DE1165079B - Transistormultivibrator - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND DEUTSCHES mfrTM- PATENTAMT

Internat. Kl.: H 03 k

AUSLEGESCHRIFT

Deutsche Kl.: 21 al-36/02

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

P 29301 VIII a/21 al

2. Mai 1962

12. März 1964

Transistormultivibrator

Anmelder:

Philips Patentverwaltung G. m. b. H.,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:

Dipl.-Ing. Dieter Gössel, Hamburg-Lokstedt

Astabile bzw. monostabile Multivibratoren mit kreuzweiser Kollektor-Basis-Verkopplung zweier Transistoren sind bekannt. Bei diesen Multivibratoren besteht im allgemeinen ein guter linearer Zusammenhang von Frequenz- und Entladespannung, wenn die Entladespannung groß gegen die Aufladespannung ist, allein man kommt hier selten über Frequenzvariationen in der Größenordnung von 1:10 hinaus. Nur durch Anwendung zweier Aufladezeitkonstanten, deren eine bei hoher und deren andere bei niedrigen Frequenzen wirksam ist, wurden größere Frequenzvariationen erreicht. Die Frequenzsteuercharakteristik ist an der Stelle, wo die Wirkungen beider Zeitkonstanten einander ablösen, jedoch stark nichtlinear, was für bestimmte Anwendungen sehr nachteilig ist.

Die Erfindung bezieht sich nun auf einen astabilen

bzw. monostabilen Multivibrator mit kreuzweiser 2

Kollektor-Basis-Verkopplung zweier Transistoren

mit einer in weiten Grenzen einstellbaren Frequenz- Frequenzvariation dann einer Variation der Verzögebzw. Impulsdauer. Sie ist dadurch gekennzeichnet, 20 rungszeit. Da die Transistoren im leitenden Zustand daß ein beiden Transistoren gemeinsam zugeordneter, übersteuert sind und dank ihrer kleinen Restspannuneinstellbarer Basiswiderstand mittels als Schalter wirkender und zwischen den Basen und dem gemeinsamen Basiswiderstand liegender Dioden abwechselnd
an den jeweils gesperrten Transistor gelegt wird und 25
daß jeder der Transistoren während seiner Leitphase
durch geeignet dimensionierte, zu den Kopplungskondensatoren parallelliegende spannungsabhängige
Schaltelemente übersteuert wird. Die früher ausgeübte

Funktion der Basiswiderstände, in der Leitphase der 30 als Basiswiderstand der verkoppelten Transistoren, Transistoren für deren Übersteuerung zu sorgen, wird F i g. 3 eine Abwandlung der Schaltungsanordnung

auf andere Bauelemente übertragen. nach F i g. 1 mit zusätzlich umschaltbaren Kollektor-

Durch diese Aufteilung der Funktionen wird es widerständen und

möglich, den Basiswiderstand unabhängig von einer Fig. 4 eine Schaltungsanordnung, die eine Kom-

einschränkenden Übersteuerungsbedingung in weiten 35 bination von astabilem und bistabilem Multivibrator Grenzen zu verändern. Große Variationsmöglichkeit darstellt.

des Basiswiderstandes bedeutet aber auch große Die Transistoren 1 und 2 sind über die Konden-

Variationsmöglichkeit der Frequenz. satoren 3 und 4 zwischen Kollektor des einen Tran-

Der neue Multivibrator erlaubt eine gut lineare sistors und Basis des anderen Transistors kreuzweise Frequenzsteuerung von mindestens 1:1000 und ist 40 gekoppelt. Parallel zu den Kondensatoren 3 bzw. 4 daher besonders geeignet als einfacher Impulsgenera- liegit in den Fig. 1, 2 und 3 je eine Zenerdiode 5 tor für allgemeine Meß- und Prüfzwecke, da auf eine bzw. 6, der ein Reihenwiderstand 7 bzw. 8 vorge-Bereichsumschaltung verzichtet werden kann. Weitere schaltet sein kann. Die Emitter der Transistoren sind vorteilhafte Anwendungsgebiete des kontinuierlich in gemeinsam geerdet, während die Kollektoren über seiner Frequenzvariation steuerbaren Multivibrators 45 die Widerstände 9 bzw. 10 am gleichen Spannungs-Hegen in der digitalen Meß- und Regelungstechnik, pol U_0K liegen, an dem auch die Reihenschaltung aus als variabler Sollfrequenzgeber, als Strom-Frequenzbzw. Spannungs-Frequenz-Wandler wegen der gut
linearen Steuerkennlinie sowie in digitalen Regelkreisen zur aperiodischen Frequenzmultiplikation 50
durch Frequenzteilung im Rückführzweig. Beim
monostabilen Typ des Multivibrators entspricht die

gen wesentlich günstigere Schaltereigenschaften haben als Röhren, sind sie diesen in vielen Fällen vorzuziehen.

