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Schaltungsanordnung auf Halbleiterbasis zur Erfassung von Überstrom
bzw. Über- oder Unterspannungen in Wechselstromkreisen Die Erfindung betrifft eine
Schaltungsanordnung zur Erfassung von Überstrom bzw. Über- oder Unterspannungen
in Wechselstromkreisen, insbesondere für überstrom.
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Auf Grund der Entwicklung der Halbleitertechnik in den letzen Jahren
sind wegen des Fortfalls beweglicher Kontaktglieder mechanisch bewegter Teile besonders
zuverlässige und schnelle Schaltungsanordnungen zur Ermittlung auftretender Fehler
in Netzen bekanntgeworden. Da gerade Überströme (Kurzschlußströme) die häufigsten
Fehler sind, wurden für ihr Erfassen schon eine Anzahl von Lösungswegen vorgeschlagen.
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Einmal ist es möglich, durch Messung der Momentanwerte einen überstrom
festzustellen. Obwohl dieses Meßverfahren sehr kurze Auslösezeiten zuläßt, sind
besondere Maßnahmen erforderlich, um es für verzerrte Wechselstromgrößen (Spitzen)
zu verwenden. Dient eine in drei Phasen zerlegte einphasige Wechselgröße als Kriterium,
macht sich eine eventuell auftretende Frequenzänderung stark bemerkbar und führt
zu Fehlauslösungen. Weitere Fehlauslösungen können bei Einschaltvorgängen auftreten,
da das phasendrohende Glied nur im eingeschwungenen Zustand seine volle Wirkung
erreicht.
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Ein weiteres Verfahren kontrolliert das überschreiten eines bestimmten
Amplitudenwertes für die Dauereines definierten Zeitabschnittes innerhalb jeder
Halbwelle, wozu die periodische Eingangsgröße in eine spezielle Impulsfolge umgewandelt
wird, deren Gleichstromglied als eigentliche Meßgröße fungiert. Trotz der Vorteile
der Schaltung (geringer Kurvenformeinfluß, Frequenzunabhängigkeit, gute Temperaturstabilität
u. ä.) kann sie dort nicht verwendet werden, wo sehr kurze Auslösezeiten verlangt
werden.
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Weiterhin ist vorgeschlagen worden, das zeitliche Integral des Stromes
von seinem Nulldurchgang über eine Halbwelle oder nur bis zum Scheitelpunkt der
Halbwelle zu messen. Als Integrationsglied wird bekannterweise eine RC-Kombination
verwendet, wobei die Spannung am Kondensator ein Kriterium für die Abgabe des Auslösekommandos
ist.
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Diese vorgeschlagene Anordnung läßt es aber nicht zu, tatsächlich
vom Nulldurchgang an zu integrieren. Dies liegt in der speziellen Transistoreingangskennlinie
(7b + 0 bei UBE = 0) begründet. Um eine annehmbare Temperaturabhängigkeit
der Schaltung zu erzielen, sind in der nachgeschalteten Kippstufe zusätzliche Stabilisierungsmaßnahmen
erforderlich. Das Halteverhältnis ist oo (von Hand zurückzustellen!). Dies ist ein
wesentlicher Rückschritt gegenüber den bisherigen elektromechanischen Relais. Denn
gerade bei überstromrelais ist ein Halteverhältnis von 1 oder nahe 1 erforderlich.
Weiterhin hat die erwähnte Schaltungsanordnung eine sehr hohe Leistungsaufnahme
(keine Begrenzungsschaltung).
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Gegenstand der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Erfassung
von Überstrom bzw. über- und Unterspannungen, bei der die aufgezeigten Nachteile
dadurch vermieden werden, daß die Integrationsgrenzen von einer beliebig einetellbaren
Varspannung eines in an sich bekannter Weise als steuerbarer Nebenschluß wirkenden
Transistors und der Eingangsspannung abhängen und die Spannung am Kondensator schneller
als bei festen Integrationsgrenzen ansteigt. Weitere Merkmale der Erfindung sind
den folgenden Unterlagen. zu entnehmen.
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Die Erfindung wird an Hand der Fig. 1 bis 3 näher erläutert: In Fig.
1 a, 1 b ist der charakteristische Kurvenverlauf an einzelnen Punkten der Schaltungsanordnung
gezeigt.
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Fig. 1 a: Normalfall. Fig.lb: Fehlerfall. Darin ist 1 = Meß-RC-Glied,
2 = Schalttransistor T2, 3 = Differenzierglied (Koppelkondensator C3), 4 = Impulsverlängererstufe
(monostabile Kippschaltung), 5 = Ausgangs-RC-Glied, 6 = Ausgangsstufe.
