CN109565636A - 具有改进频率响应和噪声特性的数字麦克风组件 - Google Patents

具有改进频率响应和噪声特性的数字麦克风组件 Download PDF

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Abstract

一种麦克风组件，其包括声学换能器部件，该声学换能器部件被配置成根据包括第一高通截止频率的换能器频率响应来将声音转换成麦克风信号。麦克风组件另外包括处理电路，该处理电路包括信号放大路径，该信号放大路径被配置成接收、采样以及数字化麦克风信号以提供数字麦克风信号。信号放大路径的频率响应包括第二高通截止频率，该第二高通截止频率高于声学换能器部件的第一高通截止频率。

Description

具有改进频率响应和噪声特性的数字麦克风组件
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年7月22日提交的美国专利申请No.15/216,928的权益和优先权，其全部内容通过引用并入于此。
背景技术
下面的描述旨在帮助读者进行理解。所提供的信息或引用的参考文献均不被认为是现有技术。
便携式通信和计算装置(诸如智能电话、移动电话、平板电脑等)是由可再充电电池源供电的紧凑型装置。紧凑尺寸和电池源严格限制了在这种便携式通信装置中利用的麦克风组件和麦克风放大电路的最大可接受尺寸和功耗。
然而，仍然需要改进麦克风组件的声音质量和鲁棒性，例如通过改进频率响应准确度并减少麦克风组件的噪声(例如，被表达为A加权等效噪声声压)。存在与麦克风组件的频率响应的改进准确度相关联的许多优点，例如，结合射束成形麦克风阵列系统，该系统可以包括两个、三个或更多个单独麦克风组件。单独麦克风组件的频率响应的改进准确度导致射束成形麦克风阵列系统的可预测且稳定定向响应。
发明内容
第一方面涉及一种麦克风组件，该麦克风组件包括：声学换能器部件，该声学换能器部件被配置成根据包括第一高通截止频率的换能器频率响应来将声音转换成麦克风信号。所述麦克风组件另外包括处理电路，该处理电路包括信号放大路径，该信号放大路径被配置成接收、采样以及数字化所述麦克风信号以提供数字麦克风信号。所述信号放大路径的频率响应包括第二高通截止频率。所述声学换能器部件的所述第一高通截止频率低于所述信号放大路径的所述第二高通截止频率。
第二方面涉及一种设定麦克风组件的信号放大路径的频率响应的方法，该方法包括以下步骤：a)通过声学换能器部件将传入声音转换成对应麦克风信号，其中，所述声学换能器部件具有包括第一高通截止频率的频率响应；b)对所述麦克风信号进行采样和量化，以生成对应数字麦克风信号；c)通过数字环路滤波器对所述数字麦克风信号进行低通滤波以生成第一数字反馈信号；d)通过数模转换器(DAC)将所述第一数字反馈信号转换成对应模拟反馈信号，以及e)组合所述模拟反馈信号和所述麦克风信号，以闭合所述信号放大路径的反馈环路。
第三方面涉及一种半导体管芯，该半导体管芯包括根据上述实施方式中的任一个所述的处理电路。该处理电路可以包括CMOS半导体管芯。该处理电路可以被整形并且调整尺寸，以供集成到微型麦克风壳体或封装中。因此，该麦克风组件可以包括麦克风壳体，该麦克风壳体包围并支承所述换能器部件和所述处理电路。该麦克风壳体的底部部分可以包括承载板(诸如印刷电路板)，在承载板上通过合适的粘合机构附接或固定处理电路和换能器部件。该麦克风壳体可以包括允许声音传递至换能器部件的声音端口或入口，如下面参照附图进一步详细讨论的。
第四方面涉及一种便携式通信装置，该便携式通信装置包括根据上述实施方式中的任一个所述的麦克风组件。该便携式通信装置可以包括应用处理器，例如，微处理器(诸如数字信号处理器)。该应用处理器可以包括兼容并连接至麦克风组件的外部可访问数据通信接口的数据通信接口。该数据通信接口可以包括专有接口或标准化数据接口，诸如I2C、USB、UART、SoundWire或SPI兼容数据通信接口之一。处理电路的各种类型配置数据(例如，用于编程或改变数字环路滤波器的特性)可以从应用处理器传送至麦克风组件，如下面参照附图进一步详细讨论的。
前面的概述仅仅是例示性的，而非以任何方式进行限制。除了上述例示方面、实施方式、以及特征以外，进一步的方面、实施方式、以及特征通过参照下列图和详细描述而变清楚。
附图说明
本公开的前述和其它特征根据下面结合附图的描述和所附权利要求将变得更清楚。应当明白，这些附图仅描绘了根据本公开的几个实施方式，并因此不被视为对其范围的限制，本公开通过使用附图以附加特异性和细节进行描述。下面，结合附图对各种实施方式进行更详细描述，其中：
图1A示出了根据各种实现的示例性微型麦克风组件，
图1B示出了根据各种实现的根据示例性微型麦克风组件的声学换能器部件的高通截止频率的所测量A加权信噪比，
图2示出了根据各种实现的微型麦克风组件的处理电路的简化电气框图，
图3示出了根据各种实现的反馈环路或路径的数字环路滤波器的框图；
图4是根据各种实现的处理电路的反馈环路或路径的混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)的简化框图，
图5示出了根据各种实现的噪声整形上采样器和量化器的简化框图；
图6示出了根据各种实现的混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)的调制器部分的操作的示意性框图；
图7示出了根据各种实现的形成处理电路的电流模式DAC的一部分的电流输出转换器的简化示意性框图；
图8是根据各种实现的处于空闲状态的示例性电流输出转换器的可控电流生成器的简化示意性框图；
图9A和图9B是根据各种实现的分别按第一状态和第二状态操作的可控电流生成器的简化示意性框图；以及
图10是根据各种实现的处理电路的示例性麦克风前置放大器的简化示意性框图。
在下面的详细描述中，对附图进行说明，其形成了本描述的一部分。在图中，类似符号通常标识类似组件，除非上下文另有规定。在该详细描述、附图以及权利要求中描述的例示性实施方式不旨在进行限制。在不脱离在此提出的主旨的精神或范围的情况下，可以利用其它实施方式，并且可以进行其它改变。应当容易地明白，如在此通常描述且在附图中例示的本公开的方面可以按宽泛种类的不同配置来设置、代替、组合以及设计，其全部明确地进行了设想并且成为本公开的一部分。
具体实施方式
下面参照附图对本麦克风组件的各种示例性实施方式进行描述。本领域技术人员应当明白，附图是示意性的并且为清楚起见而进行了简化，并因此仅示出对于理解本公开而言必不可少的细节，而其它细节则被省去。贯穿全文，相同标号指相同部件或组件。因此，不必针对每个附图来详细描述相同部件或组件。还应清楚的是，特定动作和/或步骤可以按出现的特定次序描述或描绘，而本领域技术人员应当明白，有关顺序的这种特异性实际上不需要。
本公开的一个方面涉及一种麦克风组件，该麦克风组件包括：声学换能器部件，该声学换能器部件被配置成根据包括第一高通截止频率的换能器频率响应来将声音转换成麦克风信号。所述麦克风组件另外包括处理电路，该处理电路包括信号放大路径，该信号放大路径被配置成接收、采样以及数字化所述麦克风信号以提供数字麦克风信号。所述信号放大路径的频率响应包括第二高通截止频率，该第二高通截止频率高于所述声学换能器部件的所述第一高通截止频率。
