 angeschlossen, deren Wert bezüglich der Vorspannung des Emitters 14 so gewählt ist, daß der Ruhearbeitspunkt des Transistors im Flußbereich liegt. Im Ruhezustand fließt in die Tunneldiode 16 ein Strom, der gleich dem obenerwähnten konstanten Strom abzüglich des in die Basis 18 fließenden Stromes ist. Der Basis 18 werden über einen Kondensator 22 Eingangssignale 26 zugeführt, beispielsweise von einem Speicher hoher Arbeitsgeschwindigkeit. Zwischen den Emitter 14 und Masse ist ein Ableitkondensator 24 geschaltet. Das gestrichelte Rechteck 90 um das Massesymbol soll bedeuten, daß an die Stelle der Masseverbindung auch eine andere Schaltungsanordnung treten kann, wie weiter unten noch genauer erläutert werden wird.
Die durch einen Emitter 32 und eine Basis 34 gebildete Diode eines Ausgangstransistors 30 ist parallel zur Tunneldiode 16 geschaltet. Die Tunneldiode 16 ist so gepolt, daß sowohl sie als auch die Emitter-Basis-Diode Strom in Flußrichtung führen. Eine Kollektorelektrode 38 des Ausgangstransistors 30 ist über einen Kollektorwiderstand 36 mit einer Kollektorspannungsquelle + V3 verbunden. Ausgangsklemmen 40 sind an den Kollektor 38 und Masse angeschlossen.
Ein dritter Transistor 54 arbeitet als elektronischer Schalter. Die Strecke zwischen einem Emitter 50 und einem Kollektor 52 des Transistors 54, eine gewöhnliche Diode 56 und einen Widerstand 58 sind in Reihe zwischen eine negative Spannungsquelle — F4 und die Anode der Tunneldiode 16 geschaltet. Die Spannungsquelle — V4 liefert einen Sperrstrom hoher Amplitude an die Tunneldiode 16, wenn der Transistor 54 leitet. Eine Basiselektrode 60 des Transistors 54 ist über einen Widerstand 62, der einen hohen Widerstandswert hat, an eine Quelle für eine negative Vorspannung -F5 angeschlossen. Der Basiselektrode 60 werden über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 68 und einem Kondensator 70 Eingangssignale 64 zugeführt, die den Transistor 54 steuern. Normalerweise liegt der Eingang des Transistors 54 auf einem hohen Pegel, der als Sperrpegel bezeichnet werden soll. Der Sperrpegel ist so bemessen, daß der Transistor 54 voll leitet. Der Transistor 54 kann durch einen negativen Schalt- oder Uhrimpuls 64 gesperrt werden.
Die Arbeitsweise des in F i g. 1 dargestellten Verstärkers läßt sich am besten an Hand der in F i g. 2 dargestellten Strom-Spannungs-Kennlinien verstehen. Die Kurve 74 ist die Strom-Spannungs-Kennlinie der Tunneldiode 16. Die Flußkennlinie 74 umfaßt einen ersten Teil a-b bei niedriger Spannung, in dem die Diode einen positiven Innenwiderstand hat, einen zweiten Teil b-c, in dem die Diode einen negativen Innenwiderstand hat, und einen dritten Teil c-d, der bei verhältnismäßig hohen Spannungen liegt und in dem die Diode wieder einen positiven Innenwiderstand hat. In Sperrichtung besteht die Kennlinie 74 nur aus einem linearen Teil a-e entsprechend einem positiven Innenwiderstand.
Die Schaltungsparameter sind so gewählt, daß die Tunneldiode in Abwesenheit eines Eingangssignals an der Klemme 28 Strom in Flußrichtung während der Tastperiode führt, da während dieser Zeitspanne an der Klemme 66 ein Tastsignal 64 liegt, das den Transistor 54 sperrt. Die Impedanz des Transistors 54 ist dann sehr hoch, und er stellt nur eine vernachlässigbar kleine Belastung für die Tunneldiode dar.
