DE1170461B - Monostabiler oder astabiler Multivibrator - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Internat. Kl.: H 03 k

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

Deutsche KL: 21 al - 36/02

N 20941 VIII a/21 al
12. Dezember 1961
21. Mai 1964

Die Erfindung betrifft einen monostabilen oder astabilen Multivibrator zum Erzeugen einer Rechteckbzw. Sägezahnspannung mit zwei Flächentransistoren und einer Impedanz im Kollektorkreis des ersten Transistors, einer Kapazitätskopplung zwischen den Emittern und einer weitgehend gleichstrommäßigen Kopplung zwischen dem Kollektor des ersten und der Basis des zweiten Transistors.

In der britischen Patentschrift 767 727 sind verschiedene Schaltungen beschrieben, die im wesentlichen einen ersten Transistor mit einer weniger als Eins betragenden Stromverstärkung zwischen Emitter und Kollektor und mit einer Impedanz in seinem Emitterkreis und einer Impedanz in seinem Kollektorkreis, welche Impedanzen Gleichstromwege bilden, einen zweiten Transistor gleicher Leitungsart auch mit einer weniger als Eins betragenden Stromverstörkung zwischen Emitter und Kollektor, und eine Rückkopplungsschleife mit einer Kopplung, welche einen Gleichstromweg zwischen dem Kollektor des ersten Transistors und der Basis des zweiten Transistors ergibt, und einer eine Impedanz enthaltenden Kopplung zwischen den Emitterelektroden der beiden Transistoren. Wie weiterhin in der erwähnten Patentschrift beschrieben, kann in der Schaltung ein Kondensator als Kopplung zwischen den Emitterelektroden und eine direkte Verbindung zwischen der Kollektorelektrode des ersten Transistors und der Basiselektrode des zweiten Transistors angewendet werden.

Da der Emitterwiderstand des ersten Transistors und nicht der Emitterwiderstand des zweiten Transistors mit der positiven Speisung verbunden ist, wird die gesamte exponentiell Aufladekurve zum Bestimmen der Impulszeit verwendet und somit die Impulsbreite mit viel größerer Ungenauigkeit bestimmt.

Ein weiterer Nachteil ist der, daß einige monostabile Abarten der bekannten Schaltung bis unter das Knie der Kollektorstromspannungskennlinie betrieben werden. Dieser Nachteil wird bei monstabilen und astabilen Multivibratoren der eingangs genannten Art dadurch beseitigt, daß in dem Emitterkreis des im Grundzustand leitenden Transistors eine Diode geschaltet ist und der Emitter des anderen Transistors von einer Quelle konstanten Stromes gespeist wird, die auf höherem Potential liegt als der Fußpunkt der Diode, und daß eine Rechteckspannung am Kollektor des ersten Transistors und eine Sägezahnspannung am Emitter des zweiten Transistors abnehmbar ist.

Die in einer Richtung durchlässige Vorrichtung wird dazu verwendet, den Kondensator der Kopplung zwischen den Emitterelektroden in einer verhältnismäßig kurzen Zeit über einen niederohmigen Wider-Monostabiler oder astabiler Multivibrator

Anmelder:

N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven

(Niederlande)

Vertreter:

Dr. rer. nat. P. Roßbach, Patentanwalt,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:

Alan Frederick Newell Testwood,

Southampton Hants,

Barrie Gilbert, Moordown, Bornemouth

(Großbritannien)

Beanspruchte Priorität:
Großbritannien vom 15. Dezember 1960

(43 214),

vom 8. Juni 1961 (20 753)

stand wieder aufladen zu können (dieser Widerstand soll nicht höher als die Impedanz der Vorrichtung selbst sein) und gleichzeitig eine verhältnismäßig hohe Impedanz für den Strom zu bieten, der über diesen Kondensator zur Emitterelektrode des ersten Transistors fließt.

Bei dem neuen Multivibrator ist die Impulszeit unabhängig von Speisepotentialen, die · Triggerempfindlichkeit und die Schaltzeiten sind verbessert.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen bildet die Kopplung zwischen der Kollektorelektrode des ersten Transistors und der Basiselektrode des zweiten Transisotrs einen Gleichstromweg. Es ist aber auch möglich, eine Wechselstromkopplung mit einer Zeitkonstante zu verwenden, welche groß ist gegenüber der Dauer des zu erzeugenden Impulses.

