DE112017003709T5

DE112017003709T5 - Digitale Mikrofonanordnung mit verbessertem Frequenzgang und Rauschverhalten

Info

Publication number: DE112017003709T5
Application number: DE112017003709.3T
Authority: DE
Inventors: Mohammad Shajaan; Claus Erdmann Fürst; Per Flemming Høvesten; Kim Spetzler BERTHELSEN
Original assignee: Knowles Electronics LLC
Current assignee: Knowles Electronics LLC
Priority date: 2016-07-22
Filing date: 2017-07-21
Publication date: 2019-04-18
Anticipated expiration: 2037-07-22
Also published as: US11304009B2; CN109565636A; CN113038341A; CN113038341B; US20180027338A1; US20210127213A1; CN109565636B; US10904672B2; DE112017003709B4; WO2018018002A1; US10257616B2; US20190239001A1

Abstract

Eine Mikrofonanordnung umfasst ein akustisches Wandlerelement, das konfiguriert ist, um Schall in ein Mikrofonsignal gemäß einem Wandlerfrequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz umzuwandeln. Die Mikrofonanordnung umfasst zusätzlich eine Verarbeitungsschaltung mit einem Signalverstärkungspfad, der zum Empfangen, Abtasten und Digitalisieren des Mikrofonsignals konfiguriert ist, um ein digitales Mikrofonsignal bereitzustellen. Ein Frequenzgang des Signalverstärkungspfades umfasst eine zweite Hochpass-Grenzfrequenz, die höher ist als die erste Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANWENDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht den Vorteil und die Priorität der am 22. Juli 2016 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 15/216,928 , deren gesamter Inhalt durch Verweis hierin aufgenommen wird.
HINTERGRUND
Die folgende Beschreibung dient dem Verständnis des Lesers. Keine der genannten Informationen oder Referenzen gilt als Stand der Technik.
Tragbare Kommunikations- und Computervorrichtungen wie Smartphones, Mobiltelefone, Tablets usw. sind kompakte Vorrichtungen, die aus wiederaufladbaren Batteriequellen betrieben werden. Die kompakten Abmessungen und die Batteriequelle stellen erhebliche Anforderungen an die maximal zulässigen Abmessungen und den Stromverbrauch von Mikrofonanordnungn und Mikrofonverstärkungsschaltungen, die in solchen tragbaren Kommunikationsvorrichtungen verwendet werden.
Es besteht weiterhin die Notwendigkeit, die Klangqualität und Robustheit von Mikrofonanordnungn zu verbessern, beispielsweise durch Verbesserung der Frequenzganggenauigkeit und Reduzierung von Rauschen, beispielsweise ausgedrückt als A-gewichteter äquivalenter Rauschschalldruck, der Mikrofonanordnung. Mit einer verbesserten Genauigkeit des Frequenzgangs der Mikrofonanordnung sind zahlreiche Vorteile verbunden, z.B. in Verbindung mit strahlformenden Mikrofonarraysystemen, die zwei, drei oder mehr individuelle Mikrofonanordnungen umfassen können. Die verbesserte Genauigkeit des Frequenzgangs einzelner Mikrofonanordnungn führt zu einem vorhersehbaren und stabilen Richtungsverhalten des strahlformenden Mikrofonarraysystems.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein erster‘ Aspekt bezieht sich auf eine Mikrofonanordnung mit einem akustischen Wandlerelement, das konfiguriert ist, um Schall in ein Mikrofonsignal gemäß einem Wandlerfrequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz zu wandeln. Die Mikrofonanordnung umfasst zusätzlich eine Verarbeitungsschaltung mit einem Signalverstärkungspfad, der zum Empfangen, Abtasten und Digitalisieren des Mikrofonsignals konfiguriert ist, um ein digitales Mikrofonsignal bereitzustellen. Ein Frequenzgang des Signalverstärkungspfades umfasst eine zweite Hochpass-Grenzfrequenz. Die erste Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements ist niedriger als die zweite Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades.
Ein zweiter Aspekt bezieht sich auf ein Verfahren zum Einstellen eines Frequenzgangs eines Signalverstärkungspfades einer Mikrofonanordnung, wobei das Verfahren umfasst: a) das Umwandeln von ankommendem Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal durch ein akustisches Wandlerelement, wobei das akustische Wandlerelement einen Frequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz aufweist; b) Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals zum Erzeugen eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals; c) Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals durch einen digitalen Schleifenfilter, um ein erstes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; d) Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC), und e) Kombinieren des analogen Rückkopplungssignals und des Mikrofonsignals, um eine Rückkopplungsschleife des Signalverstärkungswegs zu schließen.
Ein dritter Aspekt bezieht sich auf einen Halbleiter-Die mit einer Verarbeitungsschaltung gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen. Die Verarbeitungsschaltung kann einen CMOS-Halbleiterchip umfassen. Die Verarbeitungsschaltung kann für den Einbau in ein Miniatur-Mikrofongehäuse oder -Gehäuse gebildet und dimensioniert werden. Die Mikrofonanordnung kann daher ein Mikrofongehäuse umfassen, das das Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung umschließt und trägt. Ein unterer Abschnitt des Mikrofongehäuses kann eine Trägerplatte, wie beispielsweise eine Leiterplatte, umfassen, auf der die Verarbeitungsschaltung und das Wandlerelement durch einen geeigneten Verbindungsmechanismus befestigt oder fixiert sind. Das Mikrofongehäuse kann eine Schallöffnung oder einen Eingang umfassen, der den Schalldurchgang zum Wandlerelement ermöglicht, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert wird.
Ein vierter Aspekt bezieht sich auf eine tragbare Kommunikationsvorrichtung mit einer Mikrofonanordnung gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen. Die tragbare Kommunikationsvorrichtung kann einen Anwendungsprozessor umfassen, z.B. einen Mikroprozessor, wie beispielsweise einen digitalen Signalprozessor. Der Anwendungsprozessor kann eine Datenkommunikationsschnittstelle umfassen, die mit einer extern zugänglichen Datenkommunikationsschnittstelle der Mikrofonanordnung kompatibel ist und mit dieser verbunden ist. Die Datenkommunikationsschnittstelle kann eine proprietäre Schnittstelle oder eine standardisierte Datenschnittstelle wie eine der I2C-, USB-, UART-, SoundWire- oder SPI-konformen Datenkommunikationsschnittstellen umfassen. Verschiedene Arten von Konfigurationsdaten der Verarbeitungsschaltung, beispielsweise zur Programmierung oder Anpassung der Eigenschaften des digitalen Schleifenfilters, können vom Anwendungsprozessor an die Mikrofonanordnung übertragen werden, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Die vorstehende Zusammenfassung dient nur der Veranschaulichung und soll in keiner Weise einschränkend sein. Zusätzlich zu den oben beschriebenen illustrativen Aspekten, Ausführungsformen und Merkmalen werden weitere Aspekte, Ausführungsformen und Merkmale anhand der folgenden Zeichnungen und der detaillierten Beschreibung deutlich.
Figurenliste
Das Vorstehende und andere Merkmale der vorliegenden Offenbarung werden aus der folgenden Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlicher hervorgehen. Da diese Zeichnungen nur mehrere Ausführungsformen gemäß der Offenbarung darstellen und daher nicht als Einschränkung des Umfangs anzusehen sind, wird die Offenbarung durch die Verwendung der beigefügten Zeichnungen mit zusätzlicher Spezifität und Detaillierung beschrieben. Im Folgenden werden verschiedene Ausführungsformen im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben, in denen gilt:

1A zeigt eine beispielhafte Miniatur-Mikrofonanordnung nach verschiedenen Implementierungen,
1B zeigt ein gemessenes A-bewertetes Signal-Rausch-Verhältnis als Funktion einer Hochpass-Grenzfrequenz eines akustischen Wandlerelements der beispielhaften Miniatur-Mikrofonanordnung nach verschiedenen Implementierungen,
2 zeigt ein vereinfachtes elektrisches Blockdiagramm einer Verarbeitungsschaltung der Miniaturmikrofonanordnung gemäß verschiedener Implementierungen,
3 zeigt ein Blockdiagramm eines digitalen Schleifenfilters einer Rückkopplungsschleife oder eines Rückkopplungspfades gemäß verschiedener Implementierungen;
4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulators (PWAM) der Rückkopplungsschleife oder des Weges der Verarbeitungsschaltung gemäß verschiedener Implementierungen,
5 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines rauschformenden Up-Samplers und Quantisierers gemäß verschiedener Implementierungen;
6 zeigt ein schematisches Blockdiagramm des Betriebs eines Modulatorabschnitts des hybriden Pulsamplituden- und Pulsamplitudenmodulators (PWAM) gemäß verschiedener Implementierungen;
7 zeigt ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm eines Stromausgangswandlers, der Teil eines Strommodus-DACs der Verarbeitungsschaltung ist, entsprechend den verschiedenen Implementierungen;
8 ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm eines steuerbaren Stromgenerators des beispielhaften Stromausgangswandlers im Ruhezustand gemäß verschiedener Implementierungen;
Die 9A und 9B sind vereinfachte schematische Blockdiagramme des steuerbaren Stromgenerators, der im ersten bzw. zweiten Zustand gemäß verschiedenen Implementierungen arbeitet; und
10 ist ein vereinfachtes schematisches Blockschaltbild eines beispielhaften Mikrofonvorverstärkers der Verarbeitungsschaltung nach verschiedenen Implementierungen.

In der folgenden ausführlichen Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen verwiesen, die einen Teil davon bilden. In den Zeichnungen identifizieren ähnliche Symbole typischerweise ähnliche Komponenten, sofern der Kontext nichts anderes vorschreibt. Die in der ausführlichen Beschreibung, den Zeichnungen und Ansprüchen beschriebenen veranschaulichenden Ausführungsformen sind nicht als einschränkend zu verstehen. Andere Ausführungsformen können verwendet und andere Änderungen vorgenommen werden, ohne vom Geist oder Umfang des hier vorgestellten Gegenstands abzuweichen. Es wird leicht verständlich sein, dass die Aspekte der vorliegenden Offenbarung, wie hierin allgemein beschrieben und in den Abbildungen veranschaulicht, in einer Vielzahl von verschiedenen Konfigurationen angeordnet, ersetzt, kombiniert und gestaltet werden können, die alle explizit in Betracht gezogen werden und Teil dieser Offenbarung sind.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Im Folgenden werden verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Mikrofonanordnungn mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die beigefügten Zeichnungen schematisch und vereinfacht sind und daher nur Details enthalten, die für das Verständnis der vorliegenden Offenbarung wesentlich sind, während andere Details weggelassen wurden. Ähnliche Bezugszeichen beziehen sich auf Elemente oder Komponenten. Gleiche Elemente oder Komponenten werden daher nicht unbedingt in Bezug auf jede Figur im Detail beschrieben. Es ist des Weiteren zu beachten, dass bestimmte Handlungen und/oder Schritte in einer bestimmten Reihenfolge beschrieben oder dargestellt werden können, während die Fachkräfte verstehen werden, dass eine solche Spezifität in Bezug auf die Reihenfolge nicht wirklich erforderlich ist.
Ein Aspekt der vorliegenden Offenbarung bezieht sich auf eine Mikrofonanordnung mit einem akustischen Wandlerelement, das konfiguriert ist, um Schall in ein Mikrofonsignal gemäß einem Wandlerfrequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz zu wandeln. Die Mikrofonanordnung umfasst zusätzlich eine Verarbeitungsschaltung mit einem Signalverstärkungspfad, der zum Empfangen, Abtasten und Digitalisieren des Mikrofonsignals konfiguriert ist, um ein digitales Mikrofonsignal bereitzustellen. Ein Frequenzgang des Signalverstärkungspfades umfasst eine zweite Hochpass-Grenzfrequenz, die höher ist als die erste Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements.
Das Wandlerelement kann ein kapazitives Wandlerelement umfassen, z.B. einen mikroelektromechanischen System (MEMS) -Wandler, der konfiguriert ist, um eingehenden Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal umzuwandeln. Das kapazitive Wandlerelement kann beispielsweise eine Wandlerkapazität zwischen 0,5pF und 10pF aufweisen. Einige Ausführungsformen des kapazitiven Wandlerelements können erste und zweite gegenseitig geladene Wandlerplatten umfassen, z.B. eine Membran und eine Rückplatte, die das Mikrofonsignal liefern. Die Ladung kann durch eine geeignete hochohmige Gleichstromvorspannung auf eine der Membranen und die Rückplatte eingespeist werden. Die Verarbeitungsschaltung kann einen Halbleiterchip umfassen, beispielsweise eine CMOS-Halbleitervorrichtung mit gemischtem Signal, die den Vorverstärker, Analog-Digital-Wandler, digitalen Schleifenfilter, Digital-zu-Analog-Wandler und optional verschiedene andere analoge und digitale Schaltungen integriert, wie im Folgenden erläutert.
