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Schaltungsanordnung zur Kompensation von störenden Impedanzen in Verstärkern
mit einem Gegenkopplungsnetzwerk Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Kompensation von störenden Impedanzen in Verstärkern mit einem Gegenkopplungsnetzwerk,
das Querwiderstände enthält.
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In Verstärkern mit einem Gegenkopplungsnetzwerk wirken sich Scheinwiderstände,
die an den Eingangs-bzw. Ausgangsklemmen von Verstärkerelementen (Röhren oder Transistoren)
vorhanden sind, oft sehr nachteilig aus. Diese Scheinwiderstände sind bei Röhren
die Steuergitter-Katoden- und die Anoden-Katoden-Kapazität und bei Transistoren
die Kapazität zwischen innerem Basispunkt und Emitter. Sie haben einen unerwünschten
Stromfluß durch das Gegenkopplungsnetzwerk zur Folge, was am Beispiel eines dreistufigen
Röhrenverstärkers nach Fig. 1 erläutert werden soll: Eine Spannungsquelle U mit
den Innenwiderstand 2z speist mit der sinusförmigen Spannung ue den Eingang des
Verstärkers. Am Außenwiderstand 2a steht die verstärkte Ausgangsspannung ua. Die
am Katodenwiderstand RK erzeugte Spannung u,. wird zum Gitter-Katoden-Kreis der
Röhre 1 (Rö 1) zurückgeführt und wirkt als Gegenkopplungsspannung. Soll die Gegenkopplung
voll lirearisierend wirken, so muß der Augenblickswert der an den Eingang zurückgeführten
Spannung u, genau proportional der Ausgangsspannung sein.
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Diese Bedingung wird aber durch die Impedanz dadurch gestört, daß
auch der Teilstrom i2' des Anodenstromes i2 der Röhre 2 (Rö2) über 23 durch RK fließt.
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Eine weitere Störung verursacht die Impedanz durch ihren ungünstigen
Einfluß auf die Ausbildung der Gegenkopplungsschleife. Um den Verstärker zu stabilisieren,
wird nach Nyquist für die Schleifenverstärkung die Einhaltung bestimmter Gesetze
hinsichtlich Betrag und Phase gefordert. Erfahrungsgemäß erschwert die Impedanz
21 in bestimmten Fällen die beabsichtigte Form der Schleifenverstärkungskurve wesentlich.
Selbst wenn diesem Einfluß durch Korrektionsnetzwerke an anderer Stelle des Verstärkers
Rechnung getragen wird, kann die Schleifenverstärkungskurve deformiert werden, falls
der Verstärker am Eingang kurzgeschlossen ist oder leerläuft. Dieser Fall kann kurzzeitig
eintreten, beispielsweise bei bestimmten Bedienungs- oder Wartungsvorgängen. Der
Verstärker darf sich auch dann nicht zu Eigenschwingungen erregen.
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Ähnliche Störungen verursachen die im Beispiel nicht näher betrachteten
Anoden-Katoden-Kapazitäten der Röhre 1 (Rö 1) und der Röhre 3 (Rö
3).
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Es wurde bereits auf verschiedene Weise versucht, die nachteiligen
Wirkungen der störenden Impedanzen, im Beispiel2l und 23 genannt, zu beseitigen,
was durch den Stand der Technik nachgewiesen ist. So kann unter anderem der Anodenteilstrom
i2' des Anodenstroms i2 dadurch niedrig gehalten werden, daß der Anodenwiderstand
R2 der Röhre 2 (Rö 2) klein dimensioniert wird. Diese Maßnahme hat jedoch Verluste
an Verstärkung und Gegenkopplung zur Folge und ist daher nur in bestimmten Fällen
sinnvoll. Der Einfluß der störenden Impedanz2l kann dadurch verringert werden, daß
21 klein gegenüber 21 ausgeführt wird. Diese Maßnahme bedingt jedoch, daß
ein eventuell vorhandener Eingangsübertrager kein sehr hohes Übersetzungsverhältnis
haben darf [1] und daß besondere Maßnahmen das Kurzschließen des Verstärkereingangs
verhindern.