Die Zeichnung stellt einige Ausführungsbeispiele dar. Es zeigt

F i g. 1 eine Schaltungsanordnung mit Zenerdioden, F i g. 2 eine Abwandlung der Schaltungsanordnung

nach Fig. 1 mit einem komplementären Transistor

festem und veränderlichem Basiswiderstand 11 bzw. liegt, die ihrerseits an die Basen der Transistoren über Dioden 13 und 14 angeschlossen sind.

Die Zenerdioden 5 und 6 können in ihrer Wirkung wie Schalter parallel zu den Koppelkondensatoren 3 bzw. 4 aufgefaßt werden.

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Die Kondensatoraufladung, ζ. B. über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 2, erfolgt zunächst normal. Die Spannung am Kondensator 4 steigt an, entsprechend fällt der Basistrom ab. Zu einer bestimmten Zeit t = tv jedoch erreicht die Kondensatorspannung die Zenerdurchbruchsspannung U₂ der Zenerdiode 6. Die Zenerdiode 6 wird leitend, beendet die Aufladung und führt bis zum Ende der Leitphase von Transistor 2 den konstanten Basisstrom (U_0K — U₂₆)/ Widerstandswert von Widerstand 9 plus gegebenenfalls Widerstandswert von Widerstand 8, der so zu dimensionieren ist, daß der Transistor 2 übersteuert bleibt.

Die Entladephase von Kondensator 4 (Transistor 1 leitend, Transistor 2 gesperrt) verläuft völlig normal, da die Zenerdiode 6 sofort wieder sperrt, wenn die Spannung U_z unterschritten wird. Dies Verhalten entspricht dem Öffnen eines parallel zu Kondensator 4 gedachten Schalters.

Die Frequenzsteuerung erfolgt durch Variation der Basiswiderstände. Da symmetrische Schaltungen betrachtet werden, würde ein Doppelpotentiometer erforderlich sein. Die Konstanterhaltung des Tastverhältnisses erfordert, daß beide Widerstandsbahnen eines solchen Doppelpotentiometers die gleiche Widerstandsabhängigkeit vom Drehwinkel aufweisen. Das ist insbesondere bei Werten über 100 kQ nicht leicht zu realisieren und zwingt zur Verwendung von teuren, zum Teil abgleichfähigen Potentiometern.

Man kann aber auf den einen variablen Basiswiderstand verzichten und den anderen abwechselnd dem jeweils gesperrten Transistor zuordnen, wenn die Widerstände 11, 12 über Dioden 13 und 14 angeschlossen werden. Von den Dioden 13 und 14 ist immer diejenige leitend, deren Anode positiv gegen Masse ist.

Mit Sicherheit lassen sich mit der beschriebenen Schaltungsanordnung kontinuierlich steuerbare Frequenzvariationen bis 1:250 erzielen, wobei die Stromverstärkung der Transistoren etwa 50 betragen soll. Noch größere Frequenzvariationen bis über 1:1000 können erreicht werden mit auf gleiche Spannung U_z ausgesuchten Zenerdioden und besonders kritische Einstellung der Betriebsspannung U_0K. Der Empfindlichkeit gegen Betriebsspannungsschwankungen, der Stabilisation der Kollektorspannung durch die Zenerdioden und der Wirkung der Zenerdioden-Sperrkapazität kann durch Einführung von Serienwiderständen 7 und 8 begegnet werden.

Bei der bisher beschriebenen Schaltung ist die Frequenz umgekehrt proportional dem Basiswiderstand. Es gibt aber eine Reihe von Anwendungen, wo die Steuerbarkeit der Frequenz in weiten Grenzen durch einen Strom oder eine Spannung gefordert wird — möglichst mit linearer Abhängigkeit.

Hier bietet die Schaltung nach F i g. 2 eine vorteilhafte Lösung. Der gemeinsame Basiswiderstand ist durch den npn-Transistor 16 ersetzt worden. Dieser Transistor 16, der eine komplementäre Leitfähigkeit zu den verkoppelten Transistoren 1 und 2 besitzt, wird in einer der bekannten Schaltungen mit hohem differentiellem Innenwiderstand — z. B. in Basisschaltung — betrieben und hat daher über den gesamten positiven Bereich — z. B. der Kollektor-Basis-Spannung — eine ausgezeichnete Konstantstromkennlinie. Dieses günstige Verhalten hat bei Röhrenpentoden wegen deren relativ hoher Kniespannung keine Parallele. Außerdem sind Schaltungen, die komplementäre Transistoren benutzen, nicht in die Röhrentechnik übertragbar, da es in Röhren nur eine Sorte Ladungsträger — Elektronen — gibt.