Die Mikrofonanordnung kann so gebildet und dimensioniert sein, dass sie in tragbare Audio- und Kommunikationsvorrichtungen wie Headsets, Smartphones, Tablets und Mobiltelefone usw. passt. Das Wandlerelement kann auf hörbare Geräusche reagieren.
Die erste Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements kann durch die Abmessungen einer Lüftungsöffnung, einer Lüftungsblende oder einer Lüftungsstruktur des akustischen Wandlerelements bestimmt oder eingestellt werden. Diese Lüftungsöffnung wird auch als statische Druckausgleichsöffnung oder Entlüftung bezeichnet. Das Lüftungsloch verbindet akustisch eine Stirnseite und eine Rückseite einer Membran des akustischen Wandlerelements. Die Lüftungsöffnung, die Blende oder die Struktur kann durch die Membran ragen oder sich in alternativen Strukturen des akustischen Wandlerelements befinden, wie beispielsweise einer Trägerstruktur der Membran oder der Rückwand, sofern die Vorderseite und eine Rückseite der Membran akustisch verbunden sind. Die Abmessungen der Lüftungsöffnung, der Blende oder der Struktur können so gewählt werden, dass die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements kleiner als 20Hz oder kleiner als 10Hz, beispielsweise kleiner als 5Hz, ist. Eine beispielhafte Ausführungsform umfasst ein mikroelektromechanisches System (MEMS) -Kondensator-Wandlerelement mit einer Hochpass-Grenzfrequenz von ca. 5Hz, das durch ein kreisförmiges Lüftungsloch mit einem Durchmesser zwischen 5µm und 10µm, wie beispielsweise ca. 7,5µm, erreicht wird. Die zweite Hochpass-Grenzfrequenz, die durch den Signalverstärkungspfad eingestellt wird, kann höher als 20Hz, 40Hz, 100Hz und/oder 4000Hz sein, beispielsweise zwischen 100Hz und 1kHz. In einer Ausführungsform ist die zweite Hochpass-Grenzfrequenz wenigstens zwei Oktaven höher als die erste Hochpass-Grenzfrequenz, zum Beispiel eine Dekade höher. Die Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades kann durch verschiedene Arten von Verstärkungs-, Puffer- oder Verarbeitungsschaltungen des Signalverstärkungspfades eingestellt werden, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Die Einstellung der zweiten Hochpass-Grenzfrequenz stellt sicher, dass ein Niederfrequenzgang, z.B. zwischen 20Hz und 500Hz, der Mikrofonanordnung von der zweiten Hochpass-Grenzfrequenz anstelle der ersten Hochpass-Grenzfrequenz dominiert wird. Die erste Hochpass-Grenzfrequenz kann ausreichend tief sein, um den Frequenzgang der Mikrofonanordnung im Wesentlichen über den gesamten Tonfrequenzbereich, z.B. oberhalb von 20Hz, im Wesentlichen unbeeinflusst zu lassen.
Gemäß einer Ausführungsform der Mikrofonanordnung umfasst der Signalverstärkungspfad einen Vorwärtssignalpfad mit einem Summierungsknoten zur Kombination des Mikrofonsignals und einem analogen Rückkopplungssignal. Der Signalverstärkungspfad umfasst zusätzlich einen Rückkopplungssignalpfad mit einem digitalen Schleifenfilter, der konfiguriert ist, um das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern und daraufhin ein tiefpassgefiltertes digitales Rückkopplungssignal gemäß einer Tiefpassübertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters zu erzeugen; und einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der konfiguriert ist, um das tiefpassgefilterte digitale Rückkopplungssignal in das analoge Rückkopplungssignal zu wandeln.
Der Summierungsknoten kann am Wandlerausgang angeordnet werden, beispielsweise direkt mit einer oder zwei Ladungsplatten des Schallwandlers verbunden, was zu zahlreichen vorteilhaften Eigenschaften führt, die im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden.
Der Vorwärtssignal-Verstärkungspfad kann einen Mikrofonvorverstärker umfassen, der einen Eingang umfasst, der mit dem Summierungsknoten zum Empfangen des Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Mikrofonvorverstärker konfiguriert ist, um wenigstens eines von einem verstärkten Mikrofonsignal und einem gepufferten Mikrofonsignal zu erzeugen. Der Vorwärtssignal-Verstärkungspfad kann zusätzlich einen Analog-Digital-Wandler (ADC) umfassen, der konfiguriert ist, um das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren, um das digitale Mikrofonsignal zu erzeugen. Der Analog-Digital-Wandler kann so angepasst werden, dass er je nach Wandlertyp ein für das Mikrofonsignal repräsentatives Multibit- oder Singlebit-Digitalmikrofonsignal erzeugt. Einige Ausführungsformen des Analog-Digital-Wandlers können einen überabgetasteten Wandlertyp umfassen, wie beispielsweise einen Single-Bit- oder Multi-Bit-Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ), der konfiguriert ist, um ein Single-Bit-(PDM-) oder Multi-Bit-Digitalmikrofonsignal bei einer ersten Abtastfrequenz zu erzeugen. Der Multibit-Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ) kann konfiguriert werden, um das digitale Multibit-Mikrofonsignal mit Abtastungen von zwei, drei oder vier Bit zu erzeugen. Die erste Abtastfrequenz kann zwischen 1MHz und 20MHz liegen, wie beispielsweise zwischen 2,048MHz und 4,196MHz, zum Beispiel 3,072MHz. Der Rückkopplungspfad kann einen Dezimator umfassen, der vor einem Eingang des digitalen Schleifenfilters angeordnet ist. Der Dezimator ist konfiguriert, um das digitale Einzelbit- (PDM) oder Multibit-Mikrofonsignal in ein dezimiertes Multibit-(PCM) - Mikrofonsignal mit einer zweiten Abtastfrequenz umzuwandeln. Die zweite Abtastfrequenz ist niedriger als die zuvor beschriebene erste Abtastfrequenz. Die zweite Abtastfrequenz kann zwischen dem 8- und 64-fachen der ersten Abtastfrequenz liegen, z.B. durch Konfigurieren des Dezimators mit Dezimationsfaktoren zwischen 8 und 64, wie beispielsweise 16 oder 32. Die Abtastwerte des dezimierten Multibit-(PCM) -Mikrofonsignals können eine höhere Anzahl von Bits aufweisen, z.B. zwischen 12 und 32Bit, z.B. 24Bit, als die Abtastwerte des digitalen Einzelbit- oder Multibit-Mikrofonsignals, um trotz der reduzierten Abtastfrequenz eine hohe Signalauflösung über den Rückkopplungspfad zu erhalten. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der Vorverstärker oder Puffer in einigen Ausführungsformen in den Analog-Digital-Wandler integriert werden kann.
Der Digital-Analog-Wandler ist konfiguriert, um das tiefpassgefilterte oder erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln, das mit dem Mikrofonsignal am Wandlerausgang so kombiniert wird, dass vor und um den Mikrofonvorverstärker ein Rückkopplungskreis geschlossen wird. In einigen Ausführungsformen können das analoge Rückkopplungssignal und das Mikrofonsignal summiert werden, indem der Wandlerausgang und ein Ausgang des Digital-Analog-Wandlers elektrisch verbunden werden. Das Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang des Wandlerelements führt zu zahlreichen Vorteilen gegenüber dem Stand der Technik. Das Kopplungsschema verhindert effektiv eine niederfrequente Überlastung des Vorverstärkers oder Puffers, der den vollen Dynamikbereich des vom Wandlerelement erzeugten Mikrofonsignals ohne unzulässige Verzerrung empfangen und verarbeiten muss. Dies wird durch eine Anti-Phasen-Niederfrequenzkomponente erreicht, die vom analogen Rückkopplungssignal gespeist wird und niederfrequente Komponenten des Mikrofonsignals am Eingangsknoten oder an den Knoten des Vorverstärkers oder Puffers aufhebt oder unterdrückt. Somit werden hochlevel-niederfrequente Komponenten („high level low-frequency components“) des Mikrofonsignals am Eingang der Eingänge des Vorverstärkers oder Puffers gedämpft oder unterdrückt. Die hochlevel-niederfrequenten Komponenten des Mikrofonsignals werden durch die Einwirkung von intensiven Unterschall- oder niederfrequenten Geräuschen verursacht, die durch Windgeräusche, große Maschinen usw. entstehen. Diese Unterdrückung von hochlevel-niederfrequenten Komponenten des Mikrofonsignals am Eingang oder an den Eingängen des Vorverstärkers oder Puffers reduziert deutlich den maximalen Signalpegel des Mikrofonsignals, den der Vorverstärker oder Puffer unverzerrt verarbeiten können muss. Dadurch kann die Anfälligkeit des Vorverstärkers oder Puffers gegenüber niederfrequenter induzierter Überlastung und Verzerrung eliminiert werden.
Der Vorverstärker kann eine DC-gekoppelte oder eine AC-gekoppelte Ausführung sein. Der DC-gekoppelte Vorverstärker oder Puffer weist gegenüber dem AC-gekoppelten Design mehrere vorteilhafte Eigenschaften auf, da die Widerstände und Kondensatoren eines herkömmlichen analogen Hochpassfilters, mit dem eine Hochpass-Grenzfrequenz eines Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades eingestellt wird, entfallen. Der Verstärkungs- oder Vorwärtssignalpfad des vorderen Mikrofons kann sich vom Wandlerausgang bis wenigstens zum Analog-Digital-Wandlerausgang erstrecken. Der Wegfall der Widerstände und Kondensatoren des analogen Hochpassfilters am Vorverstärker oder Puffer führt zu einer kleineren Halbleiter-Die-Fläche, reduziertem thermischen Rauschen und einer deutlich verbesserten Flexibilität bei der Wahl der Hochpass-Grenzfrequenz des Vorwärtsmikrofonverstärkerpfades. Stattdessen kann die Hochpass-Grenzfrequenz des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades von einer Tiefpass-Grenzfrequenz des digitalen Schleifenfilters gesteuert oder dominiert werden, wie nachfolgend erläutert. Der Frequenzgang des digitalen Schleifenfilters, einschließlich seiner Tiefpass-Grenzfrequenz, ist von Natur aus wesentlich genauer als der Frequenzgang des herkömmlichen analogen Hochpass-Filters, da Widerstände und Kondensatoren des analogen Hochpass-Filters eine erhebliche Fertigungsspreizung und -drift über Zeit und Temperatur aufweisen, was eine genaue Frequenzgangregelung schwierig, teuer oder beides macht.
Die genaue Einstellung des Frequenzgangs des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades, die durch die Eigenschaften des digitalen Schleifenfilters ermöglicht wird, verbessert auch die Frequenzganganpassung, einschließlich Phasenanpassung, zwischen einzelnen Mikrofonanordnungen eines strahlformenden Mikrofonarrays. Diese verbesserte Reaktionsanpassung führt zu einem verbesserten, vorhersehbaren und stabilen Richtungsverhalten des strahlformenden Mikrofonarrays.
Der Digital-zu-Analog-Wandler kann eine sehr große Ausgangsimpedanz aufweisen, um den Strom des analogen Rückkopplungssignals in eine Last mit einem hochohmigen kapazitiven Wandlerelement einzubringen, ohne eine unerwünschte Dämpfung und/oder Verzerrung des Mikrofonsignals am Wandlerausgang zu verursachen. In bestimmten Ausführungsformen kann die Ausgangsimpedanz des Digital-zu-Analog-Wandlers bei 10kHz größer als 1MΩ sein, beispielsweise größer als 10MQ oder 100MΩ.
Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass das analoge Rückkopplungssignal direkt an den Wandlerausgang angeschlossen werden kann, z.B. wenigstens eine Wandlerplatte eines kapazitiven Wandlerelements. In diesem Zusammenhang bedeutet direkt durch einen elektrisch leitenden Weg ohne dazwischenliegende aktive Vorrichtungen wie Transistoren, aber möglicherweise durch passive Komponenten wie Widerstände, Kondensatoren, elektrische Leiterbahnen, Drähte usw. Diese Funktion verhindert wirksam die oben genannten Überlast- und Verzerrungsprobleme von Vorverstärker und Puffer bei hohen Pegeln des Mikrofonsignals, die durch Sättigung und Nichtlinearität aktiver Verstärkungselemente wie Transistoren des Vorverstärkers oder Pufferschaltung verursacht werden. Diese niederfrequente Grenzfrequenz kann in der Praxis durch eine Einstellung der Tiefpass-Grenzfrequenz des digitalen Schleifenfilters, wie vorstehend beschrieben, genau gesteuert werden. Die digitale Signalverarbeitung des digitalen Schleifenfilters ermöglicht eine sehr genaue und stabile Einstellung des Frequenzgangs des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades, insbesondere in Kombination mit dem DC-gekoppelten Vorverstärker oder Puffer, wie vorstehend beschrieben.