所述换能器部件可以包括电容式换能器部件(例如，微机电系统(MEMS)换能器)，其被配置成将传入声音转换成对应麦克风信号。所述电容式换能器部件例如可以表现出在0.5pF与10pF之间的换能器电容。所述电容式换能器部件的一些实施方式可以包括分别提供所述麦克风信号的第一和第二互充电换能器板(例如，振膜和背板)。可以通过恰当的高阻抗DC偏压电源将电荷注入所述振膜和背板之一上。所述处理电路可以包括半导体管芯，例如，集成前置放大器、模数转换器、数字环路滤波器、数模转换器以及可选的各种其它模拟和数字电路的混合信号CMOS半导体装置，如下所述。
麦克风组件可以被整形并且调整尺寸，以适配至便携式音频和通信装置，诸如头戴式耳机、智能电话、平板电脑以及移动电话等。换能器部件可以响应于可听声音。
声学换能器部件的第一高通截止频率可以根据声学换能器部件的通风孔、通风开口或通风结构的尺寸来确定或设定。该通风孔还被已知为静压均衡孔或通风口。该通风孔在声学上连接声学换能器部件的振膜的正面和背面。该通风孔、开口或结构可以贯穿振膜，或者可以位于声学换能器部件的另选代替结构中，诸如振膜或背板的支承结构，只要振膜的正面和背面在声学上连接即可。可以选择通风孔、开口或结构的尺寸，以使声学换能器部件的高通截止频率低于20Hz，或低于10Hz，诸如低于5Hz。一个示例性实施方式包括微机电系统(MEMS)冷凝器换能器部件，其具有大约5Hz的高通截止频率，其由直径在5μm到10μm之间(诸如大约7.5μm)的圆形通风孔实现。由信号放大路径设定的第二高通截止频率可以高于20Hz、40Hz、100Hz和/或4000Hz，例如在100Hz到1kHz之间。在一个实施方式，第二高通截止频率比第一高通截止频率高至少两个倍频程(octave)，例如，高十倍。信号放大路径的高通截止频率可以通过信号放大路径的各种类型的放大、缓冲或处理电路来设定，如下面参照附图按附加细节讨论的。
第二高通截止频率的设定确保了麦克风组件的低频响应(例如，在20Hz到500Hz之间)由第二高通截止频率而不是第一高通截止频率来控制。第一高通截止频率可以足够低，以基本上使得麦克风组件的频率响应在整个音频范围(例如，高于20Hz)内基本上不受影响。
根据麦克风组件的一个实施方式，所述信号放大路径包括前向信号路径，该前向信号路径包括求和节点，该求和节点用于组合所述麦克风信号和模拟反馈信号。所述信号放大路径另外包括反馈信号路径，该反馈信号路径包括：数字环路滤波器，该数字环路滤波器被配置成接收并对所述数字麦克风信号进行滤波，并且作为响应，根据所述数字环路滤波器的低通传递函数来生成低通滤波数字反馈信号；和数模转换器(DAC)，该数模转换器被配置成将所述低通滤波数字反馈信号转换成所述模拟反馈信号。
所述求和节点可以设置在换能器输出端处，例如，直接连接至声学换能器的一个或两个带电板，从而导致许多有利的特性，如下面参照附图按附加细节讨论的。
所述前向信号放大路径可以包括麦克风前置放大器，该麦克风前置放大器包括连接至所述求和节点的输入端，该输入端用于接收所述麦克风信号，其中，所述麦克风前置放大器被配置成生成放大麦克风信号和缓冲麦克风信号中的至少一个。所述前向信号放大路径可以另外包括模数转换器(ADC)，该模数转换器被配置成接收、采样以及量化所述放大或缓冲麦克风信号以生成所述数字麦克风信号。模数转换器可以适于根据特定转换器类型来生成表示麦克风信号的多比特或单比特数字麦克风信号。模数转换器的一些实施方式可以包括过采样转换器类型，诸如单比特或多比特sigma-delta转换器(ΣΔ)，其被配置成按第一采样频率生成单比特(PDM)或多比特数字麦克风信号。多比特ΣΔ转换器可以被配置成生成具有两比特、三比特或四比特的采样的多比特数字麦克风信号。第一采样频率可在1MHz与20MHz之间，诸如在2.048MHz与4.196MHZ之间，例如，3.072MHz。反馈路径可以包括设置在数字环路滤波器的输入端之前的抽取器。该抽取器被配置用于按第二采样频率将单比特(PDM)或多比特数字麦克风信号转换成抽取的多比特(PCM)麦克风信号。第二采样频率低于前述第一采样频率。第二采样频率可以比第一采样频率低8到64倍，例如，通过配置具有在8到64之间的抽取因子(诸如16或32)的抽取器来实现。与单比特或多比特数字麦克风信号的采样相比，所抽取的多比特(PCM)麦克风信号的采样可以具有更高比特数，例如，在12到32个比特之间，例如，24个比特，尽管采样频率降低，但仍通过反馈路径保持高信号分辨率。本领域技术人员应当明白，在一些实施方式中，前置放大器或缓冲器可以集成在模数转换器内。
数模转换器被配置成将低通滤波或第一数字反馈信号转换成对应模拟反馈信号，该信号与换能器输出端处的麦克风信号组合，以使反馈环路在麦克风前置放大器的前面和周围闭合。在一些实施方式中，可以通过电连接换能器输出端和数模转换器的输出端来对模拟反馈信号和麦克风信号求和。与现有技术方法相比，将模拟反馈信号施加至换能器部件的换能器输出端导致许多优点。该耦合方案有效地防止了前置放大器或缓冲器的低频过载，该前置放大器或缓冲器必须接收和处理由换能器部件生成的麦克风信号的全动态范围而没有不可接受的失真。这通过由模拟反馈信号提供的反相低频分量来实现，该反相低频分量抵消或抑制前置放大器或缓冲器的输入节点或多个节点处的麦克风信号的低频分量。因此，衰减或抑制在前置放大器或缓冲器的一个或多个输入端处的麦克风信号的高电平低频分量。麦克风信号的高电平低频分量因暴露于由风噪声、大型机械等产生的强烈次声或低频声音而造成。在前置放大器或缓冲器的一个或多个输入端处对麦克风信号的高电平低频分量的这种抑制显著降低了前置放大器或缓冲器必须能够以未失真方式处理的麦克风信号的最大信号电平。因此，可以消除前置放大器或缓冲器对低频所致过载和失真的脆弱性。
前置放大器可以是DC耦合设计或AC耦合设计。由于消除了被用于设定前向麦克风放大路径的高通截止频率的传统模拟高通滤波器的电阻器和电容器，因此DC耦合前置放大器或缓冲器具有优于AC耦合设计的若干有利特性。前向麦克风放大路径或前向信号路径可以从换能器输出端延伸到至少模数转换器输出端。消除前置放大器或缓冲器处的模拟高通滤波器的电阻器和电容器导致半导体管芯面积变小，在选择前向麦克风放大路径的高通截止频率时，降低了热噪声并大大提高了灵活性。相反地，前向麦克风放大路径的高通截止频率可以由数字环路滤波器的低通截止频率控制或支配，如下所述。数字环路滤波器的频率响应(包括其低通截止频率)固有地比传统模拟高通滤波器的频率响应显著更加准确，因为模拟高通滤波器的电阻器和电容器表现出大量制造扩展以及随时间和温度的漂移，使得准确频率响应控制变困难、昂贵或两者。
由数字环路滤波器的特性提供的前向麦克风放大路径的准确频率响应设定还提高了射束成形麦克风阵列的各个麦克风组件之间的频率响应匹配(包含相位匹配)。这种改进的响应匹配导致射束成形麦克风阵列的改进的、可预测的以及稳定的方向响应。
数模转换器可以表现出非常大的输出阻抗，以将模拟反馈信号的电流提供给包括高阻抗电容式换能器部件的负载，而不会造成换能器输出端处的麦克风信号的不希望衰减和/或失真。在某些实施方式中，数模转换器在10kHz的输出阻抗可以大于1MΩ，诸如大于10MΩ或100MΩ。
