-
Verzögert ein- und ausschaltbare Schaltungsanordnung mit zwei stationären
Zuständen In Anlagen der Fernmeldetechnik und der nachrichtenverarbeitenden Technik
ist es manchmal erforderlich, bestimmte Schaltvorgänge zu verzögern, um mehrere
gleichzeitig durchzuführende Schaltoperationen in ihrem Ablauf zu koordinieren.
Derartige Schaltvorgänge können z. B. das Einschalten und das Ausschalten eines
Verbrauchers sein, wobei der Verbraucher beispielsweise durch einen in einer Kippschaltung
enthaltenen Lastwiderstand gebildet sein kann. Im allgemeinen müssen dabei die Einschaltverzögerung
und die Ausschaltverzögerung unabhängig voneinander sein. Die Schaltvorgänge selbst,
d. h. das Einschalten und das Ausschalten müssen nach Ablauf der jeweiligen Verzögerungszeitspanne
sprunghaft vor sich gehen, insbesondere dann, wenn in der betreffenden Schaltungsanordnung
Transistoren als Schalter benutzt werden, da derartige Schalttransistoren nur kurzzeitig
im Zustand zu hoher Verlustleistung verbleiben dürfen.
-
Zur Erzielung einer bestimmten Verzögerungszeitspanne ist prinzipiell
bereits die Verwendung von RC-Gliedern oder RL-Gliedern bekannt. So ist beispielsweise
ein sogenannte.s elektronisches Verzögerungsrelais bekannt, bei dem eine bistabile
Kippschaltung mit zwei Elektronenröhren verwendet ist; dem Steuergitter der einen
Elektronenröhre ist dabei ein aus einem Widerstandsnetzwerk, dem Innenwiderstand
einer weiteren Röhre und einem Kondensator aufgebautes Zeitglied vorgeschaltet.
Bei diesem elektronischen Verzögerungsrelais soll nur auf einen auslösenden Schaltvorgang
hin eine Ansprechverzögerung erzielt werden.
-
Wenn nun erreicht werden soll, daß bei einer bistabilen Kippschaltung
nicht nur die eine, sondern beide Zustandsänderungen jeweils nach einer bestimmten
Verzögerungszeitspanne vor sich gehen, so kann man hierzu nicht nur dem einen, sondern
auch dem anderen Verstärkerelement der bistabilen Kippschaltung ein entsprechendes
Zeitglied vorschalten und entsprechend dem jeweiligen Betriebszustand der Kippschaltung
einmal das eine Verstärkerelement und das andere Mal das andere Verstärkerelement
der Kippschaltung über das zugehörige Zeitglied ansteuern. Im allgemeinen ist man
allerdings bestrebt, einer solchen Schaltungsanordnung Steuersignale nur an einem
einzigen Eingang zuzuführen, d. h. Zustandsänderungen der Kippschaltung beispielsweise
durch Schließen oder öffnen .eines einzigen Schalters hervorzurufen. Dies führt
dann, dazu, daß die jeweils einem Verstärkerelement der Kippschaltung vorgeschalteten
Zeitglieder schaltungstechnisch miteinander verknüpft sind, was eine gegenseitige
Beeinflussung der Zeitkonstanten bzw. Verzögerungszeitspannen nach sich zieht, so
daß die Verzögerungszeitspannen nicht unabhängig voneinander sind. Um dies zu verhindern,
müssen besondere Maßnahmen vorgesehen werden.
-
Aus der Aufgabe, die beiden Verzögerungszeitspannen, mit denen die
Zustandsänderungen einer Schaltungsanordnung mit zwei stationären Zuständen vor
sich gehen, unabhängig voneinander zu machen, ergibt sich daher die weitere Aufgabe,
daß einmal nur das die eine Verzögerungszeitspanne bestimmende Zeitglied wirksam
ist und das andere Mal nur das die andere Verzögerungszeitspanne bestimmende Zeitglied
und daß jeweils während der Wirksamkeit eines Zeitgliedes das andere wieder in seinen
Ausgangszustand zurückkehrt. Diese Aufgabe wird durch die Erfindung gelöst.