Der digitale Schleifenfilter kann einen Tiefpassfilter umfassen, der eine Trennfrequenz aufweist, die bei oder über 10Hz liegt, zum Beispiel bei oder über 50Hz, 100Hz oder 1000Hz. Der Tiefpassfilter kann eine Antwortkennlinie erster, zweiter oder dritter Ordnung umfassen. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die Tiefpass-Grenzfrequenz des digitalen Schleifenfilters so gewählt werden kann, dass eine gewünschte Hochpass-Grenzfrequenz des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades erreicht wird. Die letztgenannte Hochpass-Grenzfrequenz kann zwischen 10Hz und 4000Hz, wie beispielsweise zwischen 100Hz und 1kHz, für verschiedene Ausführungsformen der Mikrofonanordnung liegen, je nach den Anforderungen einer bestimmten Anwendung. Der digitale Schleifenfilter kann in bestimmten Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung eine einstellbare oder programmierbare Übertragungsfunktion umfassen. Die Übertragungsfunktion kann durch Filterkonfigurationsdaten gesteuert werden, die die zuvor diskutierte Grenzfrequenz des Tiefpassfilters bestimmen können. Die Filterkonfigurationsdaten können entsprechende Werte eines oder mehrerer Filterkoeffizienten des digitalen Schleifenfilters umfassen. Die Filterkonfigurationsdaten können von der Verarbeitungsschaltung über eine integrierte Befehls- und Steuerschnittstelle empfangen werden. Die integrierte Befehls- und Steuerschnittstelle ermöglicht es der Mikrofonanordnung, sich mit einer kompatiblen Datenschnittstelle des Hostprozessors zu verbinden und so die Filterkonfigurationsdaten vom Hostprozessor zu empfangen. Die programmierbare Übertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters ermöglicht es, die Mikrofonanordnung an die Anforderungen einer bestimmten Anwendung in Verbindung mit oder nach der Fertigung flexibel anzupassen und dient somit der Reduzierung der Anzahl der benötigten Varianten der Mikrofonanordnung.
Die Verarbeitungsschaltung kann einen digitalen Prozessor umfassen, der die Funktionalität des digitalen Schleifenfilters und/oder andere Steuerfunktionen der Verarbeitungsschaltung implementiert, wie beispielsweise die Zustandsumschaltung des digitalen in einen Analogwandler, die Steuerung des Betriebs einer Befehls- und Steuerschnittstelle, die mit dem Host-Prozessor einer tragbaren Kommunikationsvorrichtung, z.B. eines Smartphones usw., verbunden werden kann. Der digitale Prozessor kann eine digitale Zustandsmaschine und/oder einen softwareprogrammierbaren Mikroprozessor wie beispielsweise einen digitalen Signalprozessor (DSP) umfassen.
Gemäß einigen Ausführungsformen umfasst der Digital-Analog-Wandler (DAC) einen hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM), der zum Erzeugen des analogen Rückkopplungssignals konfiguriert ist, indem er das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes pulsbreiten- und pulsamplitudenmoduliertes Signal mit einer höheren Abtastfrequenz als einer Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals umwandelt. Das pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierte Signal kann eine Folge von Pulsen variabler Breite und Amplitude umfassen, die von einem Stromausgangswandler erzeugt werden, der die Abtastwerte des ersten digitalen Rückkopplungssignals darstellt. Der Stromausgangswandler kann eine Vielzahl von einzeln steuerbaren Stromgeneratoren umfassen, beispielsweise zwischen 8 und 32 einzeln steuerbare Stromgeneratoren, die parallel zum DAC-Ausgang geschaltet sind. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die Kapazität des kapazitiven Wandlerelements am Wandlerausgang die variablen Breiten- und Amplitudenstrompulse, die vom Ausgang des hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulators geliefert werden können, effektiv filtert oder glättet, um unerwünschte hochfrequente Komponenten im analogen Rückkopplungssignal zu unterdrücken oder zu eliminieren.
In dem oben genannten Stromausgangswandler kann jeder der Vielzahl von einzeln steuerbaren Stromgeneratoren eine erste Stromquelle umfassen, die zwischen einer positiven Gleichstromversorgungsschiene des Stromausgangswandlers und dem DAC-Ausgang verbunden ist, um einen ersten Strompegel an den DAC-Ausgang abzugeben; und eine zweite Stromquelle, die zwischen dem DAC-Ausgang und einer negativen Gleichstromversorgungsschiene des Stromausgangswandlers verbunden ist, um einen zweiten Strompegel von dem DAC-Ausgang abzusinken. Der einzeln steuerbare Stromgenerator kann darüber hinaus eine Gleichstrom-Fehlerunterdrückungsschaltung umfassen, die zum Anpassen des ersten und zweiten Stromniveaus konfiguriert ist. Die Anpassung oder Entzerrung des ersten und zweiten Stromniveaus durch den Betrieb der Gleichstrom-Fehlerunterdrückungsschaltung hat mehrere spürbare Vorteile, die beispielsweise zu einer linearen E/A-Kennlinie des Strom-Ausgangswandlers führen. Die Gleichstrom-Fehlerunterdrückungsschaltung verhindert auch den Aufbau von Gleichspannungskomponenten an der Last, was in Verbindung mit der Ansteuerung kapazitiver Wandlerelemente, bei denen DC-Offsets oder DC-Asymmetrien des Ausgangssignals am DAC-Ausgang dazu neigen, einen DC-Betriebspunkt des kapazitiven Wandlerelements von einem Soll-DC-Betriebspunkt wegzutreiben, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Der hybride Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator ist in der Lage, das analoge Rückkopplungssignal mit hoher Auflösung bei einer relativ niedrigen Wandlungsfrequenz zu erzeugen, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert wird.
Einige Ausführungsformen des hybriden Pulsbreitenmodulators und des Pulsamplituden-Modulators können einen rauschformenden Quantisierer umfassen, der konfiguriert ist, um Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals, die vom digitalen Schleifenfilter ausgegeben werden, mit einer ersten Bitbreite zu empfangen; und die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals zu quantisieren, um Abtastungen eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer reduzierten Bitbreite zu erzeugen. Der rauschformende Quantisierer kann Abtastungen eines eingehenden digitalen Signals auf weniger Bits quantisieren, d.h. Abtastungen mit reduzierter Bitbreite. Der rauschformende Quantisierer kann beispielsweise Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals quantisieren, z.B. von 32 Bit oder 24 Bit auf weniger als 16 Bit oder weniger als 12 Bit, z.B. 11 Bit. Der rauschformende Quantisierer ist konfiguriert, um ein Spektrum des Quantisierungsrauschens zu formen, das durch den Quantisierungsprozess erzeugt wird, um seine Hörbarkeit zu verringern. Somit kann das Quantisierungsrauschen in einer Frequenz oberhalb des Hörbereichs, z.B. oberhalb von 20kHz, nach oben geschoben werden. Das erste digitale Rückkopplungssignal kann eine Abtastfrequenz bei oder über 48kHz aufweisen, beispielsweise über 96kHz, wie 192kHz oder 384kHz. Das zweite digitale Rückkopplungssignal kann anschließend in das pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierte Signal umgewandelt werden, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf ein Verfahren zum Einstellen eines Frequenzgangs eines Signalverstärkungspfades einer Mikrofonanordnung. Das Verfahren umfasst a) das Umwandeln von ankommendem Ton in ein entsprechendes Mikrofonsignal durch ein akustisches Wandlerelement, wobei das akustische Wandlerelement einen Frequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz aufweist; b) das Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals, um ein entsprechendes digitales Mikrofonsignal zu erzeugen; c) das Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals durch einen digitalen Schleifenfilter, um ein erstes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; d) das Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC); und e) das Kombinieren des analogen Rückkopplungssignals und des Mikrofonsignals, um eine Rückkopplungsschleife des Signalverstärkungswegs zu schließen.
Das Verfahren kann des Weiteren Folgendes umfassen: f) Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an wenigstens eine Wandlerplatte eines kapazitiven mikroelektromechanischen (MEMS) Wandlerelements, das das Mikrofonsignal liefert.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf einen Halbleiter-Die mit einer Verarbeitungsschaltung gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen. Die Verarbeitungsschaltung kann einen CMOS-Halbleiterchip umfassen. Die Verarbeitungsschaltung kann für den Einbau in ein Miniatur-Mikrofongehäuse oder -Packung geformt und dimensioniert werden. Die Mikrofonanordnung kann daher ein Mikrofongehäuse umfassen, das das Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung umschließt und trägt. Ein unterer Abschnitt des Mikrofongehäuses kann eine Trägerplatte, wie beispielsweise eine Leiterplatte, umfassen, auf der die Verarbeitungsschaltung und das Wandlerelement durch einen geeigneten Verbindungsmechanismus befestigt oder fixiert sind. Das Mikrofongehäuse kann eine Schallöffnung oder einen Eingang umfassen, der den Schalldurchgang zum Wandlerelement ermöglicht, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert wird.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf eine tragbare Kommunikationsvorrichtung, einschließlich einer Mikrofonanordnung gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen. Die tragbare Kommunikationsvorrichtung kann einen Anwendungsprozessor umfassen, z.B. einen Mikroprozessor, wie beispielsweise einen digitalen Signalprozessor. Der Anwendungsprozessor kann eine Datenkommunikationsschnittstelle umfassen, die mit einer extern zugänglichen Datenkommunikationsschnittstelle der Mikrofonanordnung kompatibel ist und mit dieser verbunden ist. Die Datenkommunikationsschnittstelle kann eine proprietäre Schnittstelle oder eine standardisierte Datenschnittstelle wie eine der I2C-, USB-, UART-, SoundWire- oder SPI-konformen Datenkommunikationsschnittstellen umfassen. Verschiedene Arten von Konfigurationsdaten der Verarbeitungsschaltung, beispielsweise zur Programmierung oder Anpassung der Eigenschaften des digitalen Schleifenfilters, können vom Anwendungsprozessor an die Mikrofonanordnung übertragen werden, wie im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
In einigen Ausführungsformen kann die vorliegende Mikrofonanordnung Teil einer tragbaren Kommunikationsvorrichtung, wie beispielsweise eines Smartphones, sein, bei der eine, zwei, drei oder mehr Mikrofonanordnungen zur Aufnahme und Verarbeitung verschiedener Arten von akustischen Signalen wie Sprache und Musik integriert werden können. In einigen beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Ansätze können Mikrofonanordnungen und -verfahren durch konfigurierbare Parameter abgestimmt oder an verschiedene Arten von Anwendungen angepasst werden, wie im Folgenden näher erläutert wird. Diese Parameter können auf Anforderung über die oben genannten Konfigurationsdaten, z.B. über die zuvor genannte Befehls- und Steuerschnittstelle, in geeignete Speicherzellen der Mikrofonanordnung geladen werden. Letzteres kann eine standardisierte Datenkommunikationsschnittstelle wie SoundWire, I2C, UART und SPI umfassen.
1 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Mikrofonanordnung oder eines Systems 100. Die Mikrofonanordnung 100 umfasst ein akustisches Wandlerelement 102, z.B. einen mikroelektromechanischen System (MEMS) -Wandler, der konfiguriert ist, um eingehenden Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal umzuwandeln. Das akustische Wandlerelement 102 kann erste und zweite gegenseitig geladene Wandlerplatten, z.B. eine Membran 105 und eine Rückplatte 106, umfassen, die das Mikrofonsignal liefern. Das akustische Wandlerelement 102 weist durch die Anordnung der Membran 105 und der Rückplatte 106 mit einer Wandlerkapazität, die zwischen 0,5pF und 10pF liegen kann, kapazitive Eigenschaften auf. Die Ladung kann durch eine geeignete hochohmige DC-Vorspannungsversorgung (nicht dargestellt) auf eine der Membran 105 und die Rückplatte 106 eingespeist werden. Die Mikrofonanordnung 100 umfasst zusätzlich eine Verarbeitungsschaltung 122, die einen Halbleiter-Die umfassen kann, beispielsweise eine CMOS-Halbleitervorrichtung mit gemischten Signalen, die die verschiedenen nachfolgend beschriebenen analogen und digitalen Schaltungen integriert. Das akustische Wandlerelement 102 ist konfiguriert, um Schall, der die Membran 105 über die Schallöffnung 109 erreicht, in ein entsprechendes Mikrofonsignal umzuwandeln.