本领域技术人员应当明白，模拟反馈信号可以直接连接至换能器输出端，例如，电容式换能器部件的至少一个换能器板。在该背景下，直接意味着通过导电路径，而不经过任何有源装置(诸如晶体管)，但可能通过无源组件(比如电阻器、电容器、电气迹线、导线等)。该特征有效地防止了前置放大器和缓冲器在麦克风信号的高电平下因有源放大部件(比如前置放大器或缓冲器电路的晶体管)的饱和和非线性而造成的上述过载和失真问题。这种低频截止频率实际上可以通过设定数字环路滤波器的低通截止频率来准确控制，如上所述。数字环路滤波器的数字信号处理允许具体与如上所述的DC耦合前置放大器或缓冲器组合，非常准确且稳定地设定前向麦克风放大路径的频率响应。
数字环路滤波器可以包括具有按10Hz或以上放置的截止频率的低通滤波器，例如，按50Hz、100Hz或1000Hz或以上。低通滤波器可以包括一阶、二阶或三阶响应特性。本领域技术人员应当明白，可以选择数字环路滤波器的低通截止频率，以使获得前向麦克风放大路径的希望高通截止频率。对于麦克风组件的根据具体应用要求的各种实施方式来说，后者高通截止频率可以位于10Hz与4000Hz之间，诸如100Hz与1kHz之间。在处理电路的某些实施方式中，数字环路滤波器可以包括可调节或可编程传递函数。该传递函数可以由滤波器配置数据来加以控制，该滤波器配置数据可以确定低通滤波器的前述截止频率。滤波器配置数据可以包括数字环路滤波器的一个或更多个滤波器系数的相应值。滤波器配置数据可以由处理电路经由集成命令和控制接口来接收。该集成命令和控制接口允许麦克风组件连接至主机处理器的兼容数据接口，从而从主机处理器接收滤波器配置数据。数字环路滤波器的可编程传递函数允许麦克风组件按灵活方式结合制造或者在制造之后针对特定应用的要求来进行定制，并因此用于减少麦克风组件所需变型的数量。
处理电路可以包括数字处理器，该数字处理器实现数字环路滤波器的功能和/或处理电路的其它控制功能，诸如数模转换器的状态切换、控制可连接至便携式通信装置(例如，智能电话)的主机处理器的命令和控制接口的操作等。数字处理器可以包括数字状态机和/或软件可编程微处理器，诸如数字信号处理器(DSP)。
根据一些实施方式，所述数模转换器(DAC)包括：混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)，该混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器被配置用于通过以下处理来生成所述模拟反馈信号：按比所述第一数字反馈信号的采样频率高的采样频率，将所述第一数字反馈信号转换成对应脉冲宽度和脉冲幅度调制信号。所述脉冲宽度和脉冲幅度调制信号可以包括由电流输出转换器生成的表示所述第一数字反馈信号的采样的一序列可变宽度和幅度电流脉冲。所述电流输出转换器可以包括并联连接至所述DAC输出端的多个单独可控电流生成器，例如，8到32个单独可控电流生成器。本领域技术人员应当明白，电容式换能器部件在换能器输出端处的电容能够对可以由混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器的输出端所提供的可变宽度和幅度电流脉冲进行有效地低通滤波或平滑，以抑制或消除模拟反馈信号中的不需要高频分量。
在上述电流输出转换器中，所述多个单独可控电流生成器中的每一个都可以包括：连接在所述电流输出转换器的正DC供电轨与所述DAC输出端之间的第一电流源，该第一电流源用于向所述DAC输出端源输出(sourcing)第一电流电平；和连接在所述DC输出端与所述电流输出转换器的负DC供电轨之间的第二电流源，该第二电流源用于吸收来自所述DAC输出端的第二电流电平。所述单独可控电流生成器还可以包括DC误差抑制电路，该DC误差抑制电路被配置用于匹配所述第一电流电平和所述第二电流电平。通过DC误差抑制电路的操作来匹配或均衡第一和第二电流电平具有几个显著的优点，例如，导致电流输出转换器的线性I/O特性。DC误差抑制电路还防止在负载上累积DC电压分量，其在结合驱动电容式换能器部件方面有明显的优势，其中，DAC输出端处的输出信号的DC偏移或DC不平衡将趋于驱动电容式换能器部件的DC操作点远离目标DC操作点，如下面参照附图进一步详细讨论的。
混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器能够按相对较低的转换频率生成具有高分辨率的模拟反馈信号，如下面参照附图进一步详细讨论的。
所述混合脉冲宽度调制器和脉冲幅度调制器的一些实施方式可以包括噪声整形量化器，该噪声整形量化器被配置成接收由所述数字环路滤波器输出的所述第一数字反馈信号的具有第一比特宽度的采样；并且量化所述第一数字反馈信号的所述采样，以生成第二数字反馈信号的具有缩减比特宽度的采样。所述噪声整形量化器可以将传入数字信号的采样量化成更少比特，即，具有缩减比特宽度的采样。例如，噪声整形量化器可以量化第一数字反馈信号的采样(例如从32个比特或24个比特向下量化成小于16个比特或小于12个比特，诸如11个比特)。噪声整形量化器被配置成整形由量化处理生成的量化噪声的频谱，以降低其可听性。因此，该量化噪声可以按高于可听范围(例如，高于20kHz)的频率向上推。第一数字反馈信号可以具有处于或高于48kHz的采样频率，例如，高于96kHz，诸如192kHz或384kHz。随后可以将第二数字反馈信号转换成脉冲宽度和脉冲幅度调制信号，如下面参照附图进一步详细讨论的。
本公开的另一些方面涉及一种设定麦克风组件的信号放大路径的频率响应的方法。该方法包括以下步骤：a)通过声学换能器部件，将传入声音转换成对应麦克风信号，其中，所述声学换能器部件具有包括第一高通截止频率的频率响应；b)对所述麦克风信号进行采样和量化，以生成对应数字麦克风信号；c)通过数字环路滤波器对所述数字麦克风信号进行低通滤波以生成第一数字反馈信号；d)通过数模转换器(DAC)将所述第一数字反馈信号转换成对应模拟反馈信号；以及e)组合所述模拟反馈信号和所述麦克风信号，以闭合所述信号放大路径的反馈环路。
所述方法还可以包括以下步骤：f)将所述模拟反馈信号施加至提供所述麦克风信号的电容式微机电(MEMS)换能器部件的至少一个换能器板。
本公开的另一些方面涉及一种半导体管芯，该半导体管芯包括根据其上述实施方式中的任一实施方式所述的处理电路。该处理电路可以包括CMOS半导体管芯。该处理电路可以被整形并且调整尺寸，以供集成到微型麦克风壳体或封装中。因此，该麦克风组件可以包括麦克风壳体，该麦克风壳体包围并支承所述换能器部件和所述处理电路。该麦克风壳体的底部部分可以包括承载板(诸如印刷电路板)，其上通过合适的粘合机构附接或固定有处理电路和换能器部件。该麦克风壳体可以包括允许声音传递到换能器部件的声音端口或入口，如下面参照附图进一步详细讨论的。
本公开的另一些方面涉及一种便携式通信装置，该便携式通信装置包括根据其上述实施方式中的任一实施方式所述的麦克风组件。该便携式通信装置可以包括应用处理器，例如，微处理器(诸如数字信号处理器)。该应用处理器可以包括兼容并连接至麦克风组件的外部可访问数据通信接口的数据通信接口。该数据通信接口可以包括专有接口或标准化数据接口，诸如I2C、USB、UART、SoundWire或SPI兼容数据通信接口之一。处理电路的各种配置数据(例如，用于编程或改变数字环路滤波器的特性)可以从应用处理器传送至麦克风组件，如下面参照附图进一步详细讨论的。