Ein Generator mit konstantem Strom kann in den Emitterkreis des zweiten Transistors aufgenommen werden, d. h. ein Generator mit einer verhältnismäßig hohen inneren Impedanz. Ein solcher Generator kann aus dem Emitter-Kollektor-Kreis eines Grenzschichttransistors bestehen, der derart geschaltet ist, daß er eine hohe innere Impedanz aufweist.

Der Emitter-Kollektor-Weg eines weiteren Transistors kann derart in die Emitterleitung dieses zweiten Transistors aufgenommen werden, daß das im zweiten Transistor sofort nach einem Impuls auftretende

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Überschwingen von Kollektorspannung und -strom verhütet wird, wobei die Basiselektrode des weiteren Transistors mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist. Wenn ein Generator mit konstantem Strom verwendet wird, wie vorerwähnt, so wird der weitere Transistor zwischen dem zweiten Transistor und diesem Generator eingeschaltet.

Die in einer Richtung durchlässige Vorrichtung kann mit der Emitterelektrode des weiteren Transistors verbunden werden. Diese Emitterelektrode wird in den betreffenden Zeiten im wesentlichen als ein Punkt konstanten Potentials wirken infolge des Umstandes, daß die Basiselektrode des weiteren Transistors sich auf konstantem Potential befindet.

Bei den nachfolgend beschriebenen Beispielen sind der erste und zweite Transistor Grenzschichttransistoren der p-n-p-Art.

Die Erfindung wird nunmehr an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 das Schaltbild einer monostabilen Schaltung, F i g. 2 eine Reihe von zur Schaltung nach F i g. 1 gehörigen Spannungs-Zeit-Diagrammen,

F i g. 3 das Schaltbild einer Verbesserung des Sägezahngenerators nach Fig. 1,

F i g. 4 das Schaltbild einer Verbesserung eines Rechteckgenerators nach F i g. 1 und

F i g. 5 eine Reihe von zur Schaltung nach F i g. 4 gehörigen Spannungs-Zeit-Diagrammen.

In F i g. 1 ist die Kollektorelektrode eines ersten Transistors T₁ der p-n-p-Art unmittelbar mit der Basiselektrode eines zweiten Transistors T₂ der p-n-p-Art gekoppelt, und die Emitterelektroden dieser Transistoren sind durch einen Kondensator C₂ miteinander verbunden. Eingangstriggerimpulse werden über einen Kondensator C₁ zugeführt.

Der bei S angedeutete Generator mit konstantem Strom kann jede geeignete Form haben, z. B. wie in F i g. 1 und 3 dargestellt aus einem Transistor T₃ in geerdeter Basisschaltung bestehend, welche einen Bereich besonders hohen Ausgangswiderstandes ahnlieh dem einer Pentodenkennlinie aufweist.

Die Diode D₁ dient dazu, den Kondensator C₂ in kurzer Zeit wieder aufladen zu können.