Die Verarbeitungsschaltung 122 ist geformt und bemessen zur Montage auf einem Substrat oder Trägerelement 111 der Baugruppe 100, wobei das Trägerelement ebenfalls das kapazitive Wandlerelement 102 trägt. Das akustische Wandlerelement 102 erzeugt das Mikrofonsignal an einem Wandlerausgang (Element 101a von 2) als Reaktion auf auftreffenden Schall. Der Wandlerausgang 101a kann beispielsweise ein Pad oder ein Terminal des Wandlerelements 102 umfassen, das elektrisch mit der Verarbeitungsschaltung 122 über einen oder mehrere Bonddrähte 107 gekoppelt ist, die die jeweiligen Signalpads des Wandlerelements 102 und der Verarbeitungsschaltung 122 elektrisch verbinden. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass das akustische Wandlerelement 102 und die Verarbeitungsschaltung 122 ganzheitlich auf einem einzelnen Halbleiter-Die in anderen Ausführungsformen ausgebildet sein können. Die Mikrofonanordnung 100 umfasst einen Gehäusedeckel 103, der an einer Umfangskante des Substrats oder Trägerelements 111 montiert ist, so dass der Gehäusedeckel 103 und das Trägerelement 111 gemeinsam ein Mikrofongehäuse bilden, das das Wandlerelement 102 und die Verarbeitungsschaltung 105 der Anordnung 100 umschließt und schützt. Der Schalleinlass oder die Schallöffnung 109 kann durch das Trägerelement 111 oder durch den Gehäusedeckel 103 in anderen Ausführungsformen ragen, um Schallwellen zum Wandlerelement 102 zu leiten. Der Frequenzgang des akustischen Wandlerelements 102 wird durch die akustischen Eigenschaften des Wandlerelements 102 selbst und die umgebenden akustischen Lasten bestimmt, wie z.B. eine unterhalb des Gehäusedeckels 103 eingeschlossene Rückkammer 110 und eine vor der Rückwand 106 gebildete Vorderkammer. Der Frequenzgang des Wandlers umfasst eine Hochpass-Grenzfrequenz, die durch die Abmessungen einer Lüftungsöffnung oder Öffnung 113 bestimmt wird, die auch als Druckausgleichsöffnung bezeichnet werden kann. Das Lüftungsloch oder die Öffnung 113 verbindet akustisch eine Stirnseite und eine Rückseite der Membran 105 des akustischen Wandlerelements 102. Das Lüftungsloch oder die Öffnung 113 ragt durch die Membranstruktur 105 im vorliegenden Wandlerelement 102 heraus, aber der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass das Lüftungsloch 113 in alternativen Strukturen des Wandlerelements 102 angeordnet sein kann, wie beispielsweise in der vertikalen Stützstruktur, die einen Umfangsabschnitt der Membran 105 und der Rückplatte 106 hält, sofern die Vorderseite und eine Rückseite der Membran 105 akustisch verbunden sind. Um die Hochpass-Grenzfrequenz des Wandlerelements 102 auf 5Hz einzustellen, kann das Lüftungsloch oder die Öffnung 113 kreisförmig mit einem Durchmesser zwischen 5 und 10µm sein. Das Lüftungsloch oder die Öffnung 113 ist notwendig, um einen statischen Druck- oder Gleichspannungsausgleich zwischen der Vorderseite und der Rückseite der Membran 105 zu gewährleisten. Konventionell wurden die Abmessungen dieser Lüftungsöffnung 113 so gewählt, dass die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 bei einer relativ hohen Frequenz im Audiobereich, z.B. bei oder über 100Hz, zum Zwecke der Dämpfung oder Unterdrückung von hochlevel-niederfrequenten Komponenten des Mikrofonsignals gewählt wird. Diese hochlevel-niederfrequenten Komponenten des Mikrofonsignals können durch intensive Unterschall- oder niederfrequente Geräusche verursacht werden, die durch Windgeräusche, große Maschinen usw. verursacht werden und sind im Allgemeinen unerwünscht innerhalb des Signalverstärkungspfades der Verarbeitungsschaltung 122. Denn hochlevel-niederfrequente Komponenten neigen dazu, eine Überlastung und nichtlineare Verzerrung verschiedener Arten von aktiven Schaltungen des Signalverstärkungspfades zu verursachen, z.B. eines Vorverstärkers oder Puffers und/oder eines Analog-Digital-Wandlers und verschlechtern die Klangqualität des Mikrofonsignals.
Es gibt jedoch eine Reihe von ausgeprägten Nachteilen durch die konventionelle Einstellung der Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102. Einer davon ist, dass das akustische Rauschen des akustischen Wandlerelements 102 mit zunehmender Dimensionierung der Lüftungsöffnung 113 und entsprechender Erhöhung der Hochpass-Grenzfrequenz zunimmt. Dieser Effekt wird durch den zunehmenden Schallwiderstand der Lüftungsöffnung verursacht. Ein weiterer Nachteil ist, dass der Tieffrequenzgang der Mikrofonanordnung 100, d.h. die kombinierten Effekte des akustischen Wandlerelements 102 und des Signalverstärkungspfades der Verarbeitungsschaltung 122, durch die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 dominiert oder wenigstens stark beeinflusst wird. Die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 ist jedoch in der Regel recht ungenau, abhängig von verschiedenen schwierig steuerbaren physikalischen Abmessungen der kleinen Lüftungsöffnung 113 und anderen akustischen Größen. Die konventionelle Einstellung der Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 führt daher zu einer schlechten Steuerung des Niederfrequenzgangs der Mikrofonanordnung 100 und verhindert somit eine genaue Frequenzganganpassung zwischen einzelnen Mikrofonanordnungen. Darüber hinaus ist der Rauschpegel der Mikrofonanordnung höher als erwünscht.
Die Abmessungen der Lüftungsöffnung 113 des akustischen Wandlerelements 102 in der vorliegenden Mikrofonanordnung 100 sind in einigen Ausführungsformen so gewählt, dass die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 bei einer relativ niedrigen Frequenz, beispielsweise niedriger als 20Hz oder niedriger als 10Hz, wie beispielsweise bei oder unter 5Hz, angeordnet ist. Der Tieftonbereich, z.B. zwischen 20Hz und 500Hz, der Mikrofonanordnung 100 wird stattdessen von einer Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades der Verarbeitungsschaltung 122 dominiert. Diese Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades kann durch verschiedene Arten von Verstärkungs-, Puffer- oder Verarbeitungsschaltungen des Signalverstärkungspfades eingestellt werden. Die Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades kann höher als 20Hz, 40Hz, 100Hz und/oder 4000Hz sein, beispielsweise zwischen 100Hz und 1kHz. In einer Ausführungsform ist die Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades wenigstens zwei Oktaven höher als die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102, zum Beispiel eine Dekade höher. Somit kann die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 auf 3Hz und die Hochpass-Grenzfrequenz des Signalverstärkungspfades auf 30Hz oder höher, wie beispielsweise 100Hz, eingestellt werden.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Mikrofonanordnung 100 ist besonders effektiv, um die zuvor diskutierten niederfrequenten Überlastprobleme zu beseitigen, die mit der niedrigen Einstellung der Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 verbunden sind, indem ein analoges Rückkopplungssignal, das über einen digitalen Rückkopplungspfad des Signalverstärkungspfades erzeugt wird, zu einem Ausgang des akustischen Wandlerelements 102 hinzugefügt wird. Diese Ausführungsform wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 2-10 näher erläutert.
1B zeigt einen Plot 150 des gemessenen A-bewerteten Signal-Rausch-Verhältnisses der Mikrofonanordnung 100 in Abhängigkeit von der Hochpass-Grenzfrequenz des Schallwandlerelements 102. Es ist offensichtlich, dass sich das A-bewertete Signal-Rausch-Verhältnis mit abnehmendem Wert der Hochpass-Grenzfrequenz ständig verbessert. Der A-bewertete Signal-Rausch-Verhältnis wird beispielsweise um ca. 1dB verbessert, wenn die Hochpass-Grenzfrequenz des akustischen Wandlerelements 102 von 100Hz auf ca. 3Hz gesenkt wird.
2 zeigt ein vereinfachtes elektrisches Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung 122 der Miniaturmikrofonanordnung 100. Die Verarbeitungsschaltung 122 umfasst den zuvor beschriebenen Signalverstärkungspfad, der konfiguriert ist, um das Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu digitalisieren, um ein digitales Mikrofonsignal an einem Ausgang 112 eines Analog-Digital-Wandlers 106 bereitzustellen. Der Signalverstärkungspfad der vorliegenden Ausführungsform umfasst einen Vorwärtssignalpfad und einen Rückkopplungssignalpfad. Der Vorwärtssignalpfad umfasst einen Summierungsknoten oder -kreuzung 132, die mit dem Wandlerausgang 101a verbunden ist, um das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren, das von einem Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) 130 geliefert wird. Der Vorwärtssignalpfad umfasst zusätzlich einen Vorverstärker oder Puffer 104, der mit einem Ausgang des Summierungsknotens 132 und den zuvor erwähnten Analog-Digital-Wandler 106, der mit einem Ausgang des Vorverstärkers oder Puffers 104 verbunden ist. Der Vorwärtssignalpfad kann aus den im Folgenden näher erläuterten Gründen vom Wandlerausgang 101a zum digitalen Mikrofonsignal am Ausgang 112 DC-gekoppelt werden. Die Eigenschaften und die Funktionalität des Rückkopplungssignals, das sich vom Ausgang 112 des Analog-Digital-Wandlers 106 bis zum Summierungsknoten 132 erstreckt, werden im Folgenden näher erläutert.
Der Vorverstärker oder Puffer 104 der Verarbeitungsschaltung 122 weist einen Eingangsknoten oder einen Terminal 101b auf, der mit dem Wandlerausgang 101a des Wandlerelements 102 zum Empfangen des vom Wandlerelement 102 erzeugten Mikrofonsignals verbunden ist. Der Ausgang des Vorverstärkers 104 liefert ein verstärktes und/oder gepuffertes Mikrofonsignal an einen Analog-Digital-Wandler 106, der zum Empfangen, Abtasten und Quantisieren des verstärkten oder gepufferten Mikrofonsignals zum Erzeugen eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals konfiguriert ist. Der Analog-Digital-Wandler 106 kann angepasst sein, um ein Multibit- oder Singlebit-Digitalmikrofonsignal zu erzeugen, das das Mikrofonsignal in Abhängigkeit vom jeweiligen Wandlertyp darstellt. Einige Ausführungsformen des Analog-Digital-Wandlers 106 umfassen einen Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ), der konfiguriert ist, um ein digitales Ein-Bit-Mikrofonsignal (PDM) bei einer ersten Abtastfrequenz zu erzeugen. Die erste Abtastfrequenz kann zwischen 2MHz und 20MHz liegen, z.B. 3.072MHz. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der Vorverstärker 104 mit dem Analog-Digital-Wandler 106 in andere Ausführungsformen integriert werden kann.
Das digitale Mikrofonsignal wird an einen Eingang einer Befehls- und Steuerschnittstelle 110 übertragen, die konfiguriert ist, um verschiedene Arten von Datenbefehlen und Filterkonfigurationsdaten für einen programmierbaren digitalen Schleifenfilter 120 von einem Hostprozessor (nicht dargestellt) einer tragbaren Kommunikationsvorrichtung, z.B. einem Smartphone, zu empfangen. Die Befehls-/Steuerschnittstelle 110 kann eine separate Taktleitung 116 („clock line“, CLK) umfassen, die Daten auf einer Datenleitung 118 (DATA) der Schnittstelle 110 taktet. Die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 kann eine standardisierte Datenkommunikationsschnittstelle nach verschiedenen seriellen Datenkommunikationsprotokollen umfassen, z.B. I2C, USB, UART, SoundWire oder SPI. Die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 ist konfiguriert, um das digitale Mikrofonsignal gemäß dem entsprechenden Protokoll der Schnittstelle 110 zu strukturieren und zu kodieren und das digitale Mikrofonsignal an den Host-Prozessor zu übertragen. Die Mikrofonanordnung 100 kann konfiguriert sein, um verschiedene Arten von Konfigurationsdaten zu empfangen und zu verwenden, die vom Host-Prozessor übertragen werden. Die Konfigurationsdaten können Daten über eine Konfiguration der Verarbeitungsschaltung 122 umfassen, wie beispielsweise Filterkoeffizienten des digitalen Schleifenfilters 120.
Die Verarbeitungsschaltung 122 umfasst einen Rückkopplungspfad, der sich wenigstens vom digitalen Mikrofonsignal am Ausgang 112 des Analog-Digital-Wandlers 106 bis zum Wandlerausgang 101a oder Mikrofonvorverstärker-Eingangsknoten 101b erstreckt, da diese Knoten elektrisch verbunden sind. Der Rückkopplungspfad liefert dem Summierungsknoten am Wandlerausgang 101a ein analoges Rückkopplungssignal, so dass der Pfad zum Einstellen einer Hochpass-Grenzfrequenz des Frequenzgangs des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades vom Wandlerausgang zum Ausgang 112 des Analog-Digital-Wandlers 106 wirksam sein kann. Diese Hochpass-Grenzfrequenz kann in der Praxis durch Einstellen einer Tiefpass-Grenzfrequenz des digitalen Schleifenfilters 120, wie vorstehend beschrieben, genau gesteuert werden. Der digitale Schleifenfilter kann durch seine digitale Verarbeitungsart eine sehr genaue und stabile Frequenzgangseinstellung aufweisen, im Gegensatz zu den Frequenzgangseinstellungen herkömmlicher analoger Filter, die zur Bestimmung des Frequenzgangs auf Werte von Komponenten wie Kondensatoren und Widerständen angewiesen sind. Komponenten wie Kondensatoren und Widerstände weisen eine erhebliche Fertigungsstreuung der Komponentenwerte und Drift über Zeit und Temperatur auf, so dass die Frequenzgangeinstellung herkömmlicher Analogfilter weniger genau und stabil als gewünscht ist.