-
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit zwei stationären
Zuständen, bei der die eine Zustandsänderung auf einen auslösenden Schaltvorgang
hin nach einer ersten Verzögerungszeitspanne und die andere Zustandsänderung auf
einen entgegengesetzten Schaltvorgang hin nach einer zweiten Verzögerungszeitspanne
stattfindet, wobei die beiden Verzögerungszeitspannen unabhängig voneinander sind.
Diese Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet durch eine in an sich bekannter Weise
mit zwei gleichstromgekoppelten Verstärkerelementen aufgebaute bistabile Kippschaltung,
der zwei jeweils eine der beiden Verzögerungszeitspannen bestimmende Zeitglieder
in der Weise vorgeschaltet sind, daß an die jeweilige Steuerelektrode eines jeden
Verstärkerelementes ein Querkondensator angeschlossen ist, der über einen ersten
Längswiderstand und einen mit seiner jeweiligen Betätigung die jeweilige Zustandsänderung
bewirkenden, beiden Zeitgliedern. gemein-
Samen Schalter an eine
gemeinsame Spannungsquelle angeschaltet ist und über einen den ersten Längswiderstand
überbrückenden Richtleiter und einen zweiten Längswiderstand mit einer weiteren
Spannungsquelle verbunden ist.
-
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gestattet eine Rückkehr des
jeweils einen, gerade nicht wirksamen Zeitgliedes in den Ausgangszustand mit einer
Zeitkonstante, die nicht größer als die die Verzögerungszeitspanne bestimmende Zeitkonstante
des jeweils anderen, gerade wirksamen Zeitgliedes ist, so daß durch die Rückkehr
eines Zeitgliedes in den Ausgangszustand eine störende Beeinflussung der Verzögerungszeiten
vermieden wird. Weiterhin wird mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erreicht,
daß bei der Umladung eines Zeitgliedkondensators in jedem Fall der volle, durch
Betätigung des Schalters hervorgerufene Spannungssprung auch tatsächlich wirksam
ist, so daß sich die Kondensatorspannung jeweils mit der größten erreichbaren Steilheit
ändert; die jeweilige Verzögerungszeitspanne wird daher mit großer Genauigkeit bestimmt.
-
Eine für viele Anwendungsfälle zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung
liegt darin, daß die beiden Zeitglieder, die die beiden voneinander unabhängigen
Verzögerungszeitspannen bestimmen, zu einem einzigen Zeitglied in der Weise zusammengefaßt
sind, daß an die jeweilige Steuerelektrode eines jeden Verstärkerelementes der bistabilen
Kippschaltung ein einziger Querkondensator angeschlossen ist, der über einen ersten
Längswiderstand und einen mit seiner jeweiligen Betätigung die jeweilige Zustandsänderung
bewirkenden Schalter an eine erste Spannungsquelle angeschaltet ist und über einen
den ersten Längswiderstand überbrückenden Entkoppelrichtleiter und einen zweiten
Längswiderstand mit einer weiteren Spannungsquelle verbunden ist.
-
An Hand der Figuren sei die Erfindung näher erläutert. Von den Figuren
zeigt Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung; Fig. 2 und Fig. 3 zeigen
den jeweiligen Zustand am Eingang und am Ausgang dieser Schaltungsanordnung in Abhängigkeit
von der Zeit; Fig. 4 zeigt eine eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung beinhaltende
Schaltungsanordnung.
-
In Fig. 1 ist zunächst eine in an sich bekannter Weise aufgebaute
bistabile Kippschaltung mit zwei in Emitterschaltung betriebenen Transistoren T
1 und T2 dargestellt. Zwischen den Kollektoren der beiden ; Transistoren und einer
eine Speisespannung -Ub von beispielsweise -24V abgebenden Spannungsquelle liegen
zwei Widerstände W 1 und W 2, von denen beispielsweise der Widerstand W 2 als Lastwiderstand
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung angesehen werden mag. Des weiteren ist
an den Kollektor eines jeden Transistors ein zu einer Vorspannung -1- Uv von beispielsweise
-I- 6 V führender Spannungsteiler W 3, W 6 bzw. W 4, W 5 angeschlossen,
mit dessen Abgriffspunkt die Basiselektrode des jeweils anderen Transistors verbunden
ist.