Da das Umschalten der Transistoren 1 bzw. 2 erst bei einer geringen negativen Spannung erfolgt, zu der sich am Punkt 17 noch die Öffnungsspannung der gerade leitenden Diode 13 bzw. 14 addiert, erhält der Transistor 16 eine kleine negative Basisvorspannung U_!)m, die über Widerstand 19 an der Siliziumdiode 18 ίο abfällt. Die Diode 18 hat einen kleinen differentiellen Durchlaßwiderstand, außerdem ist der Basisstrom des Transistors 16 klein gegen den Querstrom durch den Widerstand 19; daher kann die so erzeugte Vorspannung als starr angesehen werden. Die Tatsache, daß der Kollektorstrom des Transistors 16 nahezu spannungsunabhängig gleich dem eingeprägten Emitterstrom ist (α «ί 1), hat zur Folge, daß die Kondensatorentladungen nicht mehr exponentiell, sondern linear verlaufen. Dies führt zu einer linearen Abhängigkeit der Multivibratorfrequenz vom Emitterstrom.

Da der Eingangswiderstand eines Transistors in Basisschaltung sehr klein ist, wird der Emitterstrom im wesentlichen durch den Emittervorwiderstand 19 begrenzt, so daß auch eine nahezu lineare Abhängigkeit der Multivibratorfrequenz von der Emittervorspannung gegeben ist.

Eine Schaltung, die außer spannungsabhängig überbrückten Kondensatoren auch noch umschaltbare Kollektorwiderstände benutzt, zeigt Fig. 3. Sie kommt zwar für eine lineare Frequenzsteuerung nicht so sehr in Frage, da neben der Widerstandssteuerung eine gleichläufige Spannungssteuerung auftritt, liefert aber gerade deshalb ohne Schwierigkeiten eine Frequenzvariation von mehr als 1:1000. Da der jeweils gesperrte Transistor beim Übergang in den leitenden Zustand einen großen Kollektorwiderstand sieht, ist das Umschaltverhalten auch bei sehr großem Widerstand 12 (tiefen Frequenzen) ausgezeichnet. Neben den an der Betriebsspannung U_0K2 liegenden Widerständen 9 und 10 sind noch die in Reihe mit Dioden 21 bzw. 22 geschalteten Widerstände 9' bzw. 10' vorgesehen, die an der Betriebsspannung Uq_Ki liegen. Während des Aufladevorganges sind die kleinen Kollektorwiderstände 9' bzw. 10' wirksam. Überschreitet die Kondensatoraufladespannung, die nahezu gleich der Kollektorspannung des jeweils gesperrten Transistors ist, den Wert von U_QKl, dann sperren die Dioden 21 bzw. 22, und in der Folge sind nur noch die großen Kollektorwiderstände 9 bzw. 10 wirksam. Die beiden Betriebsspannungen U_0Kl und U₀^₂ sowie die Zenerspannung U₁ liegen weit genug auseinander, z. B. U_0Kl = Va U₂ = Va U_0Ki, um die Schaltung unempfindlich gegen Spannungsschwankungen zu machen.

Eine verbesserte Schaltungsanordnung, mit der eine Frequenzvariation von 1: 7700 erzielt werden konnte, wobei sich der lineare Bereich von 14 Hz bis etwa 7OkHz erstreckte, was einer linearen Variation von 1:5000 entspricht, zeigt Fig. 4. Die Schaltungsanordnung ist eine Kombination von einem astabilen mit einem bistabilen Multivibrator. Die Transistoren 1 bzw. 2 gehören zum astabilen Teil. Der Rückkopplungsweg schließt sich über Emitterfolger 23 bzw. 24, die vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die Transistoren 1 und 2 sind. Sie erlauben, den Widerstand 9 bzw. 10 zur Erzielung günstigen Umschaltverhaltens bei tiefen Frequenzen (großem Basiswiderstand)

relativ hoch zu wählen, während der Widerstand 25 bzw. 26 für kurze Aufladezeiten klein sein darf.

Die Transistoren 27 und 28 bilden den bistabilen Teil und übernehmen die Funktion von parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke der Transistoren 1 bzw. 2 gedachten Schaltern. Solange z. B. ein genügend großer Aufladestrom aus der Basis des Transistors 2 herausfließt, ist dieser Transistor übersteuert. In dem Maße, wie der Ladestrom abklingt, wird der Emitter des Transistors 23 negativer. Damit schaltet der Transistor 28 über Widerstand 31 ein und hält den für die Transistoren 2 und 28 gemeinsamen Kollektor weiter auf Massepotential, wenn Transistor 2 wieder sperrt.