在一些实施方式中，本麦克风组件可以形成诸如智能电话的便携式通信装置的一部分，其中，可以集成一个、两个、三个或更多个麦克风组件，以供拾取并处理诸如语音和音乐的各种声学信号。在本方法的一些示例性实施方式中，麦克风组件和方法可以通过可配置参数来针对不同类型的应用加以调谐或改变。如下更详细讨论的。这些参数可以例如利用先前提到的命令和控制接口，经由上述可配置参数加载到所讨论的麦克风组件的合适存储器单元中。后者可以包括标准化数据通信接口，诸如SoundWire、I2C、UART以及SPI。
图1示出了麦克风组件或系统100的一示例性实施方式。麦克风组件100包括声学换能器部件102(例如，微机电系统(MEMS)换能器)，该声学换能器部件被配置成将传入声音转换为对应麦克风信号。该声学换能器部件102可以包括分别提供所述麦克风信号的第一和第二互充电换能器板(例如，振膜105和背板106)。由于振膜105和背板106的排布结构，因而声学换能器部件102表现出电容特性，其具有可以在0.5pF与10pF之间的换能器电容。可以通过恰当的高阻抗DC偏压电源(未示出)将电荷注入振膜105和背板106之一上。麦克风组件100另外包括处理电路122，该处理电路可以包括半导体管芯，例如，集成了各种模拟和数字电路的混合信号CMOS半导体装置，如下面讨论的。声学换能器部件102被配置成将通过声音端口109到达振膜105的声音转换成对应麦克风信号。
处理电路122被整形并且调整尺寸，以供安装在组件100的基板或承载部件111上，其中，该承载部件同样支承电容式换能器部件102。声学换能器部件102响应于撞击声音在换能器输出端(图2的项101a)处生成麦克风信号。换能器输出端101a例如可以包括换能器部件102的焊盘或端子，其经由一条或更多条焊接线107电耦合至处理电路122，该焊接线107电互连换能器部件102和处理电路122的相应信号焊盘。本领域技术人员应当明白，在其它实施方式中，声学换能器部件102和处理电路122可以被一体地形成在单个半导体管芯上。麦克风组件100包括安装在基板或承载部件111的外围边缘上的壳体盖103，以使壳体盖103和承载部件111联合形成包围并保护组件100的换能器部件102和处理电路105的麦克风壳体。声音入口或声音端口109可以贯穿承载部件111，或者在其它实施方式中穿过壳体盖103，以供将声波输送至换能器部件102。声学换能器部件102的频率响应由换能器部件102本身的声学特性以及周围声学负载控制，诸如封闭在壳体盖103下方的后腔110以及形成在背板106前方的前腔。换能器频率响应包括由通风孔或开口113(其也可以称为压力均衡孔)的尺寸确定的高通截止频率。该通风孔或开口113在声学上连接声学换能器部件102的振膜105的正面和背面。该通风孔或开口113贯穿本换能器部件102中的振膜结构105，但本领域技术人员应当明白，通风孔113可以位于换能器部件102的另选结构中，诸如保持振膜105和背板106的周边部分的垂直支承结构，只要振膜105的正面和背面在声学上连接即可。为了将换能器部件102的高通截止频率设定在5Hz，通风孔或开口113可以是圆形的，其直径在5μm到10μm之间。通风孔或开口113是在振膜105的正面和背面之间提供静压或DC均衡所必需的。常规地讲，已经选择了这个通风孔113的尺寸，以使声学换能器部件102的高通截止频率在音频环境中处于相对高频率(例如，处于100Hz或高于100Hz)，以便衰减或抑制麦克风信号的高电平低频分量。麦克风信号的这些高电平低频分量可以因由风噪声、大型机械等产生的强烈次声或低频声音而造成，并且通常在处理电路122的信号放大路径内是不希望的。这是因为高电平低频分量倾向于引起信号放大路径的各种类型有源电路(例如，前置放大器或缓冲器和/或模数转换器)的过载和非线性失真，并且劣化麦克风信号的声音质量。
然而，通过常规设定声学换能器部件102的高通截止频率，存在许多明显的缺点。缺点之一是声学换能器部件102的声学噪声随着通风孔113的尺寸增加和高通截止频率的对应增加而增加。这种影响是由于通风口的声学阻力增加而引起的。另一缺点是麦克风组件100的低频响应(即，包括声学换能器部件102和处理电路122的信号放大路径的组合效应)受声学换能器部件102的高通截止频率控制或至少被显著影响。然而，声学换能器部件102的高通截止频率通常相当不准确，这取决于小通风孔113的各种难以控制的物理尺寸和其它声学变量。因此，声学换能器部件102的高通截止频率的常规设定导致对麦克风组件100的低频响应的不良控制，并因此妨碍了各个麦克风组件之间的准确频率响应匹配。另外，麦克风组件的噪声电平高于希望值。
在一些实施方式中，选择本麦克风组件100中的声学换能器部件102的通风孔孔113的尺寸，使得声学换能器部件102的高通截止频率以相对较低的频率设置，例如，低于20Hz或低于10Hz，诸如等于或低于5Hz。相反，麦克风组件100的低频响应(例如，在20Hz与500Hz之间)由处理电路122的信号放大路径的高通截止频率控制。信号放大路径的这种高通截止频率可以通过信号放大路径的各种类型的放大、缓冲或处理电路来设定。信号放大路径的高通截止频率可以高于20Hz、40Hz、100Hz和/或4000Hz，诸如在100Hz到1kHz之间。在一个实施方式，信号放大路径的高通截止频率比声学换能器部件102的高通截止频率高至少两个倍频程，例如，高十倍。因此，声学换能器部件102的高通截止频率可以被设定成3Hz，而信号放大路径的高通截止频率可以被设定成30Hz或更高，诸如100Hz。
本麦克风组件100的一个实施方式通过将经由信号放大路径的数字反馈路径所生成的模拟反馈信号添加至声学换能器部件102的输出，而在消除与声学换能器部件102的高通截止频率的低设定相关联的前述低频过载问题方面特别有效。下面，参照图2至图10对该实施方式进行更详细讨论。
图1B示出了作为声学换能器部件102的高通截止频率的函数的麦克风组件100的所测量A加权信噪比的标绘图150。很明显，随着高通截止频率值的降低，A加权信噪比不断提高。当声学换能器部件102的高通截止频率从100Hz降低至大约3Hz时，A加权信噪比例如提高了大约1dB。
图2示出了微型麦克风组件100的处理电路122的一示例性实施方式的简化电气框图。处理电路122包括前述信号放大路径，该信号放大路径被配置成接收、采样以及量化麦克风信号以在模数转换器106的输出端112处提供数字麦克风信号。本实施方式的信号放大路径包括前向信号路径和反馈信号路径。前向信号路径包括连接至换能器输出端101a的求和节点或结132，其用于组合麦克风信号和由数模转换器(DAC)130所提供的模拟反馈信号。前向信号路径另外包括连接至求和节点132的输出端的前置放大器或缓冲器104、以及连接至前置放大器或缓冲器104的输出端的前述模数转换器106。出于下面另外详细讨论的理由，前向信号路径可以从换能器输出端101a DC耦合至在输出端112处的数字麦克风信号。下面详细讨论从模数转换器106的输出端112延伸至求和节点132的反馈信号路径的特性和功能。
处理电路122的前置放大器或缓冲器104具有连接至换能器部件102的换能器输出端101a的输入节点或端子101b，用于接收由换能器部件102生成的麦克风信号。前置放大器104的输出端将放大和/或缓冲麦克风信号提供给模数转换器106，模数转换器被配置成接收、采样以及量化所放大或缓冲麦克风信号以生成对应数字麦克风信号。模数转换器106可以适于根据特定转换器类型来生成表示麦克风信号的多比特或单比特数字麦克风信号。模数转换器106的一些实施方式可以包括sigma-delta转换器(ΣΔ)，该ΣΔ转换器被配置成按第一采样频率生成单比特(PDM)数字麦克风信号。第一采样频率可以处于2MHz与20MHz之间，如3.072MHz。本领域技术人员应当明白，在其它实施方式中，前置放大器104可以与模数转换器106集成。