-
Dem Emitter des Transistors T2 ist über einen Richtleiter R132 das
die Einschaltverzögerungszeitspanne dtEia bestimmende Zeitglied vorgeschaltet. Dieses
Zeitglied enthält einen Querkondensator C 2, der über einen ersten Längswiderstand
R12 und einen Schalter S an eine Spannungsquelle angeschaltet ist, die eine Spannung
+U3 von beispielsweise -1-12V abgibt. Außerdem liegt der Querkondensator C 2 über
einen den ersten Längswiderstand R 12 überbrückenden Richtleiter R122 und
einen zweiten Längswiderstand R 22 an einer weiteren Spannungsquelle, die eine Spannung
-U2 von beispielsweise -24V abgibt. Um durch dieses Zeitglied die Steuerung des
Transistors T2 an dessen Emitter ermöglichen zu können, ist zwischen den Emitter
des Transistors T2 und Erde ein Richtleiter Rl42 eingefügt.
-
An die Basis des Transistors T1 ist über einen Richtleiter R131 das
die Austauschverzögerungszeitspanne dtA"s bestimmende Zeitglied angeschlossen. Dieses
Zeitglied weist einen Querkodensator C 1 auf, der über einen ersten Längswiderstand
R 11 und einen den beiden Zeitgliedern gemeinsamen Schalter S an die Spannungsquelle
-I- U 3 angeschaltet werden kann. Der Kondensator C 1 liegt außerdem über den Widerstand
R 11 bzw. einen diesen Widerstand überbrückenden Richtleiter R121 und einen weiteren
Widerstand R 21 an einer eine Spannung - U 1 von beispielsweise -60V abgebenden
Spannungsquelle. Durch einen Richtleiter R111 sind die beiden Zeitglieder voneinander
entkoppelt. Es sei noch hervorgehoben, daß dadurch, daß der Transistor T1 nur an
seiner Basis, der Transistor T2 aber außerdem an seinem Emitter gesteuert wird;
sich ein besonderer Transistor zur Umkehrung der dem Transistor T 2 von dem zugehörigen
Zeitglied her zuzuführenden Signale erübrigt.
-
Es soll' jetzt die Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 beschrieben
werden, wobei die in Fig. 1 gestrichelt dargestellten weiteren Schaltelemente vorerst
außer Betracht bleiben sollen.
-
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach Fig. 1 mag sich zunächst
bei geöffnetem Schalter S (Stellung »Aus« in Fig. 2) in ihrem einen stationären
Betriebszustand befinden, in dem der Transistor T1 leitend und der Transistor T
2 nichtleitend ist. Da der Kollektorwiderstand W 2 des Transistors
T 2 hier als Lastwiderstand (Verbraucher) der Schaltungsanordnung angesehen
werden mag, soll dieser stationäre Zustand als »Aus«-Zustand bezeichnet werden (vgl.
Fig. 3). In diesem Zustand liegt an dem Kondensator C 1 eine Spannung von etwa -1
V, während am Kondensator C 2 die Spannung-U2 von -24V herrscht. Durch den Ausgangswiderstand
W 2 fließt kein Strom, da einmal der Transistor T 2 nichtleitend ist, und da zum
anderen ein von der Basis des Transistors T 1 über den Rückkopplungswiderstand
W 4
fließender Strom durch die Diode D 7 gesperrt wird und statt dessen über
den Widerstand W 7 zur Spannungsquelle - Ub fließt.