Die gestrichelte Gerade 76 stellt die einem konstanten Strom entsprechende Lastlinie der Tunneldiode 16 dar, die zum Eingangstransistor 10 und der diesem zugeordneten Schaltung gehört. Die ausgezogene Kurve 78 ist die Strom-Spannungs-Kennlinie, die sich ergibt, wenn man in die Basis 34 des Ausgangstransistors 30 blickt. Der obere Teil der Kurve 78 fällt in der Nähe der Ordinate mit der gestrichelten Geraden 76 zusammen, so daß der Transistor 30 nicht leitet, wenn die Spannung an seiner Emitter-Basis-Diode in der Nähe von 0 Volt liegt.
Die Kurve 78 schneidet die Betriebskennlinie 74 in den Punkten 80, 82, die in den Bereichen a-b bzw. c-d positiven Widerstandes liegen und beide stabile Arbeitspunkte darstellen. Der Arbeitspunkt der Tunneldiode 16 bleibt in bekannter Weise im Niederspannungszustand (Arbeitspunkt 80), bis der Flußstrom durch die Diode über den Maximalwert Ip des Höckerstromes, der dem Punkt b auf der Kennlinie 74 entspricht, gesteigert wird.
Bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung soll zuerst angenommen werden, daß der Schalttransistor 54 durch ein Tastsignal 64 gesperrt ist. Der Verstärker soll dann auf ein kleines Eingangssignal ansprechen und einen konstanten Ausgangsimpuls liefern. Der Eingangstransistor 10 liefert einen praktisch konstanten Strom I1 an die Tunneldiode 16, durch den die Tunneldiode auf den stabilen Arbeitspunkt 80 (F i g. 2) im Niederspannungsbereich vorgespannt wird. Der Strom I1 liegt knapp unterhalb des Maximalwertes /„. Die Spannung an der Tunneldiode 16 kann dabei beispielsweise 30 mV betragen, der Ausgangstransistor 30 ist gesperrt und die Spannung an den Ausgangsklemmen 40 ist etwa + V3 Volt. Der Eingangsklemme 28 wird nun ein kleines negatives Eingangssignal 26 zugeführt, das das durch den Kondensator 22 auf die Basis 18 des Eingangstransistors 10 gekoppelt wird und den
Emitterstrom dieses Transistors erhöht. Der für die Erhöhung des Emitterstromes erforderliche zusätzliche Strom wird durch den Überbrückungskondensator 24 geliefert. Wenn der Kollektorstrom um einen Betrag steigt, der größer als /„ —I1 ist, so wird der Höckerstrom der Tunneldiode 16 überschritten, und der Arbeitspunkt der Tunneldiode springt rasch durch den Bereich negativen Widerstandes zum stabilen Arbeitspunkt 82 (F i g. 2) im Hochspannungsbereich. Die Spannung an der Tunneldiode 16 kann dann etwa 400 mV betragen, und die Emitter-Basis-Diode des Ausgangstransistors 30 wird so weit in Flußrichtung vorgespannt, daß der Transistor 30 stark leitet. Die Spannung an den Ausgangsklemmen 40 ist dann etwa 0 Volt. Es ist ersichtlich, daß die Tunneldiode 16 als Schwellwerteinrichtung arbeitet. Wenn außerdem die Tunneldiode 16 einmal geschaltet hat, fällt die Spannung am Kollektor 38 des Ausgangstransistors 30 auf etwa 0 Volt ab, unabhängig davon, welche Amplitude das Eingangssignal 26 hatte. Die Amplitude des Eingangssignals 26 kann also verhältnismäßig stark schwanken.