Erzeugt der Analog-Digital-Wandler 106 ein digitales Mikrofonsignal als Single-Bit (PDM) -Digitalmikrofonsignal oder ein Multi-Bit-Digitalmikrofonsignal mit 2-4Bit Abtastungen, kann die digitale Rückkopplungsschleife der Verarbeitungsschaltung 122 einen Dezimator 115 umfassen, der vor z.B. am Eingang des digitalen Schleifenfilters 120 angeordnet ist. Dieser Dezimator 115 kann konfiguriert sein, um das digitale Single-Bit- (PDM) oder Multi-Bit-Mikrofonsignal in ein dezimiertes Multi-Bit-(PCM) -Rückkopplungssignal mit einer zweiten Abtastfrequenz umzuwandeln. Die zweite Abtastfrequenz ist niedriger als die erste Abtastfrequenz, die zwischen 2MHz und 20MHz des digitalen Einzelbit-(PDM) - Mikrofonsignals liegen kann, wie vorstehend erläutert. Die zweite Abtastfrequenz kann zwischen dem 8- und 64-fachen der ersten Abtastfrequenz liegen, z.B. durch Konfigurieren des Dezimators 115 mit Dezimationsfaktoren zwischen 8 und 64, wie beispielsweise 16 oder 32. Die Abtastwerte des dezimierten Multibit-Rückkopplungssignals können zwischen 16 und 32 Bit umfassen, um eine hohe Signalauflösung im digitalen Rückkopplungspfad aufrechtzuerhalten. Diese Dezimierung und die damit verbundene Tiefpassfilterung des digitalen Single-Bit (PDM) -Mikrofonsignals kann hilfreich sein, um hochfrequente Rauschkomponenten des digitalen Single-Bit (PDM) -Mikrofonsignals zu unterdrücken. Das dezimierte Multibit-Rückkopplungssignal wird an einen Eingang des digitalen Schleifenfilters 120 angelegt, der das Signal gemäß einer einstellbaren oder festen Übertragungsfunktion, wie beispielsweise dem zuvor erwähnten Tiefpassfrequenzgang, des Filters 120 filtert, um daraufhin ein erstes digitales Rückkopplungssignal an einem Filterausgang zu erzeugen. Exemplarische Topologien und Übertragungsfunktionen des digitalen Schleifenfilters 120 werden im Folgenden ausführlich erläutert.
Das erste digitale Rückkopplungssignal, das vom digitalen Schleifenfilter 120 geliefert wird, wird an einen Digital-Analog-Wandler (DAC) des digitalen Rückkopplungskreises angelegt. Der DAC umfasst einen hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM) 125, der in Reihe mit einem Stromausgangswandler (IDAC) 130 geschaltet ist. Der DAC ist konfiguriert, um das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln, das an den Eingangsknoten 101b des Mikrofonvorverstärkers angelegt wird. Der letztgenannte Knoten 101b wird wie besprochen mit dem Wandlerausgang 101a verbunden, bevor er den digitalen Rückkopplungskreis schließt. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der Wandlerausgang ein extrem hochohmiger Schaltungsknoten sein kann, z.B. eine Impedanz, die einer Kapazität von 0,5pF bis 10pF eines kapazitiven Miniaturwandlerelements entspricht. Diese Eigenschaft des Wandlerausgangs und die konstruktiven und elektrischen Eigenschaften, insbesondere die Ausgangsimpedanz, des Stromausgangswandlers 130 werden im Folgenden anhand des Schaltplans des Wandlers 130 näher erläutert. Das Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang des kapazitiven Miniatur-Wandlerelements 102 führt zu zahlreichen Vorteilen gegenüber herkömmlichen Ansätzen. Die direkte Kopplung des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang verhindert effektiv eine niederfrequente Überlastung des Vorverstärkers oder Puffers 104 und/oder des Wandlers 106. Dies wird durch die Tiefpassfilterung des analogen Rückkopplungssignals durch das digitale Schleifenfilter 120 erreicht, das niederfrequente Komponenten des Mikrofonsignals am Eingangsknoten 101b oder Eingangsknoten des Vorverstärkers oder Puffers 104 aufhebt oder unterdrückt. Darüber hinaus kann der Rauschabstand der Mikrofonanordnung 100 verringert werden, indem ein Frequenzgang des kapazitiven Miniaturwandlerelements 102 auf den genauen Frequenzgang des vorderen Mikrofonverstärkerpfades abgestimmt wird. Darüber hinaus verbessert die genaue Steuerung des Frequenzgangs des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades die Anpassung des Frequenzgangs, einschließlich der Phasenanpassung, zwischen einzelnen Mikrofonanordnungen eines strahlformenden Mikrofonarrays, das 2, 3 oder mehr Mikrofonanordnungen umfassen kann. Diese verbesserte Reaktionsanpassung führt zu einer verbesserten, vorhersagbaren und stabilen Richtungsreaktion des strahlformenden Mikrofonarrays.
Der obere Teil von 3 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform des zuvor besprochenen digitalen Schleifenfilters 120 der digitalen Rückkopplungsschleife oder des Pfades der Verarbeitungsschaltung 122. Der digitale Schleifenfilter 120 verfügt über Tiefpassfiltereigenschaften zweiter Ordnung unter Verwendung einer klassischen IIR-Filter-Bi-Quad-Topologie. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass andere digitale Filtertypen und Topologien, wie z.B. FIR-Filter oder andere Arten von IIR-Filter-Topologien, in alternativen Ausführungsformen des digitalen Schleifenfilters 120 verwendet werden können. Ebenso können andere Filterordnungen verwendet werden. Die Übertragungsfunktion des veranschaulichten digitalen Schleifenfilters 120 wird durch die Werte der Filterkoeffizienten bestimmt, die umfassen: a1, a2, b0, b1 und b2. Das Frequenzgang-Diagramm 300 des unteren Teils von 3 zeigt einen beispielhaften Größenbereich 310 des digitalen Schleifenfilters 120, bei dem die Tiefpassfrequenz auf etwa 200Hz abgestimmt wurde. Der entsprechende Größenbereich 305 des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades für diese spezielle Einstellung des Bereichs 310 des digitalen Schleifenfilters wird ebenfalls dargestellt. Der Fachmann und die Fachfrau werden die erwartete Hochpass-Betragsantwort 2. Ordnung des Verstärkungsstrangs des vorderen Mikrofons bemerken. Die Hochpass-Grenzfrequenz wird auf ca. 30Hz eingestellt. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die Tiefpass-Grenzfrequenz des digitalen Schleifenfilters 120 über einen weiten Frequenzbereich eingestellt werden kann, um eine gewünschte Hochpass-Grenzfrequenz des Vorwärtsmikrofonverstärkungspfades zu erhalten. Die letztgenannte Hochpass-Grenzfrequenz kann im Frequenzbereich zwischen 10Hz und 200Hz für verschiedene Ausführungsformen der Mikrofonanordnung liegen, je nach den Anforderungen einer bestimmten Anwendung.
Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass bestimmte Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung 122 eine einstellbare oder programmierbare Übertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters 120 umfassen können, wobei die Übertragungsfunktion durch Filterkonfigurationsdaten gesteuert wird. Die Filterkonfigurationsdaten können entsprechende Werte von einem oder mehreren der zuvor diskutierten Filterkoeffizienten a1, a2, b0, b1 und b2 umfassen. Die Filterkonfigurationsdaten können von der Verarbeitungsschaltung 122 über die zuvor beschriebene Befehls- und Steuerschnittstelle 110 von einem Host-Prozessor empfangen werden. Die programmierbare Übertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters 120 ermöglicht es, die Mikrofonanordnung nach der Fertigung flexibel auf die Anforderungen einer bestimmten Anwendung abzustimmen und reduziert so die Anzahl der benötigten Varianten der Mikrofonanordnung.
Andere Arten von Konfigurationsdaten für verschiedene Schaltungen und Funktionen des Verarbeitungskreises 122 können ebenfalls über die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 programmiert werden. Die Konfigurationsdaten, einschließlich der Filterkonfigurationsdaten, können in wiederbeschreibbaren Speicherzellen (nicht dargestellt) der Verarbeitungsschaltung wie Flash-Speicher, EEPROM, RAM, Registerdateien oder Flip-Flops gespeichert werden. Diese wiederbeschreibbaren Speicherzellen können bestimmte Standardwerte der Filterkonfigurationsdaten enthalten oder speichern.
4 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform des zuvor diskutierten hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulators (PWAM) 125 des Rückkopplungspfades der Verarbeitungsschaltung. Der Ausgang des digitalen Schleifenfilters 120 ist mit dem Eingang des PWAM 125 so verbunden, dass das zuvor besprochene erste digitale Rückkopplungssignal an den Eingang des PWAM 125 angelegt wird. Das erste digitale Rückkopplungssignal kann ein Multibit-Signal mit einer relativ hohen Auflösung sein - zum Beispiel zwischen 16 und 32Bit pro Abtastwert (Sample), wie z.B. 24Bit pro Abtastwert (Sample), um eine hohe Signalauflösung über den Rückkopplungspfad aufrechtzuerhalten. Die Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals kann zwischen 32kHz und 384kHz liegen, beispielsweise zwischen 96kHz und 192kHz. Das PWAM 125 umfasst einen rauschformenden Up-Sampler und Quantisierer 410 am Eingang, der das erste digitale Rückkopplungssignal empfängt. Der rauschformende Up-Sampler und Quantisierer 410 erhöht die Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals mit einem voreingestellten oder programmierbaren Verhältnis, beispielsweise einem ganzzahligen Verhältnis zwischen 2 und 16, um ein zweites digitales Rückkopplungssignal 415 bei einer zweiten Abtastfrequenz zu erzeugen. Der rauschformende Up-Sampler und Quantisierer 410 ist des Weiteren konfiguriert, um Abtastungen des zweiten digitalen Rückkopplungssignals auf eine geringere Anzahl von Bits zu quantisieren als die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform des Quantisierers 410 weisen die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals 24 Bit pro Abtastung auf, während die Abtastungen des zweiten digitalen Rückkopplungssignals auf 11 Bit dezimiert wurden. Diese Abtastwerte können nach einem signierten Abtastformat erzeugt werden, bei dem ein Vorzeichenbit ein Bit einnimmt und ein Größenabschnitt durch die restlichen 10 Bit des Abtastwertes dargestellt wird.
5 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm des rauschformenden Up-Samplers und Quantisierers 410 des PWAM 125. Das erste digitale Rückkopplungssignal wird durch X(z) und das zweite digitale Rückkopplungssignal durch X(z) + E(z) dargestellt, wobei E(z) eine Quantisierungsrauschkomponente darstellt, die durch den Quantisierungsvorgang des Quantisierers 504 verursacht wird. Der rauschformende Up-Sampler und Quantisierer 410 umfasst eine rauschformende Rückkopplungsschleife, die sich durch den Schleifenfilter Hn(z) 506 zu einem zweiten eingangsseitigen Addierer 510 erstreckt, der das Spektrum des erzeugten Quantisierungsrauschens zu höheren Frequenzen formt und somit trotz Quantisierung eine relativ hohe Auflösung des zweiten digitalen Rückkopplungssignals über den gesamten Tonfrequenzbereich beibehält. Der rauschbildende Up-Sampler und Quantisierer 410 kann eine Vorsteuerung umfassen, wie dargestellt, die sich bis zu einem ausgangsseitigen Summierer 512 erstreckt. Der rauschformende Up-Sampler und Quantisierer 410 kann auch den veranschaulichten Dither-Generator 502 umfassen, der dem ersten digitalen Rückkopplungssignal am Eingang des rauschbildenden Up-Samplers und Quantisierers 410 unter Verwendung eines ersten eingangsseitigen Addierers 508 ein pseudozufälliges Rauschsignal mit angemessenem Pegel hinzufügt. Dieses pseudozufällige Rauschsignal kann hörbare Artefakte im Zusammenhang mit dem Quantisierungsvorgang in bekannter Weise reduzieren.