Die Wirkungsweise der Schaltung ist wie folgt: Im normalen stabilen Zustand ist der Transistor T₁ gesperrt, und es fließt ein Strom I₁ aus einer konstanten Stromquelle S über den Transistor T₂. Die Zuführung eines negativen Triggerimpulses über C₁ macht T₁ leitend und erzeugt eine positive Spannungsstufe an der Kollektorelektrode von T₁ und der Basiselektrode von T₂. Der Transistor T₂ wird dann gesperrt, und I₁ lädt den Kondensator C₂ auf. Dieser quasistabile Aufladezustand dauert an, bis die Spannung an C₂ hinreichend zugenommen hat, um T₂ wieder in den Leitungszustand zu bringen. Wenn der Transistor T₂ wieder leitend wird, nimmt der Strom durch T₁ ab und bewirkt eine negative Stufe an der Kollektorelektrode von T₁ und der Basiselektrode von T₇,. Der Vorgang ist kumulativ und endet damit, daß der Transistor T₁ gesperrt ist und der Transistor T₂ den Strom I₁ sowie den Wiederaufladestrom von C₂ führt. Spannungs-Zeit-Diagramme der Schaltung sind in F i g. 2 dargestellt, in der V_Cl, Ve₁, V_f, und V₀₂ die Spannungen an den entsprechenden Kollektorelektroden und Emitterelektroden darstellen, wobei die Vorzeichen nach oben positiv und nach unten negativ sind. Die erste Spannungsstufe an der Emitterelektrode von T₂ ergibt sich aus der Spannungsstufe an der Emitterelektrode von Transistor T₁, wenn in diesem Strom I₁ zu fließen beginnt. Das Überschwingen des Impulses an der Emitterelektrode von T₁ und der Kollektorelektrode von T₂ am Ende (t_p) des Kippimpulses wird durch den Wiederaufladestrom von C₂ bewirkt, der durch Z?₄, O₁ und T₂ fließt.

Die Amplitude der positiven Spannungsstufe an der Basiselektrode von T₂ wird gegeben durch:

wobei Oi₁ den α-Wert des Transisotrs !T₁ und x₂ den α-Wert des Transistors T₂ darstellt.

Der Kondensator C₂ muß sich somit aufladen auf

Vc = («1 + ^₂-I) Z₁ R₁ —V_e,~A V_bei

wobei Fe₁ die Spannung an der Emitterelektrode von T₁, bewirkt durch das Fließen von Z₁, und Δ F&e₂ den Unterschied zwischen der Basis-Emitter-Spannung von T₂, bei der das kumulative Einschalten auftritt, und der Basis-Emitter-Spannung mit einem zur Emitterelektrode fließenden Strom Z₁ darstellt. Da C₂ durch einen konstanten Strom I₁ aufgeladen wird, ist:

I₁ tp
C₂

Vc =

= («, + A₂- 1) Z₁ R₁ —V_ei~A V_bet

wobei t_p die Dauer des Kippimpulses darstellt.

Folglich:

h — (^αι + *2 — Ο

R₁

C₂Ve₁ C_%AV_bet I₁ I₁

Wenn die Spannungsstufe an der Kollektorelektrode des ersten Transistors Z₁ R₁ (Ot₁ + a₂ — 1) groß gegenüber Fe₁ und A Vbe₂ gewählt wird, so reduziert sich die Gleichung (1) auf:

= (X₁ + X₂-I)C₂Zi₁

(2)

Die aus dieser Schaltung erhaltenen Impulse haben steile Flanken, da die Transistoren im ungesättigten Zustand betrieben werden. Auch ist, wie sich aus der Gleichung (1) ergibt, die Impulszeit größtenteils unabhängig von Transistorkennlinien und Speisequellen. Der Emitterleckstrom von T₂ ist bei der Ableitung der Gleichung (1) nicht berücksichtigt, aber dieser Strom beträgt nur einen Bruchteil des Leckstromes Z_co und ist also normalerweise gegenüber Z₁ vernachlässigbar.

Die Diode D₁ wird dazu verwendet, C₂ in kurzer Zeit über den niederohmigen Widerstand R₁ wiederaufladen zu können und gleichzeitig eine hohe Impedanz für den Aufladestrom Z₁ zu bilden.

Zur Illustrierung folgt nachstehend ein praktischer Satz von Werten und Komponenten:

Tabelle I

Transistoren T1 —T2	= Mullard Typ OC42
Transistor T3	= Mullard Typ OC71
Diode D1	= Mullard Typ OA81
Speisespannung V0 C]	= -6VoIt
Speisespannung V0 c.	= -12VoIt
Speisespannung Vee	= +6VoIt
Kondensator C1	= 100 pF
Kondensator C2	= 0,01 y-F
Widerstand R1	= 560 0hm
Widerstand R2	= 270 0hm
Widerstand R3	= 470 0hm
Widerstand Z?4	= 100 Ohm
Widerstand A5	= 2,7 kOhm
Widerstand Z?e	= 2,7 kOhm
Widerstand A7	= 270 0hm

Der Schaltung nach F i g. 1 kann eine rechteckige Ausgangsspannung an die Kollektorelektrode des Transistors T₁ und auch eine sägezahnförmige Ausgangsspannung an die Emitterelektrode des Transistors T₂ entnommen werden. Jedoch ein Nachteil 5 der monostabilen Schaltung nach F i g. 1 mit durchverbundenen Emitterelektroden bei Verwendung als Sägezahngenerator ist die erste Spannungsstufe (F i g. 2). Mittel zur Beseitigung dieser Stufe sind in F i g. 3 dargestellt.