Die Tunneldiode 16 hat außerdem noch eine andere wichtige Funktion in der Schaltungsanordnung. Im allgemeinen reicht die Dauer des Eingangssignals 26, d. h. die Impulsbreite, nicht aus, um ein Speicherregister zu setzen. Bei der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung reicht es jedoch aus, wenn das Eingangssignal 26 so lange andauert, bis die Tunneldiode 16 geschaltet hat. Tunneldioden sind jedoch sehr rasch arbeitende Schaltungselemente, deren Schaltzeit in der Größenordnung weniger Nanosekunden liegt. Wenn die Tunneldiode 16 einmal geschaltet hat, bleibt sie in dem gesetzten Zustand, bis sie auf andere Weise zurückgestellt wird. Die Tunneldiode 16 bewirkt also außerdem eine Impulsverlängerung. Eine weitere Funktion der Tunneldiode besteht darin, daß sie eine Stromverstärkung bewirkt. Der Strom durch die Tunneldiode beträgt I1 mA, wenn kein Eingangssignal anliegt. Wenn die Tunneldiode jedoch geschaltet hat, beträgt der Strom I2. Ein Strom von etwa I1 —12 wird von der Tunneldiode 16 zum Transistor 30 abgeleitet. Dieser Strom, der in F i g. 2 mit Ib bezeichnet ist, ist annähernd vergleichbar mit dem Eingangssignalstrom und reicht aus, den Ausgangstransistor 30 in die Sättigung anzusteuern.
Wenn der Tastimpuls 64 endet, wird der Transistor 54 voll leitend, und über die Emitter-Kollektor-Strecke 50, 52 wird der Tunneldiode 16 dann ein großer in Sperrichtung gepolter Strom zugeführt. Die Werte der Vorspannung — F4 und des Widerstandes 58 sind so bemessen, daß dieser in Sperrichtung gepolte Strom beträchtlich größer ist als der durch den Eingangstransistor 10 an die Tunneldiode 16 gelieferte Flußstrom. Die Tunneldiode 16 kann beispielsweise in Sperrichtung auf den Arbeitspunkt 86 (F i g. 2) durch einen in Sperrichtung fließenden Strom des Betrages I3 +11 vorgespannt werden, der durch den Transistor 54 geliefert wird. Dieser in Sperrichtung fließende Strom schaltet die Tunneldiode 16 zurück, wenn der Tastimpuls endet, und läßt außerdem einen starken Basisstrom im Ausgangstransistor 30 fließen, der diesen Transistor schnell sperrt. Das Ausgangssignal 44 steigt dabei von Null auf + F3 Volt an.
Die Größe des in Sperrichtung fließenden Stromes wird so gewählt, daß die Tunneldiode 16 auch dann nicht schalten kann, wenn in der Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Tastsignalen 64 große Störimpulse 26 auftreten. Diese großen Signale könken, wie erwähnt, durch Ziffernimpulse während des Speichervorganges verursacht werden und besitzen im allgemeinen eine wesentlich größere Amplitude als die Lesesignale. Bei den in F i g. 2 dargestellten Bedingungen muß der Kollektorstrom des Eingangstransistors 10 um den Betrag /3+/pmA erhöht werden, um die Tunneldiode 16 in den Tastimpulspausen zum Schalten zu bringen. Es kann verhindert werden, daß die Tunneldiode 16 bei einem bestimmten Maximalwert der Störimpulse 26 schaltet, indem der Sperrstrom geeignet bemessen wird oder indem der vom Eingangstransistor 10 gelieferte Strom in einer noch zu beschreibenden Weise begrenzt wird.
Der nächste Tastimpuls 64 sperrt den Transistor 54 wieder. Der in der Tunneldiode 16 fließende Strom kehrt seine Richtung um und steigt auf einen Wert I1 an, wenn der Transistor 54 sperrt. Die für die Stromumkehr in der Tunneldiode 16 erforderliche Zeit wird hauptsächlich durch die parallel zur Diode wirksame Eigenkapazität bzw. Schaltkapazität und den Widerstand der Diode 16 bestimmt und ist in der Praxis sehr kurz. Es besteht die Gefahr, daß die Tunneldiode 16 durch Störsignale fälschlich zum Schalten gebracht wird, die in der Leitung zwischen dem Transistor 54 und der Tunneldiode 16 induziert werden, während der Transistor 54 zu leiten aufhört und der die Tunneldiode 16 durchfließende Strom sich dem Wert I1 nähert. Dies ist besonders dann der Fall, wenn der Transistor 54 in einem gewissen Abstand von der Tunneldiode 16 angeordnet ist. Um solches unerwünschtes Schalten der Tunneldiode 16 zu verhindern, ist in den Kollektorkreis des Transistors 54 eine Diode 56 eingeschaltet. Die Diode 56 und der Widerstand 58 werden nahe der Tunneldiode 16 angeordnet. Die Impedanz der Diode steigt stark an, wenn sich der Strom vom Kollektor 52 dem Wert Null nähert, und die Diode 56 dient dann als Schwellwertelement, das die Tunneldiode 16 von der an den Kollektor 52 angeschlossenen Leitung isoliert. Der Verstärker kann nun auf den nächsten kleinen Eingangsimpuls 26 ansprechen.