Unter Bezugnahme auf 4 umfasst das PWAM 125 zusätzlich einen Modulator 420, der mit dem Ausgang des rauschformenden Up-Samplers und Quantisierer 410 zum Empfang des zweiten digitalen Rückkopplungssignals X(z)+E(z) verbunden ist. Die Funktionsweise und Funktionalität einer beispielhaften Ausführungsform des Modulators 420 ist in 6 schematisch dargestellt. Der Modulator 420 nimmt das zweite digitale Rückkopplungssignal im Multibit (PCM) -Format auf und wandelt das zweite digitale Rückkopplungssignal in ein pulsbreiten- und pulsamplitudenmoduliertes Signal um. Die Abtastfrequenz dieses pulsbreiten- und amplitudenmodulierten Signals kann deutlich höher sein als die Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals, wie nachfolgend erläutert. Die Abtastfrequenz des pulsbreiten- und amplitudenmodulierten Signals 425 kann wenigstens 16 mal höher sein als die Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals, wie beispielsweise 32 oder 64 mal höher. Eine Ausführungsform des Modulators 420 akzeptiert eine 192kHz Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals und erzeugt ein entsprechendes pulsbreiten- und pulsamplitudenmoduliertes Signal bei einer Abtastfrequenz von 12,288MHz und erhöht damit die Abtastfrequenz desselben um einen Up-Samplingfaktor von 64. Das pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierte Signal 425 kann auf eine Stromrichter-Steuerschaltung oder den Block 430 angewendet werden (siehe z.B. 4). Die Stromwandler-Steuerschaltung 430 ist konfiguriert, um das pulsbreiten- und amplitudenmodulierte Signal in eine entsprechende Folge von variablen Breiten- und Amplitudenstrompulsen am Ausgang des zuvor diskutierten Stromausgangswandlers (IDAC) 130 umzuwandeln oder zu transformieren, indem sie steuert, wie individuell steuerbare Stromgeneratoren (dargestellt in den 7 und 8) aktiviert werden. Die Stromwandler-Steuerschaltung 430 kann eine entsprechend konfigurierte digitale Zustandsmaschine umfassen. Eine Ausführungsform der Stromwandler-Steuerschaltung 430 kann eine dynamische Elementanpassungsschaltung 432 umfassen, wie schematisch dargestellt, wobei die Auswahl der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren des Stromausgangswandlers in zufälliger Weise durchgeführt wird, um Offsets zwischen nominal identischen Stromgeneratoren zu berechnen.
Unter Bezugnahme auf 6 wird in einer Ausführungsform das zweite digitale Rückkopplungssignal X(z)+E(z) an den Eingang des Modulators 420 angelegt und die Abtastfrequenz um ein vorgegebenes Verhältnis, N, wie beispielsweise 64, angehoben. In der vorliegenden Ausführungsform beträgt die Auflösung des zweiten digitalen Rückkopplungssignals 11 Bit, wie zuvor erläutert. Ein Teilungsblock oder eine Schaltung 603 teilt jeden 11-Bit-Abtastwert des zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit N, um entsprechende Modulo-Werte und Restwerte der Abtastungen zu berechnen. Die Zeichnung zeigt vier beispielhafte Werte, 138, 40, 522 und 276 in dezimaler Schreibweise, der 11-Bit-Abtastungen des zweiten digitalen Rückkopplungssignals, die zunächst im Dezimalformat ausgedrückt werden. Der dezimale Abtastwert 138 wird durch 64 dividiert, was einen Modulo-Wert von 2 und einen Restwert von 10 ergibt, wie dargestellt. Die entsprechende Berechnung ist auch für die drei verbleibenden Abtastwerte (Samples) 40, 522 und 276 dargestellt. Der dezimale Abtastwert 138 wird in das Binärformat umgewandelt und zeigt, wie der Modulo-Wert 2 mit 00010b und der Restwert von 10 mit 00101010b übereinstimmt. Ein erster variabler Breiten- und Amplitudenpuls 610 des pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierten Signals wird durch Umwandlung des dezimalen Abtastwertes 138 erzeugt. Der erste variable Breiten- und Amplitudenpuls 610 ist im Wesentlichen aus zwei Segmenten aufgebaut. Ein erstes Pulssegment (2*64) weist eine Amplitude von „2“ (y-Achsenskala) auf, die sich über eine volle Pulsbreite erstreckt, d.h. 100 % Modulation und Pulsamplitude von 2 - also den Modulo-Wert „2“. Der erste variable Breiten- und Amplitudenpuls 610 umfasst zusätzlich ein zweites Pulssegment (1*10), das sich über lediglich 10 Abtastzeittakte der Abtastfrequenz 12,288MHz des pulsbreiten- und amplitudenmodulierten Signals erstreckt. Anders ausgedrückt, wird der dezimale Abtastwert 138 in einen „analogen“ variablen Breiten- und Amplitudenpuls mit einem entsprechenden Pulsbereich umgewandelt.
Die Umrechnung des dezimalen Abtastwertes 40 in die zweite variable Breite und den Amplitudenpuls 620 ist ebenfalls dargestellt. Der dezimale Abtastwert 40 führt zu einem Modulo-Wert von 0 und einem Restwert von 40, wie dargestellt. Der entsprechende, zweite, variable Breiten- und Amplitudenpuls 620 spiegelt dieses Ergebnis wider, indem er lediglich ein zweites Pulssegment (1*40) mit einer „einen“ Amplitude umfasst und sich über nur 40 Abtastzeittakte der Abtastfrequenz 12,288MHz des pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierten Signals erstreckt. Die Umwandlung des dezimalen Abtastwertes 522 in einen dritten variablen Breiten- und Amplitudenpuls 630 wird schließlich nach den gleichen Prinzipien wie vorstehend beschrieben dargestellt. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der Modulator 420 konfiguriert ist, um eingehende Abtastwerte in eine entsprechende Folge von variablen Breiten- und Amplitudenpulsen umzuwandeln, wobei der Pulsbereich jedes der variablen Breiten- und Amplitudenpulse 610, 620, 630 den betreffenden Abtastwert darstellt. Somit kann jeder der variablen Breiten- und Amplitudenpulse 610, 620, 630 als analoge Darstellung des jeweiligen Abtastwertes betrachtet werden.
Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der Modulator 420 konfiguriert werden kann, um die variablen Breiten- und Amplitudenpulse nach verschiedenen Modulationsverfahren zu erzeugen. In der vorliegenden Ausführungsform wird jeder der variablen Breiten- und Amplitudenpulse vorzugsweise auf einen Mittelpunkt der Pulsperiode zentriert, d.h. auf den Abtasttaktzeitpunkt 32 in dieser Ausführungsform unter Verwendung eines Up-Sampling-Faktors von 64 zentriert. Diese Pulszentrierung wird oft als Doppelflanken-Pulsamplitudenmodulation bezeichnet. Andere Ausführungsformen des Modulators 420 können jedoch angepasst werden, um die variablen Breiten- und Amplitudenpulse durch Anwendung der Einflankenmodulation aufzubauen.
7 zeigt ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführungsform des Stromausgangswandlers 130 als Teil des Strommodus-DAC der Verarbeitungsschaltung. Der Stromausgangswandler 130 umfasst eine vorgegebene Anzahl, N, von einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN zum Beispiel zwischen 4 und 32 Stromgeneratoren, wie 16 Stromgeneratoren. Die jeweiligen Ausgänge der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren sind parallel zu einem gemeinsamen DAC-Ausgangsknoten 131 geschaltet. Ein kapazitives Wandlerelement 702 ist mit dem gemeinsamen DAC-Ausgangsknoten 131 verbunden. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass das kapazitive Wandlerelement 702 das zuvor besprochene kapazitive Wandlerelement 102 einer Miniaturmikrofonanordnung zur Klangwiedergabe umfassen kann. Andere Arten von kapazitiven Wandlerelementen zum Erfassen verschiedener Arten von physikalischen Größen können jedoch alternativ durch den aktuellen Strommodus DAC 702 gesteuert werden. Die N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN können nominal identisch sein, aber der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass Komponentenvariationen, die mit der Halbleiterherstellung verbunden sind, geringfügige Eigenschaftsschwankungen zwischen den steuerbaren Stromgeneratoren verursachen können, insbesondere Stromabsenkungs- und Bezugsmöglichkeiten. Jeder der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN ist konfiguriert, um selektiv Strom in das kapazitive Wandlerelement 702 oder Senkenstrom aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 gemäß der von der Stromwandler-Steuerschaltung 430 ausgeführten Schaltsteuerung zu speisen und dadurch die Spannung über das Element 702 zu laden oder zu entladen. Jeder der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN kann als 1-Bit- oder 1,5-Bit-Binärwert +1 oder -1 betrachtet werden. Das Quellen und Absenken der vorgegebenen Strommenge oder des vorgegebenen Füllstands kann durch Auswahl zwischen dem ersten Zustand und dem zweiten Zustand des steuerbaren Stromgenerators erfolgen. Schließlich kann jeder der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren einen dritten Zustand oder einen Leerlauf/Null-Ausgangszustand umfassen, bei dem der Stromgenerator den Strom zu seinem Ausgang weder erzeugt noch absenkt. In diesem Ruhezustand kann der Stromgenerator in einen hochohmigen Modus versetzt werden, der den Stromgenerator effektiv vom gemeinsamen DAC-Ausgang 131 trennt, wie im Folgenden näher erläutert. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass der maximale positive Ausgangswert des Stromwandlers dem Einstellen aller N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN auf Stromquelle entsprechen kann, während der maximale negative Ausgangswert dem Einstellen aller N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN auf Senkenstrom entspricht.
8 ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandlers 130 im Leerlauf oder Aus-Zustand, wie vorstehend erläutert. Der steuerbare Stromgenerator IDACN umfasst eine erste Stromquelle 802 und eine zweite Stromquelle 804, die in Reihe zwischen der positiven DC-Versorgungsschiene VDD und einer negativen DC-Versorgungsschiene geschaltet sind, die in der vorliegenden Ausführungsform geerdet (GND) ist. Ein erstes Schalterpaar, einschließlich der Schalter SW2 und SW5, ist zwischen die ersten und zweiten Stromquellen 802, 804 gekoppelt und arbeitet synchronisiert, wobei beide Schalter gleichzeitig geschlossen/leitend oder offen/nichtleitend sind. Die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 sind im Ruhezustand geschlossen, während die restlichen SW1, SW3, SW4 und SW6 wie dargestellt in den offenen/nicht leitenden Zustand versetzt werden. Das bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 und die zweite Stromquelle 804 fließende Strom direkt von VDD nach GND verläuft, wie der Strompfad 810 veranschaulicht. Infolgedessen ist jede der ersten und zweiten Stromquellen 802, 804 elektrisch vom Ausgangsknoten 831 getrennt und der steuerbare Stromgenerator IDACN liefert oder senkt daher im Ruhezustand keinen spürbaren Strom an das kapazitive Wandlerelement 702.
Der steuerbare Stromgenerator IDACN umfasst zusätzlich eine Gleichspannungsreferenz 806, die an einen invertierenden Eingang eines Differentialschleifenverstärkers 808, z.B. eines Operationsverstärkers oder eines anderen Differentialverstärkers, eines Rückkopplungskreis des IDACN angeschlossen ist. Die Spannung der Gleichspannungsreferenz 806 kann gleich der halben VDD sein. Der Differentialschleifenverstärker 808 hat einen nicht invertierenden Eingang (+), der mit einem Mittelpunktknoten 812 verbunden ist, der zwischen dem ersten Schalterpaar SW2, SW5 angeordnet ist. Ein Ausgang des Differentialschleifenverstärkers 808 ist mit einem Steuereingang 805 der zweiten Stromquelle 804 verbunden, wobei der Steuereingang 805 konfiguriert ist, um den Strompegel der zweiten Stromquelle 804 einzustellen. Der Betrieb des Differentialschleifenverstärkers 808 zielt daher darauf ab, die Spannung am Mittelpunktknoten 812 dynamisch oder adaptiv auf etwa die Hälfte VDD einzustellen, d.h. die am negativen Eingang des Differentialschleifenverstärkers 808 eingestellte Spannung, indem der durch die zweite Stromquelle 804 fließende Strom über den Steuereingang 805 eingestellt wird. Diese adaptive Einstellung der Spannung am Mittelpunktknoten 812 erfolgt über einen Rückkopplungskreis. Somit bilden der Differentialschleifenverstärker 808, die zweite Stromquelle 804 und die Gleichspannungsreferenz 806 daher gemeinsam eine Gleichstrom-Fehlerunterdrückungsschaltung, die konfiguriert ist, um den ersten und zweiten Strompegel der ersten und zweiten Stromquellen 802, 804 während des Ruhezustands des steuerbaren Stromgenerators IDACN anzupassen oder auszurichten. In bestimmten Ausführungsformen kann der Differentialschleifenverstärker 808 eine relativ kleine Bandbreite oder große Zeitkonstante im Vergleich zur Abtastfrequenz des ankommenden pulsamplituden- und pulsamplitudenmodulierten Signals aufweisen. Die obere Grenzfrequenz des Differentialschleifenverstärkers 808 kann beispielsweise kleiner als 100kHz oder kleiner als 40kHz sein, was eine langsame Mittelung des Stromquellenausgleichs bewirkt, um eine langfristige Null-DC-Verschiebung am Ausgang jedes der steuerbaren Stromgeneratoren zu gewährleisten.