数字麦克风信号被发送给命令和控制接口110的输入端，该命令和控制接口110被配置成从便携式通信装置(例如，智能电话)的主机处理器(未示出)接收用于可编程数字环路滤波器120的各种类型的数据命令和滤波器配置数据。命令/控制接口110可以包括分离时钟线116(CLK)，其对接口110的数据线118(DATA)上的数据进行计时(clock)。命令和控制接口110可以包括根据各种串行数据通信协议的标准化数据通信接口，例如，I2C、USB、UART、SoundWire或SPI。命令和控制接口110被配置成根据接口110的相关协议来构造和编码数字麦克风信号，并将该数字麦克风信号发送至主机处理器。麦克风组件100可以被配置成接收和利用由主机处理器发送的各种类型的配置数据。该配置数据可以包括关于处理电路122的配置的数据，诸如数字环路滤波器120的滤波器系数。
处理电路122包括至少从模数转换器106的输出端112处的数字麦克风信号延伸并返回至换能器输出端101a或麦克风前置放大器输入节点101b的反馈路径，因为这些节点是电连接的。该反馈路径向换能器输出端101a处的求和节点提供模拟反馈信号，以使该路径可以操作以设定从换能器输出端到模数转换器106的输出端112的前向麦克风放大路径的频率响应的高通截止频率。这种高通截止频率实际上可以通过设定如上讨论的数字环路滤波器120的低通截止频率来准确控制。数字环路滤波器可以经由其数字处理性质表现出非常准确且稳定的频率响应设定，这与常规模拟滤波器的频率响应设定形成对比，常规模拟滤波器依赖于诸如电容器和电阻器的组件的值来确定频率响应。诸如电容器和电阻器的组件表现出组件值的大量制造扩展以及随时间和温度的漂移，使得常规模拟滤波器的频率响应设定不如所希望的那样准确和稳定。
如果模数转换器106将数字麦克风信号生成为单比特(PDM)数字麦克风信号或具有2到4个比特采样的多比特数字麦克风信号，则处理电路122的数字反馈环路可以包括设置在数字环路滤波器120的前面(例如，输入端处)的抽取器115。该抽取器115可以被配置用于按第二采样频率将单比特(PDM)或多比特数字麦克风信号转换成抽取的多比特(PCM)反馈信号。第二采样频率低于单比特(PDM)数字麦克风信号的第一采样频率(其可以位于2Mhz与20MHz之间)，如上所述。第二采样频率可以比第一采样频率低8到64倍，例如，通过配置具有在8到64之间的抽取因子(诸如16或32)的抽取器115来实现。抽取的多位反馈信号的采样可以包括16到32个比特，以在数字反馈路径中保持高信号分辨率。单比特(PDM)数字麦克风信号的这种抽取和关联低通滤波可以有助于抑制单比特(PDM)数字麦克风信号的高频噪声分量。抽取的多比特反馈信号被施加至数字环路滤波器120的输入端，数字环路滤波器根据滤波器120的可调节或固定传递函数(诸如前述低通频率响应)对信号进行滤波，以作为响应，在滤波器输出端生成第一数字反馈信号。下面详细讨论数字环路滤波器120的示例性拓扑和传递函数。
由数字环路滤波器120提供的第一数字反馈信号被施加至数字反馈环路的数模转换器(DAC)。该DAC包括与电流输出转换器(IDAC)130串联连接的混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)125。该DAC被配置成将第一数字反馈信号转换成对应模拟反馈信号，该模拟反馈信号被施加至麦克风前置放大器输入节点101b。如之前所讨论的，后者节点101b连接至换能器输出端101a，从而闭合数字反馈环路。本领域技术人员应当明白，换能器输出端可以是极高阻抗电路节点，例如，与微型电容式换能器部件的0.5pF至10pF的电容相对应的阻抗。下面，参照转换器130的示意图，对换能器输出端的这种特性以及电流输出转换器130的设计和电气特性(具体为输出阻抗)进行更详细讨论。与现有技术方法相比，将模拟反馈信号施加至微型电容式换能器部件102的换能器输出端导致许多优点。模拟反馈信号与换能器输出端的直接耦合有效地防止了前置放大器或缓冲器104和/或转换器106的低频过载。这是通过数字环路滤波器120执行的模拟反馈信号的低通滤波来实现的，该低通滤波在前置放大器或缓冲器104的输入节点101b或多个输入节点处消除或抑制麦克风信号的低频分量。而且，可以通过将微型电容式换能器部件102的频率响应定制成前向麦克风放大路径的准确频率响应来降低麦克风组件100的本底噪声。而且，对前向麦克风放大路径的频率响应的准确控制改进了射束成形麦克风阵列(其可以包括2、3或更多个麦克风组件)的各个麦克风组件之间的频率响应匹配，包括相位匹配。这种改进的响应匹配导致射束成形麦克风阵列的改进的、可预测的以及稳定的方向响应。
图3的上部示出了处理电路122的数字反馈环路或路径的前述数字环路滤波器120的一示例性实施方式的框图。数字环路滤波器120具有利用经典IIR滤波器双四极拓扑的二阶低通滤波器特性。本领域技术人员应当明白，其它数字滤波器类型和拓扑(诸如FIR滤波器或其它类型的IIR滤波器拓扑)可以在数字环路滤波器120的另选实施方式中加以利用。同样，可以使用其它滤波器阶。所示数字环路滤波器120的传递函数由滤波器系数的值确定，其包括：a1、a2、b0、b1以及b2。图3的下部的频率响应图形300示出了数字环路滤波器120的示例性幅值响应310，其中低通截止频率已被调谐至大约200Hz。还标绘了针对数字环路滤波器的响应310的该特定设定的前向麦克风放大路径的对应幅值响应305。本领域技术人员应注意到前向麦克风放大路径的预期二阶高通幅值响应。高通截止频率被设定成大约30Hz。本领域技术人员应当明白，数字环路滤波器120的低通截止频率可以在一宽泛频率范围上被调节，以获得前向麦克风放大路径的希望高通截止频率。对于麦克风组件的根据具体应用要求的各种实施方式来说，后者高通截止频率可以位于10Hz与200Hz之间的频率范围中。
本领域技术人员应当明白，处理电路122的某些实施方式可以包括数字环路滤波器120的可调节或可编程传递函数，其中该传递函数由滤波器配置数据来加以控制。滤波器配置数据可以包括前述滤波器系数a1、a2、b0、b1以及b2中的一个或更多个的相应值。滤波器配置数据可以通过处理电路122经由前述命令和控制接口110从主机处理器接收。数字环路滤波器120的可编程传递函数允许麦克风组件按灵活方式在制造之后针对特定应用的要求来进行定制，并因此减少麦克风组件所需变型的数量。
用于处理电路122的各种电路和功能的其它类型的配置数据同样可以通过命令和控制接口110编程。配置数据(包括滤波器配置数据)可以存储在处理电路的可重写存储单元(未示出)中，诸如闪速存储器、EEPROM、RAM、注册文件或触发器(flip-flop)。这些可重写存储器单元可以保持或存储滤波器配置数据的某些默认值。