Es soll darauf hingewiesen werden, daß der Spannungshub am Kollektor 12 des Eingangstransistors 10 durch die Tunneldiode 16 auf einen kleinen Wert begrenzt wird, wodurch die Gegenkopplung vom Kollektor 12 auf die Basis 18 weitgehend verringert wird. Der Eingangstransistor 10 übt zwei wichtige Funktionen aus: Er stellt erstens einen Wechselstromweg für die Eingangssignale 26 dar, indem diese stark verstärkt werden, und er liefert zweitens während der Tastperiode einen Vorspannungsgleichstrom für die Tunneldiode 16. Der Transistor 10 arbeitet bei einem Strompegel, der genügend hoch liegt, um einen hohen Wert für das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt zu ergeben. Eine Tunneldiode 60 mit einem Höckerstrom /„ von 5 mA kann beispielsweise durch den Transistor 10 mit einem Ruhestrom von 4,2 mA beaufschlagt werden. Ein üblicher Transistor, wie z. B. der Typ 2 N 769 hat bei 4,2 mA und 5 V ein Verstärkungs-Bandbreite-Produkt von 800 MHz.
Die ganze Schaltungsanordnung arbeitet von Natur aus schnell, da die Eingangssignale einen linearen Breitbandverstärker, einen Tunneldioden-Schwellwertkreis und einen gesättigten Ausgangstransistor,
der gewöhnlich nur eine Belastung von einer Einheit treiben muß, durchläuft. Die Schaltungsanordnung ist außerdem, verglichen mit bekannten Schaltungen dieser Art, verhältnismäßig einfach, da die Stufen teilweise mehrere Funktionen erfüllen, wie oben erwähnt wurde.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird der Leseverstärker zwischen den Tastperioden, wenn der Arbeitspunkt der Tunneldiode 16 beim Punkt 86 (Fig. 2) liegt, vollständig verriegelt, indem der maximal mögliche Stromanstieg durch den Eingangstransistor 10 auf einen Wert begrenzt wird, der kleiner als /. + Ip mA ist. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß das gestrichelte Rechteck 90 in Fig. 1 durch die Schaltungsanordnung in dem gestrichelten Rechteck 92 der F i g. 3 ersetzt wird. Die in F i g. 3 dargestellte Schaltungsanordnung enthält einen Widerstand 94, dessen eine Klemme an eine positive Spannung + V1 angeschlossen ist. Die andere Klemme des Widerstandes 94 ist an den linken Belag des Überbrückungskondensators 24 (Fig. 1) angeschlossen. Zwischen die zuletzt erwähnte Klemme des Widerstandes 94 und Masse ist eine Diode 96 geschaltet. Der Widerstand 94 und die Spannungsquelle + V1 liefern einen konstanten Strom. Dieser Strom fließt durch die Diode 96, wenn kein Eingangssignal 26 vorhanden ist. Der Anstieg des Emitterstromes des Transistors 10 infolge eines Eingangssignals 26 großer Amplitude ist auf den konstanten Strom, der durch diese Quelle geliefert wird, begrenzt und kann auf einen Wert eingestellt werden, der kleiner ist als /s+/pmA. Wenn außerdem der gesamte Strom von der Diode 96 abgeschaltet wird, sperrt diese Diode, so daß im Kreis des Emitters 14 eine hohe Impedanz erscheint. Diese hohe Impedanz bewirkt eine starke Gegenkopplung und setzt den Verstärkungsgrad des sonst linearen Verstärkers für große Eingangssignale 26 herab.