In
Fig. 2 ist ein. einphasiges Ausführungsbeispiel gezeigt.
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In ig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel für ein dreiphasiges Überstromzeitrelais
gezeigt.
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" Darin bedeuten
| 1' bis 1"' = Meßglieder -I- Schalttransistor, |
| M bis M"' = Anzeigeschaltung, |
| 3' = Differenzierglied mit Gatter- |
| verhalten, |
| 4' = Impulsverlängererstufe, |
| Z = Zeitglied, |
| 6 = Ausgangsstufe. |
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 und 2 werden Überstrom bzw.
Über- oder Unterspannungen in an sich bekannter Weise über das Integral der Eingangsgröße
an einem Kondensator erfaßt, wöben aber die Integrationsgrenzen von einer beliebig
einstellbaren Vörspannung eines als steuerbarer Nebenschluß wirkenden Transistors
T1 und, der Eingangsspannung abhängen. Dadurch erreicht man, daß mit steigender
Eingangsgröße die Spannung am Kondensator wesentlich schneller steigt, als es bei
festen Integrationsgrenzen der Fall wäre. Das nachfolgende Glieds 2 (Fig. 1 a und
b) braucht demzufolge kein Kippverhalten zu haben. Der als Nebenschluß arbeitende
Transistor T1 wird im »Niedertasten« gesteuert, d. h., er ist vor Beginn der Integration.
infolge negativer Vorspannung über R4 ausgesteuert und wird durch das über R, zugeführte
inverse Eingangssignal gesperrt, wenn diese Vorspannung überschritten. wird. Bei
höheren Frequenzen der Eingangsgröße ist es zweckmäßig, die Steuerung über eine
auf einen bestimmten Ansprechwert eingestellte Kippschaltung vorzunehmen. Um eine
relativ geringe Kurvenform.-abhängigkeit zu beseitigen, ist der einen Sekundärwicklung
W2 des Strohwandlers ein RC-Glied nachgeschaltet, dessen Kondensatorspanung über
eine Diode D1 dem Meß-RC-Glied 1 (Fig.1 a und b) zugeführt wird. Damit', das inverse
Eingangssignal für die Steuerung zurr Vefügung steht, ist W3 gegenläufig zu W2 gepolt.
Bei Temperaturerhöhung verschieben sich die Integrationsgrenzen etwas nach innen,
so daß während der gleichen' Zeit ein kleinerer Integrationswart erfaßt würde. °
Deshalb isst der nachfolgende Transistors T2 so geschaltet, daß er während der Integrationszeit
normalerweise gesperrt ist.
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Durch Temperaturerhöhung wird er empfindlicher, d. h., er wird bei
kleineren Werten der Kondensatorspannung ausgesteuert: Die Schaltung ist demnach
auch ohne zusätzliche Stabilisierungsmaßnahmen nahezu temperaturunabhängig. Der
Basisableitwiderstand des Transistors T2 isst eine Diode. Sie ist so gepolt, daß
sich der Kondensator über sie nicht entlädt, trotzdem aber der für das Sperren von
T2 erforderliche Basisstrom fließen kann. Der Ansprechwert der Anordnung wird günstigerwense
durch die negative Vorspannung des Emitters von T2 festgelegt. Dadurch erhält man
einen sehr großen linearen Einstellbereich. Durch geeignete Auswahl des Tellerwiderstandes
R4 und des. Emitterwiderstandes von T2 bewirkt man, daß sich der Einstellwert, unterproportional
zur Speisespannungsschwankung' ändert. Soll die Steigung der Eingamgskennlinie `verändert
werden, variiert man die Integrationsgrenzen über die Einstellung des Potentiometers
R4. Dadurch Kahn`' man'eine »Lupenwirkung« des Relais erzeugen, was begänd@ers wichtig
ist, wenn mehrere sehr nahe beieinander liegende Ansprechwerte einzustellen sind.
Für Wechselstromschutzschaltungen ist mit geringen Ausnahmen ein Halteverhältnis
nahe 1 erforderlich. Deshalb wurde als Ausgangsschaltung keine bistabile Schaltungsanordnung,
sondern eine monostabile gewählt, die ihre Triggenmpulse von Transistor T2 über
ein Differenzierglied 3 (Kondensator C2) erhält. Um ein definiertes »L« oder »0«-Signal
zu erhalten, wird der monostabilen Kippschaltung ein Ausgangs-RC-Glied 5 nachgeschaltet.
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Auf Grund des geringen Halteverhältnisses kann man die Schaltungsanordnung
als Maximal- und Miuimalwertrelais verwenden.