Diese Eigenschaft hat mehrere auffällige Vorteile, die beispielsweise zu einer linearen E/A-Kennlinie des Stromausgangskonverters 130 führen. Die Gleichstrom-Fehlerunterdrückungsschaltung verhindert auch den Aufbau von Gleichspannungskomponenten an der Last, was in Verbindung mit der Ansteuerung kapazitiver Wandlerelemente, bei denen DC-Offsets oder DC-Unsymmetrien des analogen Rückkopplungssignals dazu neigen, den DC-Betriebspunkt des kapazitiven Wandlerelements von einem Soll-Gleichstrom-Betriebspunkt weg zu treiben, ein spürbarer Vorteil ist. Dieser mögliche Aufbau des DC-Offsets wird durch die Ladungsintegration verursacht, die durch die Kapazität des kapazitiven Wandlerelements erfolgt. Der steuerbare Stromgenerator IDACN arbeitet im zuvor besprochenen Ruhezustand, wobei sich der Ausgangsknoten 831 in einem hochohmigen Zustand befindet und im Wesentlichen keine Stromausgabe liefert. Jeder der Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 kann einen steuerbaren Halbleiterschalter, beispielsweise einen MOSFET, umfassen. Jeder der Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 kann einen Steuer-Terminal umfassen, beispielsweise eine Gate-Klemme eines MOSFET, die den steuerbaren Halbleiterschalter zwischen seinem leitenden und nichtleitenden Zustand schaltet. Diese Steuer-Terminals werden an die zuvor beschriebene Stromwandler-Steuerschaltung 430 angeschlossen. Der von der ersten und zweiten Stromquelle 802, 804 gelieferte Strompegel kann je nach den Anforderungen einer bestimmten Anwendung variieren, wie z.B. einer Lastimpedanz, z.B. der Kapazität des kapazitiven Wandlerelements 702 in der vorliegenden Ausführungsform, der Abtastfrequenz des pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierten Signals, der Anzahl der parallel angeschlossenen steuerbaren Stromgeneratoren des Stromausgangswandlers 130, etc. In einer beispielhaften Ausführungsform des Stromausgangswandlers 130 mit 16 steuerbaren Stromgeneratoren werden die jeweiligen Ströme der ersten und zweiten Stromquellen 802, 804 auf etwa 100pA, z.B. zwischen 50pA und 200pA, eingestellt, wenn sie zum Antreiben eines 1-4pF kapazitiven Wandlerelements konfiguriert sind. Die Stromeinstellungen der steuerbaren Stromgeneratoren hängen im Allgemeinen von einem dv/dt bei der Spitzenamplitude des analogen Rückkopplungssignals bei der höchsten interessierenden Frequenz des Rückkopplungskreises ab. Die Ströme der steuerbaren Stromgeneratoren sollten vorzugsweise in der Lage sein, die Kapazität des kapazitiven Wandlerelements 102 unter diesen Bedingungen ohne schwenkende Verzerrung aufzuladen. Die höchste interessierende Frequenz des analogen Rückkopplungssignals kann zwischen 300Hz und 3kHz, zum Beispiel etwa 1kHz, in beispielhaften Ausführungsformen der Mikrofonanordnung 100 liegen.
Eine Ausgangsimpedanz bei 10kHz von jedem der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN ist in einigen Ausführungsformen vorzugsweise größer als 1MΩ, wie beispielsweise größer als 10MΩ oder 100MΩ, wenn sie entweder im ersten oder im zweiten Zustand betrieben wird.
9A ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandlers 130 im ersten Zustand oder + 1 Zustand, wie vorstehend erläutert, wobei der Ausgang 831 den vorbestimmten Strompegel an das kapazitive Wandlerelement 702 oder eine andere Lastschaltung abgibt. Im ersten Zustand sind die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 offen oder nicht leitend und die Schalter SW1 und SW6 sind beide offen oder nicht leitend, wie dargestellt. Die Restschalter SW4 und SW3 befinden sich dagegen, wie dargestellt, im leitenden oder geschlossenen Zustand. Diese Kombination von Schaltzuständen bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 fließende Strom über den Strompfad 810a in das kapazitive Wandlerelement 702 eingespeist wird, während der von der zweiten Stromquelle 804 erzeugte Strom von der Gleichspannungsreferenz 806, die gleich der Hälfte des VDD sein kann, über den Strompfad 810b direkt nach GND verläuft. Folglich liefert der steuerbare Stromgenerator IDACN den vorgegebenen Strompegel im ersten Zustand an das kapazitive Wandlerelement 702. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die Gleichstrombilanzierung der Strompegel der ersten Stromquelle 802 und der zweiten Stromquelle 804 durch den Betrieb der zuvor beschriebenen Gleichstromfehlerunterdrückungsschaltung erhalten bleibt.
9B ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandlers 130 im zweiten Zustand oder - 1 Zustand, wie vorstehend erläutert, wo der Ausgang 831 den vorbestimmten Strompegel vom kapazitiven Wandlerelement 702 oder einem anderen Lastkreis zum Entladen des Lastkreises absenkt. Im zweiten Zustand sind die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 offen oder nicht leitend und die Schalter SW4 und SW3 sind beide offen oder nicht leitend, wie dargestellt. Die Restschalter SW1 und SW6 befinden sich dagegen wie dargestellt im leitenden oder geschlossenen Zustand. Diese Kombination von Schalterzuständen bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 fließende Strom in die Gleichspannungsreferenz 806 und danach über den Strompfad 880a nach GND eingespeist wird. Im Gegensatz dazu wird der von der zweiten Stromquelle 804 erzeugte vorgegebene Strom über den Strompfad 880b aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 gezogen, um das kapazitive Wandlerelement 702 zu entladen. Folglich sinkt der steuerbare Stromgenerator IDACN im zweiten Zustand den vorgegebenen Strompegel aus dem kapazitiven Wandlerelement 702. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die Gleichstrombilanzierung der Strompegel der ersten Stromquelle 802 und der zweiten Stromquelle 804 durch den Betrieb der zuvor beschriebenen Gleichstromfehlerunterdrückungsschaltung erhalten bleibt.
Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass die oben skizzierte Schalteranordnung und das zugehörige Schaltschema der Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 durch den ersten, zweiten und dritten Zustand jedes der steuerbaren Stromgeneratoren es der ersten und zweiten Stromquelle ermöglichen, auch während der Zeiträume, in denen sie keinen Strom zum Lastkreis liefern oder absenken, ungeschaltet zu arbeiten. Stattdessen wird der überflüssige Strom eines bestimmten Stromgenerators durch die Gleichspannungsreferenz 806 geleitet, indem eine geeignete Einstellung der Schalter gewählt wird. Diese Funktion eliminiert Schaltrauschen, das beispielsweise durch Ladungsinjektion beim wiederholten Schalten der ersten und zweiten Stromquellen beim Durchlaufen des ersten, zweiten und dritten Zustands entstehen.
10 ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften, wechselstromgekoppelten Mikrofonvorverstärkers 104, der für den Einsatz in der Verarbeitungsschaltung geeignet ist, um mit dem eingangsseitigen Wandlerelement und mit einem differentiellen Eingang des zuvor beschriebenen Analog-Digital-Wandlers 106 ausgangsseitig verbunden zu werden. Der Fachmann und die Fachfrau werden verstehen, dass andere Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung einen DC-gekoppelten Vorverstärker umfassen können, um die zuvor genannten Vorteile zu erreichen.
Der Mikrofonvorverstärker 104 umfasst eine Einheitsverstärkungspufferstufe 1001, die in Reihe mit einer AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 gekoppelt ist. Die Eingangsspannung Vin zur Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 umfasst das Mikrofonsignal, das über den zuvor beschriebenen (siehe z.B. 2) Eingangsknoten 101b geliefert wird, der mit dem Wandlerausgang 101a des Wandlerelements 102 verbunden ist. Die Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 ist in der vorliegenden Ausführungsform einseitig vorgespannt und liefert ein gepuffertes Mikrofonsignal oder eine gepufferte Spannung an den Eingang 1005 der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003. Die Kleinsignalverstärkung der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 zu einem positiven Ausgang bei Vop wird durch ein Kapazitätsverhältnis zwischen den Kondensatoren C1 und C2 bestimmt und kann zwischen 12 und 30dB liegen. Die Kleinsignalverstärkung der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 zu einem negativen Ausgang bei Von wird durch ein Kapazitätsverhältnis zwischen den Kondensatoren C4 und C3 bestimmt. Letzteres Kleinsignal wird vorzugsweise gleich der Kleinsignalverstärkung auf den positiven Ausgang bei Vop der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 eingestellt. Folglich erzeugt der Mikrofonvorverstärker 104 ein verstärktes Mikrofonsignal im differentiellen oder symmetrischen Format über die positiven negativen Ausgänge Vop, Von basierend auf dem Single-Ended-Mikrofonsignal am Eingang 101b. Die Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 kann eine extrem hohe Eingangsimpedanz aufweisen, um eine Belastung des Wandlerausgangs zu vermeiden, da die Ausgangsimpedanz des Wandlerelements, wie vorstehend beschrieben, sehr hoch sein kann. Wenn das Wandlerelement das zuvor besprochene kapazitive Wandlerelement 102 umfasst, kann die Eingangsimpedanz der Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 größer als 100MΩ wie beispielsweise größer als 1MΩ sein.
Die differentielle oder symmetrische Mikrofonspannung an den positiven und negativen Ausgängen Vop, Von wird an einen Differenzeingang des Analog-Digital-Wandlers angelegt, um wie oben beschrieben in das ein- oder multi-Bit digitale Mikrofonsignal umgewandelt zu werden.
Der hierin beschriebene Gegenstand veranschaulicht manchmal verschiedene Komponenten, die in verschiedenen anderen Komponenten enthalten sind oder mit diesen verbunden sind. Es ist zu verstehen, dass solche dargestellten Architekturen nur beispielhaft sind und dass tatsächlich viele andere Architekturen implementiert werden können, die die gleiche Funktionalität erreichen. Im konzeptionellen Sinne ist jede Anordnung von Komponenten zur Erreichung der gleichen Funktionalität effektiv „zugeordnet“, so dass die gewünschte Funktionalität erreicht wird. Daher können zwei beliebige Komponenten, die hierin kombiniert werden, um eine bestimmte Funktionalität zu erreichen, als „miteinander verbunden“ angesehen werden, so dass die gewünschte Funktionalität erreicht wird, unabhängig von Architekturen oder intermedialen Komponenten. Ebenso können zwei so zugeordnete Komponenten auch als „funktionsfähig verbunden“ oder „funktionsfähig gekoppelt“ miteinander betrachtet werden, um die gewünschte Funktionalität zu erreichen, und zwei so zugeordnete Komponenten können auch als „funktionsfähig koppelbar“ miteinander betrachtet werden, um die gewünschte Funktionalität zu erreichen. Konkrete Beispiele für funktionsfähige koppelbare Komponenten sind unter anderem physikalisch verknüpfbare und/oder physikalisch interagierende Komponenten und/oder drahtlos interagierbare und/oder drahtlos interagierende Komponenten und/oder logisch interagierende und/oder logisch interagierbare Komponenten.
In Bezug auf die Verwendung von im Wesentlichen beliebigen Plural- und/oder Singularbegriffen hierin können diejenigen, die über Kenntnisse in der Technik verfügen, von Plural zu Plural und/oder Singular zu Plural übersetzen, wie es dem Kontext und/oder der Anwendung angemessen ist. Die verschiedenen Singular/Plural-Permutationen können hierin aus Gründen der Übersichtlichkeit ausdrücklich dargelegt werden.
Es wird von denjenigen innerhalb der Technik verstanden, dass im Allgemeinen die hierin verwendeten Begriffe, insbesondere in den beigefügten Ansprüchen (z.B. Organe der beigefügten Ansprüche) im Allgemeinen als „offene“ Begriffe gedacht sind (z.B. sollte der Begriff „einschließlich“ als “einschließlich, aber nicht beschränkt auf“ interpretiert werden, der Begriff „haben“ sollte als „wenigstens haben“ interpretiert werden, der Begriff „umfasst“ sollte als „umfasst, ist aber nicht beschränkt auf“, etc. interpretiert werden).