Der Einschaltbefehl (Sperrphase—Leitphase) wird mittels der Koppelkondensatoren 3, 4 über die Transistoren 1 bzw. 2 übertragen, während die Transistoren 27 bzw. 28 erst mit Ablauf des Aufladevorganges nachziehen und den Zustand aufrechterhalten. Den Ausschaltbefehl (Leitphase—Sperrphase) hingegen übertragen die Transistoren 27 bzw. 28, da die ihnen parallel geschalteten Transistoren 1 bzw. 2 in dieser Zeit schon völlig oder teilweise nichtleitend sind. Die Transistoren 27 bzw. 28 erhalten den Ausschaltbefehl über Kondensator 32 bzw. 33, dessen Ladung dazu dient, die während der Leitphase gespeicherte Basisladung schnellstens zu neutralisieren. Hier liegt ein Vorteil. Bei der bekannten Grundschaltung muß diese Neutralisationsladung den Koppelkondensatoren 3 bzw. 4 entnommen werden. Dementsprechend steht mit Beginn der Entladephase nur eine etwas kleinere Spannung als die Äufladespannung zur Verfügung, was sich in einer entsprechend kleineren Periodendauer bemerkbar macht. Dieser Effekt verschwindet nur dann, wenn die Basiskapazität bei Übersteuerung sehr klein gegen die Kondensatoren 3 bzw. 4 gemacht werden kann.

Im gleichen Augenblick, in dem z. B. Transistor 27 sperrt, beginnt der Aufladevorgang vom Kondensator 3 über Widerstand 25 abzulaufen. Man erhält am Emitter von Transistor 23 eine exponentiell abfallende Spannung. Solange die Emitterspannung am Transistor 23 positiver als U_0K ist, bleibt die Emitter-Basis-Diode von Transistor 23 gesperrt. Man erhält daher am gemeinsamen Kollektoranschluß der Transistoren 1 und 27 eine Spannung, die außer der von Natur aus steilen positiven Flanke auch eine steile negative Flanke besitzt. In der Schaltung nach F i g. 4 sind zwei verschiedene negative Betriebsspannungen U_0E und U_0K verwendet worden. Zum Beispiel kann U_0E = 2 · U_0K gewählt werden.

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Astabiler bzw. monostabiler Multivibrator mit kreuzweiser Kollektor-Basis-Verkopplung zweier Transistoren mit einer in weiten Grenzen einstellbaren Frequenz bzw. Impulsdauer, dadurch gekennzeichnet, daß ein beiden Transistoren (1, 2) gemeinsam zugeordneter, einstellbarer Basiswiderstand (11, 12) mittels als Schalter wirkender und zwischen den Basen und dem gemeinsamen Basiswiderstand (11, 12) liegender Dioden (13, 14) abwechselnd an den jeweils gesperrten Transistor (1, 2) gelegt wird und daß jeder der Transistoren (1, 2) während seiner Leitphase durch geeignet dimensionierte, zu den Kopplungskondensatoren parallelliegende spannungsabhängige Schaltelemente übersteuert wird.

2. Multivibrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewährleistung der Übersteuerung die Koppelkondensatoren mit Zenerdioden (5, 6) überbrückt sind, denen gegebenenfalls Widerstände (7, 8) vorgeschaltet sind.

3. Multivibrator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Basiswiderstand oder ein Teil des Basiswiderstandes durch die Kollektor-Emitter-Strecke eines zu den verkoppelten Transistoren komplementären Transistors (16) gebildet ist, der in einer Schaltung mit hohen differentiellem Innenwiderstand des Ausgangskreises, z. B. in Basisschaltung, betrieben wird.

4. Multivibrator nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verbesserung des Umschaltverhaltens bei tiefen Frequenzen zusätzliche Kollektorwiderstände (9', 10') vorgesehen sind, die größer als die in der Schaltung bereits vorhandenen Kollektorwiderstände (9, 10) sind und die über Dioden (21, 22) an einer Hilfsspannung (U₀₁^₁) liegen.

5. Multivibrator nach Anspruch 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Übersteuerung den Transistoren (1, 2) des astabilen Multivibrators Transistoren (27, 28) parallel geschaltet sind, die einen bistabilen Multivibrator bilden, wobei in den gemeinsamen Rückkopplungswegen Emitterfolger (23, 24) mit Transistoren entgegengesetzter Leitfähigkeit liegen können.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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