-
Zu einem Zeitpunkt t1 (vgl. Fig. 2) werden jetzt der Schalter S geschlossen,
d. h. vom »Aus«-Zustand in den »Ein«-Zustand gebracht. Hierdurch wird eine Umladung
des Kondensators C2 bewirkt. Für die Umladung ist ein Spannungssprung wirksam, der
gleich der Differenz zwischen der bisher am Konden-Bator C 2 herrschenden Spannung-U2
und der Spannung -f- U 3 ist; dies wird durch den Richtleiter R122 erreicht,
der den Widerstand R12 überbrückt. Wenn der Richtleiter R122 nicht vorhanden
wäre, d. h. wenn unter Wegfall der Verbindung a-b der Widerstand R 22 unmittelbar
an den Kondensator C 2 angeschlossen wäre, so würde für die Umladung nur ein Spannungssprung
zur Verfügung stehen, der gleich der Differenz zwischen der Spannung - U 2 und der
Teilspannung ist, die sich aus der Spannungsteilung
zwischen den
Widerständen R 12 und R 22 ergibt. Die Kondensatorspannung ändert sich daher bei
Einfügung des den Widerstand R 12 überbrückenden Richtleiters Rl22 zwischen den
Kondensator C2 und den Widerstand R 22 mit größerer Steilheit, so daß sich die Zeitverzögerung
genauer bestimmen läßt. Die Umladung geht mit einer Zeitkonstanten R 12 - C 2 vor
sich. Nach einer bestimmten Verzögerungszeitspanne dtE1" (vgl. Fig. 3) hat die Kondensatorspannung
einen Wert von etwa +4V erreicht. Hierdurch wird der Transistor T2, an dessen Basis
bisher ein Sperrpotential von etwa +3V lag, von seinem Emitter her in den leitenden
Zustand gesteuert. Dies zieht eine Sperrung des Transistors T 1 der bistabilen
Kippschaltung nach sich, d. h., die Kippschaltung gelangt zu einem Zeitpunkt t2
nach der Verzögerungszeitspanne dtE1" gegenüber dem auslösenden Schaltvorgang in
den »Ein«-Zustand (vgl. Fig. 3), in dem der Ausgangswiderstand W 2 nunmehr stromdurchflossen
ist. Im »Ein«-Zustand erhält der Transistor T2 seinen Emitterstrom einmal von der
Spannungsquelle U3 her über den Widerstand R 12 und den Richtleiter R132 und zum
anderen über den Richtleiter R142. An der Basis und am Kollektor des Transistors
T 2 herrscht ein Potential von etwa 0 V; an der Basis des Transistors T1, die an
den Abgriff des aus dem Rückkopplungswiderstand W 4 und dem Widerstand W 5 gebildeten
Spannungsteilers angeschlossen ist, herrscht ein Sperrpotential von etwa -+- 3 V.
-
Während der Verzögerungszeitspanne dtE1" hat sich außerdem der Kondensator
C 1, der zuvor praktisch entladen war, auf die Spannung +U3 aufgeladen. Dieser Aufladevorgang
geht mit einer Zeitkonstante R 11 - C 1 vor sich. Diese Zeitkonstante wird so gewählt,
daß die Spannung am Kondensator C 1 verhältnismäßig rasch ansteigt und mit Sicherheit
schon vor Ablauf der Einschaltverzögerungszeitspanne <1t£1" so weit angestiegen
ist, daß der Richtleiter R131 gesperrt wird. Damit wird erreicht, daß der Transistor
T1 von nun an nur noch über einen über die Widerstände W 4 und
W 7 fließenden Basisstrom leitend gehalten wurde, so daß das Umkippen der
Kippschaltung nach Ablauf der Verzögerungszeitspanne dtE1" durch den Ladezustand
des Kondensators C 1 nicht beeinträchtigt wird.
-
Zu einem Zeitpunkt t3 werde jetzt der Schalter S wieder geöffnet.