图4示出了处理电路的反馈路径的前述混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)125的一示例性实施方式的简化框图。数字环路滤波器120的输出端连接至PWAM125的输入端，使得前述第一数字反馈信号被施加至PWAM 125的输入端。第一数字反馈信号可以是具有相对较高分辨率的多比特信号(例如，每采样在16到32个比特之间，诸如每个采样24个比特)，以通过反馈路径保持高信号分辨率。第一数字反馈信号的采样频率可以位于32kHz与384kHz之间，例如，在96kHz与192kHz之间。PWAM 125在接收第一数字反馈信号的输入端处包括噪声整形上采样器和量化器410。噪声整形上采样器和量化器410以预设或可编程比率(例如，在2与16之间的整数比率)提升第一数字反馈信号的采样频率，以按第二次采样频率生成第二数字反馈信号415。噪声整形上采样器和量化器410还被配置成将第二数字反馈信号的采样量化成比第一数字反馈信号的采样更少的比特数。根据量化器410的一个示例性实施方式，第一数字反馈信号的采样具有每采样24个比特，而第二数字反馈信号的采样已被抽取成11比特。这些采样可以根据带符号的采样格式来生成，其中符号位占用一个比特，并且幅值部分由采样的剩余10个比特表示。
图5示出了PWAM 125的噪声整形上采样器和量化器410的简化框图。第一数字反馈信号由X(z)表示，而第二数字反馈信号由X(z)+E(z)表示，其中，E(z)表示由量化器504执行的量化操作所造成的量化噪声分量。噪声整形上采样器和量化器410包括延伸通过环路滤波器Hn(z)506直至输入侧上的第二加法器510的噪声整形反馈环路，该加法器将所生成量化噪声的频谱整形成更高频率，并因此尽管量化，在整个音频范围内保持第二数字反馈信号的相对较高分辨率。噪声整形上采样器和量化器410可以包括如图所示的前馈环路，其延伸至输出侧加法器512。噪声整形上采样器和量化器410还可以包括所示抖动(Dither)生成器502，抖动生成器利用第一输入侧加法器508将适当电平的伪随机噪声信号添加至噪声整形上采样器和量化器410的输入端处的第一数字反馈信号。该伪随机噪声信号可以按公知方式减少与量化操作相关联的可听人为噪声(artefact)。
进一步参照图4，PWAM 125另外包括连接至噪声整形上采样器和量化器410的输出端的调制器420，该调制器用于接收第二数字反馈信号X(z)+E(z)。调制器420的一示例性实施方式的操作和功能在图6中示意性地示出。调制器420获得为多比特(PCM)格式的第二反馈数字信号，并将第二反馈数字信号转换成脉冲宽度和脉冲幅度调制信号。该脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率可以明显高于第二数字反馈信号的采样频率，如下所述。脉冲宽度和脉冲幅度调制信号425的采样频率可以比第二数字反馈信号的采样频率高至少16倍，诸如高32或64倍。调制器420的一个实施方式接受第二数字反馈信号的192kHz采样频率，并以12.288MHz的采样频率生成对应脉冲宽度和脉冲幅度调制信号，并因此按上采样因子64来提高后者的采样频率。脉冲宽度和脉冲幅度调制信号425可以施加至电流转换器控制电路或框430(例如，参见图4)。电流转换器控制电路430被配置成通过控制如何激活单独可控电流生成器(图7和图8中所示)，来将脉冲宽度和脉冲幅度调制信号转换或变换成在前述电流输出转换器(IDAC)130的输出端处的对应可变宽度和幅度电流脉冲序列。电流转换器控制电路430可以包括恰当配置的数字状态机。电流转换器控制电路430的一个实施方式可以包括动态部件匹配电路432，如示意性所示，其中电流输出转换器的单独可控电流生成器的选择以随机方式执行，以对标称相同电流生成器之间的偏移求平均。
参照6，在一个实施方式中，第二数字反馈信号X(z)+E(z)被施加至调制器420的输入端并且采样频率以预定比率N(诸如64)提升。在本实施方式中，如前所述，第二数字反馈信号的分辨率是11个比特。除法框或电路603将第二数字反馈信号的每个11位采样除以N，以计算采样的相应模数值和余数值。该图示出了最初以十进制格式表达的第二数字反馈信号的11个比特采样的四个示例性值，即，利用十进制表示法的138、40、522以及276。如图所示，十进制采样值138除以64，生成模数值2和余数值10。还针对三个剩余采样40、522以及276例示了对应计算。十进制采样值138被转换成二进制格式，示出了模数值2如何对应于00010b，而剩余值10对应于001010b。通过转换十进制采样值138来生成脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的第一可变宽度和幅度脉冲610。该第一可变宽度和幅度脉冲610基本上由两个片段构成。第一脉冲片段(2*64)具有跨越整个脉冲宽度的幅度“2”(y轴刻度)，即，100％调制和脉冲幅度2，因此表示模数值“2”。第一可变宽度和幅度脉冲610另外包括第二脉冲片段(1*10)，其跨越脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的12.288MHz采样频率的仅10个采样时钟。换句话说，十进制采样值138被转换成具有对应脉冲区域的“模拟”可变宽度和幅度脉冲。
还例示了十进制采样值40转换成第二可变宽度和幅度脉冲620。如图所示，十进制采样值40导致模数值0和余数值40。该对应的第二可变宽度和幅度脉冲620通过仅包括第二脉冲片段(1*40)而反映了这种结果，该第二脉冲片段具有“1”幅值并且跨越脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的12.288MHz采样频率的仅40个采样时钟。最后利用上面概述的相同原理，例示了十进制采样值522转换成第三可变宽度和幅度脉冲630。本领域技术人员应当明白，调制器420被配置成将传入采样值转换成对应的可变宽度和幅度脉冲序列，其中可变宽度和幅度脉冲610、620、630中的每一个的脉冲区域表示所讨论的采样值。因此，可变宽度和幅度脉冲610、620、630中的每一个都可以被视为所讨论的采样值的模拟表示。
本领域技术人员应当明白，调制器420可以被配置成在不同调制方案之后生成可变宽度和幅度脉冲。在本实施方式中，可变宽度和幅度脉冲中的每一个都优选地以脉冲周期的中点为中心，即，在利用上采样因子64的本实施方式中以采样时钟时间32为中心。该脉冲居中通常被称为双边脉冲宽度调制。然而，调制器420的其它实施方式可以适于通过应用单边调制来建立可变宽度和幅度脉冲。
图7示出了形成处理电路的电流模式DAC的一部分的电流输出转换器130的一示例性实施方式的简化示意性框图。电流输出转换器130包括预定数量N的单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN，例如，在4到32个电流生成器之间，诸如16个电流生成器。N个单独可控电流生成器的相应输出端并联连接至公共DAC输出节点131。电容式换能器部件702连接至公共DAC输出节点131。本领域技术人员应当明白，电容式换能器部件702可以包括用于声音再现的微型麦克风组件的前述电容式换能器部件102。然而，用于感测各种类型的物理变量的其它类型的电容式换能器部件可以另选地由当前电流模式DAC 702来驱动。N个单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN名义上可以相同，但本领域技术人员应当明白，与半导体制造相关联的部件变型可能导致可控电流生成器之间的微小特性变化，特别是电流吸收和源输出能力。