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Es wurde auch versucht, den Einfluß der störenden Impedanzen durch
eine Brückenschaltung zu beseitigen [2], [3]. Obwohl die Eliminierung der störenden
Impedanzen theoretisch möglich ist, hat die praktische Anwendung dieser Schaltung
gezeigt, daß entweder nur bei schmalbandigen Verstärkern nennenswerte Erfolge zu
erzielen sind oder daß mit dieser Schaltung stets nur einer der Störeffekte beseitigt
werden kann. Bei dieser Brückenschaltung (Fig.2) wird parallel zum Gegenkopplungswiderstand
RK die Primärwicklung P eines Übertragers U geschaltet, dessen Sekundärwicklung
S zur Primärwicklung P gegensinnig aufgebracht ist. Die Sekundärwicklung S liegt
mit einem Pol am masseseitigen Ende des Gegenkopplungswiderstandes
RK
und mit dem anderen Pol an Hilfsimpedanzen, die an die Steuerelektroden der Röhren
Röl und Rö3 angeschlossen sind. Werden nun diese Impedanzen (beispielsweise 2,'
bzw. 23') so dimensioniert, daß sie der Größe ü - 2, bzw. ü - 23 entsprechen,
so wird der durch den Gegenkopplungswiderstand RK fließende Störstrom i. kompensiert.
Ferner ist der Anodenstrom i, unabhängig von der störenden Impedanz 2, und dem Innenwiderstand
der Wechselspannungsquelle 2i.
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Eine einwandfreie Arbeitsweise der Brücke muß zur Voraussetzung haben,
daß die Spannung an der Sekundärwicklung S genau gegenphasig zur Primärspannung
ist, daher müssen Streuinduktivität und Wicklungskapazität des Übertragers Ü extrem
klein bemessen sein. Zu dieser Bedingung steht im Widerspruch die Forderung nach
einem sehr großen induktiven Widerstand der Primärwicklung P des Übertragers Ü gegen
den Gegenkopplungswiderstand RK.
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Diese Forderung wird aus drei Gründen gestellt: a) um unerwünschten
Frequenzgang des Verstärkers zu vermeiden, b) um die »Nyquistformung« der Schleifenverstärkung
am unteren Bandende nicht zu behindern, c) um den nichtlinearen Magnetisierungsstrom
im Übertrager zur Vermeidung von »Eisenklirren« klein zu halten.
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Damit ergeben sich für einen solchen Übertrager in einem Verstärker,
der z. B. zur Verstärkung von 2400 Fernsprechkanälen in einem Vielbandübertragungssystem
eingesetzt ist und der Frequenzen von 60 kHz bis 12 MHz verstärken muß, unerfüllbare
Anforderungen. Der Übertrager müßte so dimensioniert sein, daß sein Übertragungsbereich
etwa von der unteren kritischen Frequenz bis zur oberen kritischen Frequenz des
Nyquistdiagrammes reicht; bei 3 Neper Gegenkopplungsgrad ist das ein Übertragungsbereich
von etwa 10 kHz bis 80 MHz.
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Da die Anwendung eines Übertragers nach 2 und 3 in Videoverstärkern
eine Ausdehnung seines Übertragungsbandes bis auf wenige Zehntel Hertz herab erforderlich
machen würde, kann dieser Übertrager in Videoverstärkern nicht eingesetzt werden.
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Mit der Anordnung gemäß der Erfindung lassen sich die aufgeführten
Nachteile vermieden; denn sie ermöglicht ohne großen Aufwand eine Kompensation der
störenden Impedanzen sowohl in sehr breitbandigen Verstärkern als auch in Videoverstärkern.