Wenn in der Emitterelektrode von T₁ Strom zu fließen beginnt, wird die über R₁ auftretende positive Spannungsstufe an die Basiselektrode eines Transistors T₄ der n-p-n-Art gelegt. Der Strom in T₄ fließt über den Widerstand R₃ im Basiskreis von T₁, wobei die Amplitude dieses Stromes derart eingestellt ist, daß die negative Spannungsstufe an der Basiselektrode von T₁ zur Beseitigung der positiven Stufe an der Emitterelektrode gerade ausreicht.

Die in Reihe mit der Basis-Elektroden-Leitung von T₁ dargestellte Diode Z)₂ dient zum Verhüten eines Durchbruchs der positiven Flanke des Triggerimpulses.

In einem praktischen Falle können die Werte und Komponenten der Schaltung nach F i g. 3 wie folgt

Tabelle II

Transistoren T₁, T₂ und T₃ = Mullard Typ OC42 Transistor T₄ = Mullard Typ OC139

Diode D₁ — Mullard Typ OA81

Diode D₂ = Mullard Typ OAlO

Speisespannung F_c c = — 12VoIt

Speisespannung V_ee = + 6 Volt

Kondensator C₁ = 27OpF

Kondensator C₂ =0,1 μ¥

Widerstand ^₁ =1 kOhm

Widerstand R₃ = 470 0hm

Widerstand R₅ = 470 0hm

Widerstand R_e = 470 0hm

Widerstand R₇ = 270 0hm

Widerstand R_a =1 kOhm

Widerstand R_b = 10 kOhm

Widerstand R_c = 1 kOhm

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Die Schaltung nach F i g. 3 kann dadurch astabil gemacht werden, daß ein Widerstand Ra zum Liefern einer Vorwärtsvorspannung für den Transistor T₁ hinzugefügt wird. In diesem Falle sind die Elemente Ra, Rb, Rc, Ti, C₁ und Z)₂ nicht notwendig und können entfernt werden.

Bei der Schaltung nach F i g. 1 können die beiden Speisequellen — F_CCl und — F_CC2 das gleiche Potential haben, wenn die direkte Kopplung zwischen der Kollektorelektrode von J₂ und der Basiselektrode von T₂, wie vorerwähnt, durch eine Wechselstromkopplung mit großer Zeitkonstante ersetzt wird.

Die Abart nach F i g. 4, die einen Rechteckgenerator betrifft, entspricht größtenteils der Ausführungsform nach Fig. 1, abgesehen von einem weiteren Transistor T₆, und F i g. 5 entspricht den letzten beiden Kurven der F i g. 2 (die Diagramme nach F i g. 2 sind vergleichshalber in gestrichelten Linien dargestellt).

In F i g. 4 entsprechen sämtliche Elemente mit Ausnahme des weiteren Transistors T₅ denjenigen der F i g. 1 und haben die gleichen Bezugszeichen. i?4 ist weggelassen, und die Verbindungen sind darin verschieden, daß (a) R₃ mit der Basiselektrode von T₃ statt mit Erde verbunden ist, und (b) die Diode D₁ mit der Emitterelektrode des Transistors T₅ verbunden ist.