N个单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个都被配置成根据由电流转换器控制电路430执行的开关控制选择性地将电流源输出到电容式换能器部件702或者从电容式换能器部件702吸收电流，从而对横跨部件702的电压充电或放电。N个单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个都可以被视为1比特或1.5个比特的二进制值+1或-1。可以通过在可控电流生成器的第一状态与第二状态之间进行选择来执行预定电流量或电平的源输出和吸收。最后，每个单独可控电流生成器都可以包括第三状态或空闲/零输出状态，其中，电流生成器既不向其输出端源输出电流也不从其输出端吸收电流。在该空闲状态下，电流生成器可以被置于高阻抗模式，以有效地将电流生成器与公共DAC输出端131断开连接，如下面进一步详细讨论的。本领域技术人员应当清楚，电流转换器的最大正输出值可以对应于设定所有N个单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN以源输出电流，而最大负输出值对应于设定所有N个单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN以吸收电流。
图8是当置于上述空闲状态或断开状态时电流输出转换器130的可控电流生成器IDACN的简化示意性框图。可控电流生成器IDACN包括串联连接在正DC供电轨VDD与在本实施方式中作为地(GND)的负DC供电轨之间的第一电流源802和第二电流源804。第一开关对(包括开关SW2和SW5)耦合在第一电流源802与第二电流源804之间，并且以同步方式操作，其中两个开关同时闭合/导通或打开/不导通。第一开关对SW2和SW5的开关在空闲状态下闭合，而剩余SW1、SW3、SW4以及SW6被置于打开/非导通状态，如图所示。这意指流过第一电流源802和第二电流源804的电流直接从VDD行进至GND，如电流路径810所示。因此，第一电流源802和第二电流源804中的每一个都与输出节点831断开电连接，并因此可控电流生成器IDACN在置于空闲状态时不向电容式换能器部件702源输出或从其吸收任何可察觉电流。
可控电流生成器IDACN另外包括连接至IDACN的反馈调节环路的差分环路放大器808(例如，运算放大器或其它差分放大器)的反相输入端的DC电压基准806。DC电压基准806的电压可以等于VDD的一半。差分环路放大器808具有连接至中点节点812的非反相输入端(+)，该中点节点812设置在第一开关对SW2、SW5之间。差分环路放大器808的输出端连接至第二电流源804的控制输入端805，其中控制输入端805被配置成调节第二电流源804的电流电平。因此，差分环路放大器808的操作通过经由控制输入端805调节流过第二电流源804的电流，来寻求动态地或自适应地将中点节点812处的电压调节至VDD的大约一半，其是在差分环路放大器808的负输入端处设定的电压。中点节点812处的电压的这种自适应调节由反馈调节环路执行。因而，差分环路放大器808、第二电流源804以及DC电压基准806由此联合形成DC误差抑制电路，该DC误差抑制电路被配置成在可控电流生成器IDACN的空闲状态期间，匹配或对准由第一电流源802和第二电流源804提供的第一和第二电流电平。在某些实施方式中，与传入脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率相比，差分环路放大器808可以具有相对较小的带宽或较大的时间常数。差分环路放大器808的上截止频率例如可以小于100kHz，或者小于40kHz，其有效地执行电流源平衡的慢速求平均，以确保每个可控电流生成器的输出端处的长期零DC偏移。
这个特性有几个显著的优点，例如，导致电流输出转换器130的线性I/O特性。DC误差抑制电路还防止在负载上累积DC电压分量，其在结合驱动电容式换能器部件方面有明显的优势，其中，模拟反馈信号的DC偏移或DC不平衡将趋于驱动电容式换能器部件的DC操作点远离目标DC操作点。DC偏移的这种潜在累积是由电容式换能器部件的电容所执行的电荷积分(charge integration)所造成的。可控电流生成器IDACN在前述空闲状态下操作，其中输出节点831处于高阻抗状态，以提供大致为零的电流输出。开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5以及SW6中的每一个都可以包括可控制半导体开关，例如，MOSFET。开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5以及SW6中的每一个都可以包括控制端子(例如，MOSFET的栅极端子)，其使可控制半导体开关在其导通与非导通状态之间切换。这些控制端子连接至前述电流转换器控制电路430。由第一电流源802和第二电流源804所提供的电流电平可以根据特定应用(诸如负载阻抗)的要求而改变，例如，在本实施方式中的电容式换能器部件702的电容、脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率、电流输出转换器130的并联连接的可控电流生成器的数量等。在包括16个可控电流生成器的电流输出转换器130的一个示例性实施方式中，第一电流源802和第二电流源804的相应电流在被配置成驱动1-4pF电容式换能器部件时，被设定成大约100pA，例如，在50pA与200pA之间。可控电流生成器的当前设定通常取决于在反馈环路的处于最高关注频率的模拟反馈信号的峰值幅度处的dv/dt。可控电流生成器的电流应该优选能够在这些条件下对电容式换能器部件102的电容充电而没有转换所致失真(slew-induceddistortion)。在麦克风组件100的示例性实施方式中，模拟反馈信号的最高关注频率可能位于300Hz与3kHz之间，例如，大约1kHz。
在一些实施方式中，当在第一状态或者第二状态下操作时，单独可控电流生成器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个在10kHz的输出阻抗优选大于1MΩ，诸如大于10MΩ或100MΩ。
图9A是当置于上述第一状态或+1状态时电流输出转换器130的可控电流生成器IDACN的简化示意性框图，其中，输出端831将预定电流电平源输出至电容式换能器部件702或其它负载电路。在第一状态下，如图所示，第一开关对SW2和SW5的开关打开或不导通，并且开关SW1和SW6都打开或不导通。相反，剩余开关SW4和SW3置于导通或闭合状态，如图所示。开关状态的这种组合意指流过第一电流源802的电流经由电流路径810a源输出到电容式换能器部件702，而由第二电流源804生成的电流从DC电压基准806(其可以等于VDD的一半)经由电流路径810b直接行进至GND。因此，可控电流生成器IDACN在置于第一状态时将预定电流电平源输出至电容式换能器部件702。本领域技术人员应当明白，第一电流源802与第二电流源804的电流电平的DC平衡仍然由前述DC误差抑制电路的操作来保持。