Dieser Schaltvorgang ruft eine Umladung des Kondensators C1 von der bisher herrschenden
Spannung + U 3 = -I-12 V in Richtung auf die Spannung - U1= -60 V hin hervor, wobei
hier analog zu den bereits beschriebenen Verhältnissen bei der Umladung des Kondensators
C 2 wiederum durch den Richtleiter R121 das Wirksamwerden der vollen Spannungsdifferenz
für die Umladung ermöglicht wird. Diese Umladung geht mit einer Zeitkonstante R
21 - C 1 vor sich, da der Umladestrom nicht über den Widerstand R 11, sondern über
den diesen Widerstand überbrückenden Richtleiter R121 fließt. Nachdem die Kondensatorspannung
einen Wert von etwa -1 V erreicht hat, wird der Transistor T 1 der bistabilen Kippschaltung
über den Richtleiter R131 von seiner Basis her in den leitenden Zustand gesteuert,
was ein Rückkippen der Kippschaltung von dem »Ein«-Zustand in den »Aus«-Zustand
zur Folge hat. Dies ist zu einem Zeitpunkt t4 (vgl. Fig. 3) der Fall, d. h. nach
Ablauf einer auf das zum Zeitpunkt t3 durchgeführte Öffnen des Schalters S folgenden
Ausschaltverzögerungszeitspanne AtAus.
-
Während dieser Verzögerungszeitspanne Atz" hat sich außerdem der Kondensator
C2, der bisher ani nähernd entladen war, auf die Spannung - U 2 von -24 V aufgeladen.
Der Ladevorgang ging mit einer Zeitkonstante R 22 - C 2 vor sich, da der Ladestrom
nicht über den Widerstand R 12, sondern über den diesen Widerstand überbrückenden
Richtleiter R122
fließt. Diese Zeitkonstante wird so klein gewählt, daß die
Spannung am Kondensator C2 sich so rasch ändert, daß mit Sicherheit schon vor Ablauf
der Verzögerungszeitspanne dtA"s das am Emitter des zunächst noch leitenden Transistors
T2 herrschende Potential unterschritten wird und somit der Richtleiter R132 gesperrt
wird. Damit erhält also der Transistor dann nur noch über den Richtleiter R142 seinen
gesamten Emitterstrom. Das Umkippen der Kippschaltung nach Ablauf der Verzögerungszeitspanne
AtA" wird daher durch den Ladezustand des Kondensators C2 nicht beeinträchtigt.
-
Im vorstehenden wurde erwähnt, daß die für die Rückkehr des den Kondensator
C2 -enthaltenden Zeitgliedes in den Ausgangszustand maßgebliche Zeitkonstante R
22 - C 2 relativ klein gewählt werden müsse. Dies wird durch den RichtleiterRl22
ermöglicht, der parallel zu dem Widerstand R 12 angeordnet ist. Wäre der Richtleiter
R122 nicht vorhanden, d. h. wäre unter Wegfall der Verbindung a-b der Widerstand
R 22 direkt an den Kondensator C 2 angeschlossen, so könnte, wie eine Rechnung zeigt,
die bei geöffnetem Schalter S maßgebliche Zeitkonstante R 22 - C 2 nur größer als
die bei geschlossenem Schalter S maßgebliche Zeitkonstante
C 2 sein. Es bestünde daher, wie ohne weiteres einzusehen ist, eine gegenseitige
Abhängigkeit der Verzögerungszeitspannen dtE1" und dtA"s, und es wären, wenn nicht
von vornherein die letztere gegenüber der ersteren sehr groß wäre, für die Verzögerungszeitspannen
jeweils die Schaltelemente beider Zeitglieder bestimmend, was wiederum zu einer
nicht mehr schlagartigen Zustandsänderung der Kippschaltung führen könnte. Die Richtleiter
R121 und R122 erfüllen also die Funktion, die Verzögerungszeiten voneinander
unabhängig zu machen und außerdem, wie bereits erwähnt, den bei der jeweiligen Betätigung
des Schalters S hervorgerufenen Spannungsprung in voller Größe für die Umladung
der Kondensatoren wirksam werden zu lassen, wodurch eine genauere Bestimmung der
Verzögerungszeit erzielt wird.
-
Will man eine noch größere Genauigkeit in der Einhaltung der Verzögerungszeitspannen
dtE1" und AtA" erzielen, so kann man noch zusätzlich in Fig. 1 gestrichelt dargestellte
Schaltelemente vorsehen.