Die Wirkungsweise ist wie folgt: Während der Ruhe- und quasi-stabüen Perioden fließt ein stabilisierter Strom I_e vom Transistor T₃ zum Transistor T₅. Die Emitterelektrode des Transistors T₅ befindet sich daher ungefähr auf Erdpotential, und die Schaltung verhält sich auf eine Weise, wie an Hand der F i g. 1 und 2 beschrieben wurde. Während der Wiederherstellungsperiode (tr) fängt die Diode D₁, und der Strom Ie wird von T₅ weggeleitet, da seine Emitterelektrode beim Entladen von C₂ negativ wird. Die Entladung ist linear (da der Strom konstant ist) und gleich derjenigen während derquasi-stabilen Periode t_q. Die Wiederherstellungsperiode ist demnach gleich der Impulsbreite (t_g), da der Kondensator von demselben Strom und über dieselbe Spannungsänderung wie während der quasi-stabilen Periode entladen wird.

Während der Ruhe- und Wiederherstellungsperioden bleibt der Emitterstrom von T₂ ziemlich genau konstant. Während der Ruheperiode fällt er nämlich auf Oi₅ I_e ab (λ₅ = α-Wert von T₅), so daß während der Wiederherstellung eine sehr kleine rechteckige Überschwingung von etwa 1 bis 2 % auftritt (dies ist bei 0 in der entsprechenden Spannungskurve F₀, der F i g. 5 dargestellt).

Ein weiterer Vorteil der Schaltung nach F i g. 4 ist, daß deren Wirkungsweise bei Verwendung als Frequenzteiler wegen der linearen Impulsform an der Emitterelektrode von T₁ (s. die Kurve V_Sl in Fig. 5) stark verbessert ist.

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Monostabiler oder astabiler Multivibrator zum Erzeugen einer Rechteck- bzw. Sägezahnspannung mit zwei Flächentransistoren und einer Impedanz im Kollektorkreis des ersten Transistors, einer Kapazitätskopplung zwischen den Emittern und einer weitgehend gleichstrommäßigen Kopplung zwischen dem Kollektor des ersten und der Basis des zweiten Transistors, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Emitterkreis des im Grundzustand leitenden Transistors (T₁) eine Diode (Z)₁) geschaltet ist und der Emitter des anderen Transistors (T₂) von einer Quelle konstanten Stromes (S) gespeist wird, die auf höherem Potential (+V_ee) liegt als der Fußpunkt der Diode (D₁), und daß eine Rechteckspannung am Kollektor des ersten Transistors (T₁) und eine Sägezahnspannung am Emitter des zweiten Transistors (T₂) abnehmbar ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator mit konstantem Strom (S) aus dem Emitter-Kollektor-Kreis eines Grenzschichttransistors (T₃) besteht, der derart geschaltet ist, daß er eine hohe innere Impedanz aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (.R₄) in Reihe mit der in einer Richtung durchlässigen Vorrichtung (Z)₁) geschaltet ist (F i g. 1).

4. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, zum Erzeugen eines Sägezahnimpulses, dadurch gekennzeichnet, daß darin ein weiterer Transistor entgegengesetzter Leitungsart

(F i g. 3, Γ₄) aufgenommen ist, dessen Basiselektrode mit der Kollektorelektrode des ersten Transistors (T₁) und dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode des ersten Transistors (T₁) verbunden ist, und daß ein Regelwiderstand (Rb) in die Emitterleitung dieses weiteren Transistors (!T₄) eingeschaltet ist.

5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite in einer Richtung durchlässige Vorrichtung (D₂) zwischen einer Triggereingangsklemme und der Basiselektrode des ersten Transistors (T₁) angeordnet ist (F i g. 3).

6. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter-Kollektor-Weg eines weiteren Transistors (F i g. 4, T₅) derart in die Emitterleitung des zweiten Transistors (T₂) aufgenommen ist, daß das im

zweiten Transistor sofort nach einem Impuls auftretende Überschwingen von Kollektorspannung und -strom verhütet wird, wobei die Basiselektrode des weiteren Transistors (T₅) mit einem Punkt konstanten Potentials (Masse) verbunden ist.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (T₅) zwischen dem zweiten Transistor (J₂) und dem Generator mit konstantem Strom (S) eingeschaltet ist (F i g. 4).

8. Schaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die in einer Richtung durchlässige Vorrichtung (D₁) mit der Emitterelektrode des weiteren Transistors (T₅) verbunden ist (F ig. 4).

In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 767 727.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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