Eine andere Strombegrenzungsschaltung, die in Verbindung mit der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung verwendet werden kann, ist in F i g. 4 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung enthält einen Widerstand 100, der zwischen die linke Klemme des Ableitkondensators 24 und eine Spannungsquelle + V1 geschaltet ist. Der Widerstand 100 und die Spannungsquelle + V1 liefern einen konstanten Strom, der normalerweise in einen Emitter 102 eines Transistors 104 fließt. Ein Kollektor 106 dieses Transistors liegt an Masse. Eine Basis 108 ist gegenüber dem Emitter 102 durch eine über einen Widerstand 110 angeschlossene Spannungsquelle + F2 in Flußrichtung vorgespannt. Die Arbeitsweise der soweit beschriebenen Strombegrenzungsschaltung entspricht derjenigen, die in Fig. 3 dargestellt ist, und der Anstieg des zum Emitter 14 fließenden Stromes wird auf einen Wert begrenzt, der durch die Werte des Widerstandes 100 und der Spannung + V1 begrenzt ist.
Ein zusätzliches Merkmal der in F i g. 4 dargestellten Schaltung besteht darin, daß die Basis 108 über einen Kondensator 114 an eine Eingangsklemme 118 angeschlossen sein kann. Wenn das Eingangssignal zwischen dieser Eingangsklemme 118 und der Eingangsklemme 28 des Transistors 10 zugeführt wird, arbeitet der lineare Verstärker als Differenzverstärker, so daß gleichphasige Signale unterdrückt werden. Der Verstärker spricht auf ein negatives Signal am Eingang des Transistors 10 oder ein positives Signal an der Eingangsklemme 118 an, nicht jedoch auf Signale gleicher Amplitude und Polarität an diesen Eingängen.
Bei dem in Fig. 1 dargestellten Verstärker wurden PNP-Transistoren verwendet. Statt dessen kann man natürlich auch NPN-Transistoren im Tast- und Ausgangskreis verwenden; in diesem Falle müssen dann die Tunneldiode 16, die gewöhnliche Diode 56 und die verschiedenen Spannungsquellen umgepolt werden.

Claims (3)

Patentansprüche:
1. Impulsverstärker, der auf Signale kleiner Amplitude anspricht, Signale großer Amplitude jedoch sperrt, gekennzeichnet durch einen Eingangstransistor (10), der einen in Flußrichtung gepolten Ruhestrom solcher Amplitude an eine spannungsstabilisierte Diode (16) mit negativer Widerstandscharakteristik liefert, daß der Arbeitspunkt der Diode in einem ersten stabilen Arbeitsstrombereich (a-b) liegt, durch eine Eingangsschaltung (10, 22, 24, 28), die den Flußstrom in der Diode auf einen Wert zu erhöhen gestattet, daß der Arbeitspunkt der Diode in einen zweiten stabilen Arbeitsstrombereich (c-d) springt, durch eine Quelle (-F4) für einen in Sperrichtung gepolten Strom, die mit der Diode über einen Schalter (54) verbunden ist, der durch einen Tastimpuls (64) steuerbar ist, welcher den Schalter betätigt, um die Diode in den ersten stabilen Arbeitsstrombereich zurückzuschalten und zu halten, solange der Tastimpuls andauert, und durch Ausgangsklemmen (40), die mit der Diode gekoppelt sind und an denen je nach dem Betriebszustand der Diode zwei Ausgangsspannungen verschiedener Größe anliegen.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Flußstrom, den der Eingangstransistor liefern kann, auf einen Wert begrenzt ist, der den Höckerstrom der Diode nicht übersteigen kann, wenn die den in Sperrichtung gepolten Strom liefernde Stromquelle ebenfalls an die Diode angeschlossen ist (F i g. 3 und 4).
3. Verstärker nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die den in Sperrichtung gepolten Strom liefernde Stromquelle eine Schwellwertdiode (56) enthält, die die Diode (16) mit negativer Widerstandscharakteristik von dem Schalter (54) isoliert und eine unerwünschte Auslösung der Diode mit negativer Widerstandscharakteristik verhindert.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
509 519/371 3.65 © Bundesdruckerei Berlin
DER35311A 1962-06-04 1963-05-31 Impulsverstaerker Pending DE1189131B (de)

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