-
Schaltet man an die Basiselektrode des Transistors T2 eine Begrenzerschaltung
in Form einer an einer Spannung +U4 von beispielsweise +2V liegenden Diode D 6,
so wird das Basissperrpotential des Transistors T2 unabhängig von der Größe des
Basissperrstromes auf dem Wert +U4 festgehalten. Beim Einschaltvorgang steigt dann
der über die Emitterbasisstrecke des Transistors T 1 fließende Steuerstrom nicht
in der Weise an, wie es sich annähernd aus dem Verhältnis der relativ langsam ansteigenden
Kondensatorspannung zu der Parallelschaltung der Widerstände W 3 und W 6 ergibt,
sondern
er springt, sobald die Kondensatorspannung größer als die
Summe der Spannung U4 und der Emitterbasisspannung ist, auf einen Wert, der ausreicht,
um den Kippvorgang einzuleiten.
-
Um beim Ausschaltvorgang eine Beeinflussung des Ladezustandes des
Kondensators C 1 durch einen aus dem Spannungsteiler W4, W 5 herrührenden
Strom zu verhindern, kann zwischen den Abgriff dieses Spannungsteilers und die Basiselektrode
B 1 des Transistors T 1 eine Diode D 5 eingefügt werden. Der Basiselektrode
B 1 des Transistors T 1 muß dann ein Sperrpotential über einen an
eine Spannung -f- U 5 von beispielsweise -I-12 V angeschlossen, relativ hochohmigen
Widerstand: R 5 zugeführt werden.
-
Wenn die Zeitspanne t 5-t 4 (vgl. Fig. 2 und 3), in der die
Schaltungsanordnung sich im »Aus«-Zustand befindet und der Schalter S geöffnet ist,
sehr kurz ist, so kann unter Umständen zum Zeitpunkt t5 beim erneuten Schließen
des Schalters S die Spannung des Kondensators C 2 noch nicht den Wert
-U2 von -24V erreicht haben. Damit nun nicht bei mehr oder weniger lange
andauernder Zeitspanne 15-t4 der Ladezustand des Kondensators C 2 jeweils
ein anderer ist, wodurch auch die Verzögerungszeitspanne dtEin jeweils beeinflußt
werden würde, kann an den Kondensator eine Begrenzerschaltung in Form einer an einer
Spannung - U8 liegenden Diode D 2 angeschaltet werden. Die Begrenzerspannung - U
8 ist dabei so zu wählen, daß sie mit Sicherheit innerhalb einer minimal während
des Betriebes vorkommenden Öffnungsdauer des Schalters S von der Kondensatorspannung
erreicht wird. Analog kann auch an den Kondensator C 1 eine Begrenzerschaltung D
1, +U9
angeschaltet sein, wenn die Zeitspanne dtAus durch einen veränderlichen
Ladungszustand des Kondensators C 1 zu Beginn der Ausschaltverzögerungszeitspanne
verändert werden würde. Als Begrenzerspannung -1- U 9 ist dabei eine solche Spannung
zu wählen, die mit Sicherheit während einer minimalen im Betrieb vorkommenden Schließungsdauer
des Schalters S von der Spannung des Kondensators C 1 erreicht wird.