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Fig. 2 zeigt das einphasige Ausführungsbeispiel der Erfindung; W1
stellt die Primärwicklung, W2 und W" die Sekundärwicklungen eines Strom- bzw. Spannungswandlers
dar. Der Verbindungspunkt des Widerstandes R15 und des Kondensators C5 des Eingangs-RC-Gliedes
ist über eine Diode D1 und den Widerstand R, mit dem eigentlichen Meßkondensator
Cl verbunden.
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Parallel zu diesem liegt als steuerbarer Nebenschluß der Transistor
T1. Dessen Basis ist über R3 mit einem Teil von R4 und weiterhin mit der Wicklung
W3 über Diode D3 und: Widerstand R14 verbunden. Die Verbindungsstelle von R1, Cl
und R2 ist mit der Basis von Transistor T2 und und der Diode D2 zusammengeschaltet.
Der Emitter von T2 liegt an dem Festwiderstand R6 und am Regelwiderstand R7. Der
Kollektor von T2 liegt über C2 am Kollektor von T3 der monostabilen Kippschaltung.
Die Spannung an R3 ist innerhalb der betrachteten Halbperiode infolge der konstanten
Werte von W3, R14 und Rg proportional zur sinusförmigen Meßgröße .n W1. Es ergibt
sich also folgender Vorgang: 1. Erreicht die sinusförmige Meßgröße - und damit der
dazu proportionale Spannungsabfall an R3 - nicht den an R4 eingestellten Spannungswert,
so wird der Transistor T1 zu keinem Zeitpunkt gesperrt. Der zum Integrationskreis
gehörende Kondensator C1 ist also dauernd überbrückt; es findet kein Integrationsvorgang
statt.
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2. Überschreitet die sinusförmige Meßgröße - und damit der dazu proportionale
Spannungsabfall an R3 - den an R4 eingestellten Spannungswert, wird der Transistor
T1 für die Zeitdauer gesperrt, in der UR 3 1 > i UR 4 1 ist. Während dieser Zeit
(in Fig. 1 c mit @c bezeichnet) hebt die hochohmige Emitter-Kollektor-Strecke des
Transistors T1 die Überbrückung des Integrationskondensators C1 auf, und der Integrationsvorgang
kann während dieser Zeit stattfinden. Wie Fig. 1 d zeigt, ist die Integrationszeit
-c abhängig von der Amplitude der Wechselspannung an R3, also damit von der Amplitude
der Meßgröße (z1 für kleine Spannungen, z2 für größere Spannungen). Demzufolge handelst
es sich nicht um eine Integration zwischen festen Grenzen, sondern um eine Integration
zwischen Grenzen, die von der Amplitude der Meßgröße abhängen. Die Integrationsgrenzen
sind also variabel.
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Daraus ergibt sich ebenfalls, d'aß die Meßgröße erst einen bestimmten
Wert erreichen muß, um überhaupt einen Integrationsvorgang auszulösen. Nach Überschreiten
dieses Wertes erweitern sich diese Integrationsgrenzen schnell. Das Integral steigt
rasch an (Vergleich der quer- und längsgestreiften Fläche in Fig. l e). Entsprechend
ist auch der schnellere Anstieg der Spannung an Cl. Überschreitet während
der
Sperrzeit von Transistoren T1 die Kondensatorspannung den über R7 eingestellten
Wert, wird der Transistor T2 durchgesteuert und über C2 ein kurzzeitiger Impuls
auf den Kollektor des ersten Transistors T3 der Impulsverlängererstufe
4 (monostabile Kippschaltung) gegeben. Die Zeit dieser Stufe ist auf etwa
18 ms eingestellt, so daß bei perriodischer überschreitung des an Rß eingestellten
Ansprechwertes eine perriodische Impulsfolge an R12 entsteht. Durch das RC-Glied
am Ausgang entsteht ein konstantes Ausgangssignal geringer Welligkeit. Da die Transistoren
Ti und T2 während der Integration gegenläufig gesteuert werden, ist nur eine äußerst
geringe Abweichung des Ansprechwertes infolge Temperaturschwankungen vorhanden (die
Integrationsgrenzen verschieben sich bei erhöhter Temperatur nach innen, der zweite
Transistor wird aber empfindlicher). Werden extrem kurze Auslösezeiten gefordert,
kann durch einen zweiten Kondensator mit steuerbarem Nebenschluß die zweite Halbwelle
ausgenutzt werden.
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Der Schutz ist auch dreiphasig ausführbar. Ein Ausführungsbeispiel
zeigt Fig. 3.