Es wird von denjenigen innerhalb der Technik weiter verstanden, dass, wenn eine bestimmte Anzahl einer eingeführten Reklamationsrezitation beabsichtigt ist, eine solche Absicht ausdrücklich in der Reklamation rezitiert wird, und in Ermangelung einer solchen Rezitation keine solche Absicht vorliegt. Als Hilfe zum Verständnis können beispielsweise die folgenden angehängten Ansprüche die Verwendung der einleitenden Sätze „wenigstens einer“ und „einer oder mehrerer“ zur Einführung von Anspruchsvorträgen enthalten. Die Verwendung solcher Formulierungen sollte jedoch nicht so ausgelegt werden, dass die Einführung einer Reklamation durch die unbestimmten Artikel „ein“ oder „eine“ einen bestimmten Anspruch, der eine solche Reklamation enthält, auf Erfindungen beschränkt, die nur eine solche Reklamation enthalten, selbst wenn ein und derselbe Anspruch die einleitenden Sätze „ein oder mehrere“ oder „wenigstens ein“ und unbestimmte Artikel wie „ein“ oder „eine“ umfasst (z.B, „ein“ und/oder „eine“ sollten typischerweise so interpretiert werden, dass sie „wenigstens ein“ oder „ein oder mehrere“ bedeuten); dasselbe gilt für die Verwendung bestimmter Artikel, die zur Einführung von Reklamationen verwendet werden. Selbst wenn eine bestimmte Nummer einer eingeführten Reklamationsrezitation explizit rezitiert wird, werden die Fachkräfte erkennen, dass eine solche Rezitation typischerweise so interpretiert werden sollte, dass sie wenigstens die rezitierte Nummer bezeichnet (z.B. bedeutet die bloße Rezitation von „zwei Rezitationen“ ohne andere Modifikatoren typischerweise wenigstens zwei Rezitationen oder zwei oder mehr Rezitationen).
Darüber hinaus ist in den Fällen, in denen eine Konvention analog zu „wenigstens einer von A, B und C usw.“ verwendet wird, im Allgemeinen eine solche Konstruktion in dem Sinne beabsichtigt, in dem man die Konvention verstehen würde (z.B. „ein System mit wenigstens einer von A, B und C“ würde, aber nicht beschränkt auf Systeme, die A allein, B allein, B allein, C allein, A und B zusammen, A und C zusammen, A und C zusammen, B und C zusammen, und/oder A, B und C zusammen, etc. haben). In den Fällen, in denen eine Konvention analog zu „wenigstens einer von A, B oder C usw.“ verwendet wird, ist im Allgemeinen eine solche Konstruktion in dem Sinne beabsichtigt, in dem man die Konvention verstehen würde (z.B. „ein System mit wenigstens einer von A, B oder C“ würde unter anderem Systeme umfassen, die A allein, B allein, C allein, A und B zusammen, A und C zusammen, A und C zusammen, B und C zusammen und/oder A, B und C zusammen, etc. haben). Es wird von denjenigen innerhalb der Technik weiter verstanden, dass praktisch jedes disjunkte Wort und/oder jeder Satz, der zwei oder mehr alternative Begriffe präsentiert, sei es in der Beschreibung, in Ansprüchen oder Zeichnungen, so verstanden werden sollte, dass die Möglichkeiten der Aufnahme eines der Begriffe, entweder der Begriffe oder beider Begriffe, in Betracht gezogen werden. So wird beispielsweise unter dem Begriff „A oder B“ die Möglichkeit von „A“ oder „B“ oder „A und B“ verstanden. Darüber hinaus bedeutet die Verwendung der Wörter „approximativ“, „ungefähr“, „ungefähr“, „rund“, „rund“, „im Wesentlichen“ usw., sofern nicht anders angegeben, ein Plus oder Minus von zehn Prozent.
Die vorstehende Beschreibung der veranschaulichenden Ausführungsformen wurde zur Veranschaulichung und Beschreibung vorgelegt. Es ist nicht beabsichtigt, in Bezug auf die genaue offenbarte Form vollständig oder einschränkend zu sein, und Änderungen und Abweichungen sind im Lichte der obigen Lehren möglich oder können aus der Praxis der offenbarten Ausführungsformen erworben werden. Es ist vorgesehen, dass der Umfang der Erfindung durch die beigefügten Ansprüche und deren Äquivalente definiert wird.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 15216928 [0001]

Claims

Mikrofonanordnung, umfassend: ein akustisches Wandlerelement, das konfiguriert ist, um Schall in ein Mikrofonsignal gemäß einem Wandlerfrequenzgang mit einer ersten Hochpass-Grenzfrequenz umzuwandeln; und eine Verarbeitungsschaltung, die einen Signalverstärkungspfad umfasst, der konfiguriert ist, um das Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu digitalisieren, um ein digitales Mikrofonsignal bereitzustellen; wobei ein Frequenzgang des Signalverstärkungspfades eine zweite Hochpass-Grenzfrequenz umfasst; und wobei die erste Hochpass-Grenzfrequenz niedriger ist als die zweite Hochpass-Grenzfrequenz.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei das akustische Wandlerelement einen kapazitiven Wandler umfasst, der das Mikrofonsignal über erste und zweite gegenseitig geladene Wandlerplatten liefert.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 2, wobei der kapazitive Wandler eine Wandlerkapazität zwischen 0,5pF und 10pF aufweist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei das akustische Wandlerelement ein mikroelektromechanisches (MEMS) Element umfasst.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die erste Hochpass-Grenzfrequenz niedriger als 20Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die erste Hochpass-Grenzfrequenz niedriger als 10Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die erste Hochpass-Grenzfrequenz niedriger als 5Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz höher als 20Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz höher als 40Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz höher als 100Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz höher als 4000Hz ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz zwischen 100Hz und 1kHz liegt.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz wenigstens zwei Oktaven höher ist als die erste Hochpass-Grenzfrequenz.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die zweite Hochpass-Grenzfrequenz eine Dekade höher ist als die erste Hochpass-Grenzfrequenz.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei der Signalverstärkungspfad umfasst: einen Vorwärtssignalpfad, der einen Summierungsknoten zum Kombinieren des Mikrofonsignals und eines analogen Rückkopplungssignals umfasst; und einen Rückkopplungssignalpfad, umfassend: ein digitaler Schleifenfilter, der konfiguriert ist, um das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern und daraufhin ein tiefpassgefiltertes digitales Rückkopplungssignal gemäß einer Tiefpassübertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters zu erzeugen; und einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der konfiguriert ist, um das tiefpassgefilterte digitale Rückkopplungssignal in das analoge Rückkopplungssignal umzuwandeln.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 15, wobei der Summierungsknoten am Wandlerausgang angeordnet ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei das analoge Rückkopplungssignal direkt mit dem Wandlerausgang verbunden ist, ohne dass aktive Vorrichtungen dazwischen geschaltet sind.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 17, wobei das analoge Rückkopplungssignal direkt mit wenigstens einer der ersten und zweiten gegenseitig geladenen Platten des akustischen Wandlerelements verbunden ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 17, wobei der Vorwärtssignal-Verstärkungspfad umfasst: einen Mikrofonvorverstärker, der einen Eingang umfasst, der mit dem Summierungsknoten zum Empfangen des Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Mikrofonvorverstärker konfiguriert ist, um wenigstens ein verstärktes Mikrofonsignal und/oder ein gepuffertes Mikrofonsignal zu erzeugen; und einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der konfiguriert ist, um das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren, um das digitale Mikrofonsignal zu erzeugen.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 19, wobei der Analog-Digital-Wandler einen Sigma-Delta-Modulator umfasst, der ein digitales Einzelbit- (PDM) oder Multibit-Mikrofonsignal mit einer ersten Abtastfrequenz erzeugt.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 20, wobei der Rückkopplungspfad einen Dezimator vor dem digitalen Schleifenfilter umfasst, der konfiguriert ist, um das ein- oder multi-bit digitale Mikrofonsignal in ein dezimiertes Multibit- (PCM) Digitalsignal mit einer niedrigeren Abtastfrequenz und einer höheren Bitbreite als das ein- oder Multibitdigitale Mikrofonsignal umzuwandeln.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 15, wobei die Verarbeitungsschaltung des Weiteren umfasst: eine Befehls- und Steuerschnittstelle zum Empfangen von Filterkonfigurationsdaten von einem Host-Prozessor.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 22, wobei die Befehls- und Steuerschnittstelle eine I2C, USB, SoundWire, UART oder SPI Befehls- und Steuerschnittstelle umfasst.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 22, wobei die Tiefpassübertragungsfunktion des digitalen Schleifenfilters durch die Filterkonfigurationsdaten einstellbar oder programmierbar gesteuert wird.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei der Digital-Analog-Wandler (DAC) umfasst: einen hybriden Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM), der konfiguriert ist, um das analoge Rückkopplungssignal zu erzeugen, indem er das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes pulsbreiten- und pulsamplitudenmoduliertes Signal mit einer höheren Abtastfrequenz als einer Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals umwandelt.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 23, wobei der hybride Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM) umfasst: einen Stromausgangswandler, der konfiguriert ist, um das pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierte Signal in eine entsprechende Folge von Pulsen mit variabler Breite und Amplitude umzuwandeln; wobei der Stromausgangswandler eine Vielzahl von einzeln steuerbaren Stromgeneratoren umfasst, die parallel zum DAC-Ausgang geschaltet sind.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 26, wobei der hybride Pulsbreitenmodulator und Pulsamplituden-Modulator einen rauschformenden Quantisierer umfasst, der konfiguriert ist zum: Empfangen von Abtastwerten mit einer ersten Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals, das durch den digitalen Schleifenfilter ausgegeben wird; und Quantisieren der Abtastwerte des ersten digitalen Rückkopplungssignals, um Abtastwerte eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer reduzierten Bitbreite zu erzeugen.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 27, wobei der hybride Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM) konfiguriert ist zum: Erhöhen einer Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einem vorbestimmten Up-Sampling-Faktor N, um ein drittes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; und Umwandeln des dritten digitalen Rückkopplungssignals in das pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierte Signal.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 28, wobei das Erzeugen des pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierten Signals umfasst: Teilen von Abtastwerten des dritten digitalen Rückkopplungssignals mit dem vorbestimmten Up-Sampling-Faktor N, um entsprechende Modulo-Werte und Restwerte der Abtastwerte zu berechnen; Umwandeln des Modulo-Wertes eines Samples in ein erstes Pulssegment mit einer kombinierten Pulsbreite und Pulsamplitude, die den Modulo-Wert darstellen; Umwandeln des Restwertes eines Samples in ein zweites Pulssegment mit einer Pulsbreite, die den Restwert darstellt; und Kombinieren des ersten und zweiten Pulssegments, um einen Puls mit variabler Breite und Amplitude des pulsbreiten- und pulsamplitudenmodulierten Signals zu bilden.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 15, wobei der Vorwärtssignalpfad des Signalverstärkungsweges vom Wandlerausgang zum digitalen Mikrofonsignal DC-gekoppelt ist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, des Weiteren umfassend: ein Mikrofongehäuse, das das akustische Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung umschließt und trägt.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei das akustische Wandlerelement ein Lüftungsloch oder eine Öffnung umfasst, die eine Vorderseite und eine Rückseite einer Membran des akustischen Wandlerelements akustisch verbindet, um die erste Hochpass-Grenzfrequenz einzustellen.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 32, wobei sich das Belüftungsloch oder die Belüftungsöffnung durch die Membran oder eine Membrantragstruktur erstreckt; wobei das Belüftungsloch einen Durchmesser zwischen 5 und 10µm zum Einstellen der ersten Hochpass-Grenzfrequenz aufweist.
Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei das akustische Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung ganzheitlich auf einem einzigen Halbleiter-Die ausgebildet sind.
Tragbare Kommunikationsvorrichtung, umfassend die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1.
Halbleiter-Die, umfassend: eine Verarbeitungsschaltung, die einen Signalverstärkungspfad umfasst, der konfiguriert ist, um ein Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu digitalisieren, das von einem akustischen Wandlerelement gemäß einem Wandlerfrequenzgang, der eine erste Hochpass-Grenzfrequenz umfasst, aus Schall umgewandelt wird, um ein digitales Mikrofonsignal bereitzustellen; wobei ein Frequenzgang des Signalverstärkungspfades eine zweite Hochpass-Grenzfrequenz umfasst; und wobei die erste Hochpass-Grenzfrequenz niedriger ist als die zweite Hochpass-Grenzfrequenz.
Verfahren zum Einstellen eines Frequenzgangs eines Signalverstärkungspfades eines Mikrofons, umfassend: a) Umwandeln von ankommendem Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal durch ein akustisches Wandlerelement, wobei das akustische Wandlerelement einen Frequenzgang aufweist, der eine erste Hochpass-Grenzfrequenz umfasst; b) Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals, um ein entsprechendes digitales Mikrofonsignal zu erzeugen; c) Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals durch einen digitalen Schleifenfilter zum Erzeugen eines ersten digitalen Rückkopplungssignals; d) Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC); und e) Kombinieren des analogen Rückkopplungssignals und des Mikrofonsignals, um einen Rückkopplungskreis des Signalverstärkungspfades zu schließen.
Verfahren nach Anspruch 37, des Weiteren umfassend: f) Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an wenigstens eine Wandlerplatte eines kapazitiven mikroelektromechanischen (MEMS) Wandlerelements, das das Mikrofonsignal liefert.