-
Will man erreichen, daß sofort von einer Betätigung des Schalters
S, d. h. von seinem Schließen oder von seinem Öffnen an, eine Beeinflussung der
Steuerelektrode des jeweils noch leitenden Transistors der Kippschaltung durch das
mit der betreffenden Steuerelektrode verbundene Zeitglied unterbleibt, so kann dies
bei dem an seinem Emitter gesteuerten Transistor T2 in der Weise erreicht werden,
d'aß zwischen den Kondensator C2 des zugehörigen Zeitgliedes und den Emitter E 2
des Transistors T 2 Dioden D 3 und D 4 eingefügt werden, die beim Öffnen des Schalters
S in den Sperrzustand gelangen. Vor dem Öffnen des Schalters S besitzt der Kondensator
C 2 eine kleine positive Spannung. Wird dann der Schalter S geöffnet, so gelangt
der Emitter E2 des Transistors T2 auf Erdpotential. Am Kondensator C 2 bleibt
zunächst noch eine positive Spannung aufrechterhalten, so daß die Diode D 3 und,
da sich der Kondensator C 2 über den Richtleiter Rl22 und dem Widerstand R 22 umlädt,
auch die Diode D 4 gesperrt werden. Eine eventuelle Beeinflussung des Zustandes
der Kippschaltung durch die zunächst noch positive Kondensatorspannung wird also
verhindert. Auf der anderen Seite läßt sich jede Beeinflussung des Zustandes der
Kippschaltung beim Schließen des Schalters S durch die zunächst noch negative Spannung
des Kondensators C 1 dadurch vermeiden, daß die Basis B 1 des Transistors T1 nicht
direkt mit dem Kondensator C 1 des zugehörigen Zeitgliedes verbunden wird, sondern
über die Parallelschaltung des Widerstandes R 11 und des Richtleiters Rl 21. Wird
jetzt der Schalter S geschlossen, so bewirkt die positive Spannung -f- U 3 unmittelbar
eine Sperrung des Richtleiters R131 unabhängig von einer etwa noch am Kondensator
C 1 anstehenden negativen Spannung. Hierbei kann dann sogar, ohne daß dies die Funktion
der Schaltung beeinträchtigen würde, der Richtleiter R121 auch entfallen, so daß
der Widerstand R21 nur noch über den Widerstand R 11 mit dem Kondensator C 1 verbunden
ist. Dies ist übrigens auch sonst möglich, wenn es nicht aus anderen Gründen stört,
daß die die AusschaltverzögerungszeitspannedtAus bestimmende Zeitkonstante größer
als die für die Rückumladung des Kondensators C 1 maßgebliche Zeitkonstante wird.
-
In Fig. 4 ist eine eine Vereinfachung der Erfindung beinhaltende Schaltungsanordnung
dargestellt. In dieser Schaltungsanordnung sind die beiden jeweils eine der beiden
Verzögerungszeitspannen bestimmende Zeitglieder der Schaltungsanordnung nach Fig.1
nunmehr zu einem einzigen Zeitglied zusammengefaßt. Dieses Zeitglied weist einen
Querkondensator C auf, der über einen ersten Längswiderstand R 1 und einen mit seiner
jeweiligen Betätigung die jeweilige Zustandsänderung bewirkenden Schalter S mit
einer eine Spannung -I- Us von beispielsweise -I-12 V abgebenden ersten Spannungsquelle
verbunden wird. Weiterhin ist der Kondensator C über einen den ersten Widerstand
R 1 überbrückenden Entkoppelrichtleiter Rl und einen zweiten Längswiderstand R 2
mit einer eine Spannung - Ur von beispielsweise -24V abgebenden weiteren
Spannungsquelle verbunden. gier Richtleiter Rl31 und R132 sind an den Querkondensator
C des Zeitgliedes die jeweiligen Steuerelektroden der beiden Verstärkerelemente
einer bistabilen Kippschaltung angeschlossen. Diese bistabile Kippschaltung kann
den gleichen Aufbau wie die in Fig.1 dargestellte Kippschaltung besitzen; gleiche
Schaltelemente sind daher auch in gleicher Weise bezeichnet.
-
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig.4
sei angenommen, daß sich die Schaltungsanordnung zunächst im »Aus«- . Zustand befindet
und daß der Schalter S geöffnet ist.
-
Zum Zeitpunkt t 1 (vgl. Fig. 2 und 3) werde der Schalter S geschlossen.
Dies hat eine Aufladung des Kondensators C, an dem bisher die Spannung Null oder
eine schwache negative Spannung geherrscht hatte, zur Folge. Der Aufladungsvorgang
geht mit einer Zeitkonstante R 1 - C vor sich; für die Rufladung ist ein Spannungssprung
wirksam, der gleich der Differenz zwischen der Spannung -f- Us und der bisher am
Kondensator C anliegenden Spannung ist. Zugleich mit der Kondensatorspannung steigt
auch die am Emitter des bisher noch gesperrten Transistors T2 der Kippschaltung
herrschende Spannung. Nach einer bestimmten Einschaltverzögerungszeitspanne dtein
wird daher der Transistor T 2 von seinem Emitter E2 her in den leitenden
Zustand gesteuert; die Kippschaltung geht damit vom »Aus«-Zustand, in dem der Transistor
T1 leitend und der Transistor T2 nichtleitend ist, in den »Ein«-Zustand über, in
dem nunmehr der Transistor T 2 leitend, der Transistor T 1 nichtleitend ist.