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Von der Erwägung ausgehend, daß die störenden Impedanzen Kapazitäten
sind, die sich nur im oberen Frequenzbereich störend auswirken, während sie bei
tiefen Frequenzen eine vernachlässigbar große Impedanz darstellen, wird erfindungsgemäß
eine Kompensation der störenden Impedanzen im oberen Frequenzbereich dadurch erreicht,
daß die Querwiderstände des Gegenkopplungsnetzwerkes jeweils aus zwei gleich großen
reellen Widerständen, einer Kapazität und der Primärwicklung eines Übertragers bestehen
und daß dessen Sekundärwicklung, deren Wicklungssinn - in an sich bekannter Weise
- gegensinnig zur Primärwicklung ausgeführt ist, über eine oder mehrere Impedanzen
mit einer oder mehreren Eingangselektroden und/oder Ausgangselektroden der Verstärkerelemente
(Röhren oder Transistoren) verbunden ist.
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Eine weitere vorteilhafte Ausführung der Erfindung besteht darin,
daß die beiden Glieder, bestehend aus einem reellen Widerstand und der Primärinduktivität
eines Übertragers und aus einem reellen Widerstand und einer Kapazität, die den
Querwiderstand im Gegenkopplungsnetzwerk ersetzen, so dimensioniert sind, daß ihr
resultierender Widerstand nicht für alle Frequenzen reell und konstant ist und daß
dadurch ein Frequenzgang entsteht, der einen im Gegenkopplungsnetzwerk erwünschten
Frequenzgang unterstützt.
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Die Erfindung wird an Hand der Fig. 3 in ihrer Wirkungsweise näher
beschrieben und erläutert: Zur besseren Übersicht sind nur die Maßnahmen zur Kompensation
der Impedanz` 1 der Röhre 1(Rö 1) dargestellt. Der resultierende Gegenkopplungswiderstand
92 besteht aus dem Zweipolnetzwerk, das sich aus den gleich großen Widerständen
RA sowie aus der Kapazität C, und der Primärinduktivität L, des Übertragers zusammensetzt.
Wenn die Bedingung
erfüllt ist, dann besitzt der Zweipol bei allen Frequenzen den Widerstand 32K'.
Die Sekundärentwicklung L, des Übertragers Ü ist gegensinnig zur Primärwicklung
L, aufgebracht und über die Impedanz 2,' mit dem Steuergitter der Röhre 1 (Rö l)
verbunden. Die Primärinduktivität L, ist so gewählt, daß ihr induktiver Widerstand
groß gegen den Gegenkopplungswiderstand RK bei Frequenzen ist, bei denen die Impedanz
12, nicht mehr vernachlässigbar groß ist.
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Bei allen Frequenzen, bei denen L, > RK ist, wirkt die Schaltung kompensierend.
Bei tieferen Frequenzen verringert sich die Kompensationswirkung, da nicht mehr
die volle Spannung an der Primärinduktivität L, liegt. Bei noch tieferen Frequenzen
verschwindet die Kompensationswirkung; aber unbeschadet dessen, treten keine unerwünschten
Ströme im Gegenkopplungsnetzwerk auf, da 2, in diesem Falle vernachlässigbar groß
ist.
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Bei Anwendung dieser Schaltungsanordnung in Röhrenverstärkern ergab
sich, daß die Induktivität der Primärwicklung L, des Übertragers Ü etwa erst
ab 1... 5 MHz einen Scheinwiderstand haben muß, der gegen RK groß ist. Die
Induktivität kann z. B. in einem 12-MHz-Verstärker für Vielbandfernsprechen etwa
100mal kleiner sein als die eines Übertragers nach Fig. 2.
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Bei Videoverstärkern ist eine Kompensation störender Impedanzen überhaupt
erst durch eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung möglich.
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In den ausgeführten Schaltanordnungen besteht der Übertrager aus einem
Ferritstäbchen von 0,9 mm Durchmesser und 7 mm Länge, auf das nur wenige Windungen
aufgebracht sind. Dieser Übertrager gestattet daher eine phasenreine Umpolung bis
nahezu 80 MHz. Wegen der Stäbchenbauform ist die Magnetisierungskurve des Übertragers
sehr linear und das Übertragungsband frei von störenden Verzerrungen. Die Verwendung
von Übertragern in Stäbchenbauform ist nur durch Verwendung einer Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung möglich.