-
Wird dann zu einem Zeitpunkt t3 der Schalter S wieder geöffnet, so
beginnt nunmehr eine Umladung
des Kondensators C in Richtung auf
die Spannung - Ur hin. Der Umladävorgang verläuft mit der Zeitkonstante R
2 - C; der Umladestrom fließt über den Widerstand R 2 und den den Widerstand R 1
kurzschließenden Richtleiter Rl. Diese Umladung des Kondensators C führt dazu, daß
nach einer durch die Umladezeitkonstante bestimmten Verzögerungszeitspanne AtA"
der Transistor T 1 von seiner Basis B 1
her in den leitenden Zustand
gesteuert wird, so daß die bistabile Kippschaltung nunmehr wieder von dem »Ein«-Zustand
in den »Aus«-Zustand zurüchkippt.
-
Wie aus dem vorstehenden ersichtlich wird, wird durch den Entkoppelrichtleiter
R1 in dem Zeitglied erreicht, daß die für den jeweiligen Umladevorgang des Kondensators
C maßgeblichen Zeitkonstanten unabhängig voneinander gewählt werden können, da während
des einen Umladevorgangs nur über den Widerstand R 1 und während des anderen Umladevorgangs
nur über den Widerstand R 2 und den den Widerstand R 1 kurzschließenden Richtleiter
R1 ein Strom fließt. Wäre der Richtleiter R1 nicht vorhanden, d. h. wäre der Widerstand
R 2 unmittelbar an den Kondensator C angeschlossen, so könnte, wie eine Rechnung
ergibt, die beim öffnen des Schalters S maßgebliche Zeitkonstante nur größer als
die beim Schließen des Schalters S maßgebliche Zeitkonstante sein, da im letzteren
Falle die Parallelschaltung der beiden Widerstände R 1 und R 2 wirksam sein würde.
Daneben wird durch den Richtleiter R 1 erreicht, daß beim Schließen des Schalters
S für den dabei einsetzenden Umladevorgang der volle, durch das Einschalten der
Spannung -I- Us hervorgerufene Spannungssprung wirksam ist. Dies hat zur Folge,
daß auch die Ableitung der Kondensatorspannung nach der Zeit entsprechend hoch ist,
so daß sich die Verzögerungszeitspannen mit entsprechender Genauigkeit erfassen
lassen. Wäre der Richtleiter Rl nicht vorhanden und statt dessen der Widerstand
R 2 unmittelbar an den Kondensator C angeschlossen, so würde beim Schließen des
Schalters S durch die Widerstände R 1 und R 2 eine Spannungsteilung hervorgerufen
werden und für die Aufladung des Kondensators C nicht mehr die volle Spannung -;-
Us, sondern nur noch eine verminderte Spannung wirksam sein. Der Richtleiter Rl
übt also die gleiche Wirkung aus, wie dies die entsprechenden Richtleiter in der
Schaltungsanordnung nach Fig. 1 tun.
-
Grundsätzlich können mit Hilfe der Schaltungsanordnung nach Fig. 4
auch Einschaltverzögerungszeitspannen und Ausschaltverzögerungszeitspannen mit sehr
großen Größenunterschieden erzielt werden, da durch entsprechende Wahl der Widerstände
R 1 und R 2 entsprechende Umladezeitkonstanten festgelegt werden können, die ja,
wie gezeigt wurde, unabhängig voneinander sind. Bei großen Unter- ; schieden zwischen
den beiden Verzögerungszeitspannen wird es jedoch zweckmäßig sein, nicht nur die
Widerstände zu verändern, sondern auch eine Änderung des Kondensators vorzunehmen,
wie dies bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 möglich ist, da hier ja die beiden
Verzögerungszeitspannen nicht nur durch unterschiedliche Widerstände, sondern auch
durch unterschiedliche Kondensatoren bestimmt werden.