图9B是当置于上述第二状态或-1状态时电流输出转换器130的可控电流生成器IDACN的简化示意性框图，其中，输出端831吸收来自从电容式换能器部件702或其它负载电路的预定电流电平以使负载电路放电。在第二状态下，如图所示，第一开关对SW2和SW5的开关打开或不导通，并且开关SW4和SW3都打开或不导通。相反，剩余开关SW1和SW6置于导通或闭合状态，如图所示。开关状态的这种组合意指流过第一电流源802的电流经由电流路径880a源输出到DC电压基准806中，此后输出至GND。与此相反，由第二电流源804生成的预定电流经由电流路径880b从电容式换能器部件702被汲取出，以使电容式换能器部件702放电。因此，可控电流生成器IDACN在置于第二状态时从电容式换能器部件702吸收预定电流电平。本领域技术人员应当明白，第一电流源802与第二电流源804的电流电平的DC平衡仍然由前述DC误差抑制电路的操作来保持。
本领域技术人员应当明白，开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5以及SW6通过每个可控电流生成器的第一、第二以及第三状态的上述开关排布结构和关联开关方案允许第一和第二电流源即使在它们不向负载电路源输出或从其吸收电流的时段期间也以不切换方式操作。作为代替，通过选择开关的恰当设定，特定电流生成器的多余电流被引导通过DC电压基准806。该特征消除了在循环通过第一、第二以及第三状态时，例如因来自第一和第二电流源的重复切换的电荷注入而造成的开关噪声。
图10是示例性AC耦合麦克风前置放大器104的简化示意性框图，该前置放大器104适用于所述处理电路，以在输入侧与换能器部件连接并且在输出侧与前述模数转换器106的差分输入端连接。本领域技术人员应当明白，所述处理电路的其它实施方式可以包括DC耦合前置放大器，以实现前述优点。
麦克风前置放大器104包括与AC耦合增益级1003串联耦合的单位增益缓冲级1001。针对单位增益缓冲级1001的输入电压Vin包括经由先前讨论(例如，参见图2)的输入节点101b提供的麦克风信号，该输入节点101b连接至换能器部件102的换能器输出端101a。单位增益缓冲级1001在本实施方式中是单端的，并且将所缓冲的麦克风信号或电压递送至AC耦合增益级1003的输入端1005。ac耦合增益级1003针对Vop处的正输出的小信号增益由电容器C1与C2之间的电容比确定，并且可以位于12dB与30dB之间。AC耦合增益级1003针对Von处的负输出的小信号增益由电容器C4与C3之间的电容比确定。后者小信号优选地被设定成等于针对AC耦合增益级1003的Vop处的正输出的小信号增益。因此，麦克风前置放大器104基于输入端101b处的单端麦克风信号，以差分或平衡格式在正负输出端Vop、Von之间生成放大麦克风信号。如上所述，单位增益缓冲级1001可以表现出极高输入阻抗，以避免在换能器部件的潜在非常高输出阻抗的情况下加载换能器输出。如果换能器部件包括前述电容式换能器部件102，则单位增益缓冲级1001的输入阻抗可以大于100MΩ，诸如大于1GΩ。
正和负输出端Vop、Von处的差分或平衡麦克风电压被施加至模数转换器的差分输入端，以转换成如上所述的单比特或多比特数字麦克风信号。
在此描述的主旨有时例示了包含在不同其它组件内或与其相连接的不同组件。要明白的是，这样描绘的架构仅仅是示例性的，而事实上，可以实现获得相同功能的许多其它架构。在概念意义上，用于获得相同功能的组件的任何排布结构都有效地“关联”，以使获得希望功能。因而，在此为获得特定功能而组合的任两个组件都可以被看作彼此“相关联”，以使获得希望功能，而与架构或中间组件无关。同样地，这样关联的任两个组件还可以被视作彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”，以获得希望功能，并且能够这样关联的任两个组件也可以被视作可彼此“操作地耦合”，以获得希望功能。可操作地耦合的具体示例包括但不限于物理上可配合和/或物理上交互的组件和/或可无线地交互和/或无线地交互的组件和/或逻辑上交互和/或逻辑上可交互组件。
针对在此实质上使用的任何复数和/或单数术语，本领域技术人员可以针对背景和/或应用在适当时从复数翻译成单数和/或从单数翻译成复数。为清楚起见，各种单数/多数置换在此可以确切地阐述。
本领域技术人员应当明白，一般来说，在此使用的而且尤其是在所附权利要求(例如，所附权利要求的主体)中使用的术语通常旨在作为“开放式”术语(例如，术语“包括”应当解释为“包括但不限于”，术语“具有”应当解释为“至少具有”，术语“包含”应当解释为“包含但不限于”等)。
本领域技术人员还应当明白，如果想要特定数量的介绍权利要求列举，则这种意图将明确地在该权利要求中陈述，并且在没有这些列举的情况下，不存在这种意图。例如，为帮助理解，下面所附权利要求可以包含使用介绍性短语“至少一个”和“一个或更多个”来介绍权利要求列举。然而，使用这种短语不应被认为暗示由不定冠词“一(a)”或“一(an)”介绍的权利要求列举将包含这种介绍权利要求列举的任何特定权利要求限制于仅包含一个这种列举的发明，即使同一权利要求包括介绍性短语“一个或更多个”或“至少一个”以及诸如“一(a)”或“一(an)”的不定冠词(例如，“一(a)”或“一(an)”通常应当被解释成意指“至少一个”或“一个或更多个”)；其对于使用为介绍权利要求列举而使用的定冠词来说同样是这样。另外，即使明确地陈述特定数量的介绍权利要求列举，本领域技术人员也应当认识到，这种列举通常应当被解释成至少意指所陈述数量(例如，“两个列举”的裸列举在没有其它修饰语的情况下通常意指至少两个列举，或者两个或更多个列举)。
而且，在使用类似于“A、B、以及C等中的至少一个”的惯例的那些实例中，一般来说，这种句法结构希望本领域技术人员在意义上应当理解这种惯例(例如，“具有A、B、以及C中的至少一个的系统”应当包括但不限于具有单独A、单独B、单独C、A和B一起、A和C一起、B和C一起、以及/或A、B以及C一起等的系统)。在使用类似于“A、B，或C等中的至少一个”的惯例的那些实例中，一般来说，这种句法结构希望本领域技术人员在意义上应当理解这种惯例(例如，“具有A、B、或C中的至少一个的系统”应当包括但不限于具有单独A、单独B、单独C、A和B一起、A和C一起、B和C一起、以及/或A、B以及C一起等的系统)。本领域技术人员还应当明白，实际上，呈现两个或更多个另选术语的任何转折词和/短语(无论处于说明书、权利要求书中、还是在附图中)应当被理解成设想包括这些术语之一、这些术语中的任一个、或者两个术语的可能性。例如，短语“A或B”应当被理解成包括“A”或“B”或“A和B”的可能性。而且，除非另外加以指明，使用词语“近似”、“大约”、“大概”、“大致”等意指加或减百分之十。
出于例示和描述的目的，呈现了例示性实施方式的前述描述。该描述不旨在是详尽的或者限于所公开精确形式，而是可以根据上述教导进行修改和改变，或者可以根据所公开实施方式的实践来获取。本发明的范围旨在通过附于此的权利要求及其等同物来限定。

Claims (38)

1.一种麦克风组件，所述麦克风组件包括：
声学换能器部件，所述声学换能器部件被配置成根据包括第一高通截止频率的换能器频率响应来将声音转换成麦克风信号；以及
处理电路，所述处理电路包括信号放大路径，所述信号放大路径被配置成接收、采样以及数字化所述麦克风信号以提供数字麦克风信号；
其中，所述信号放大路径的频率响应包括第二高通截止频率；
并且其中，所述第一高通截止频率低于所述第二高通截止频率。
2.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述声学换能器部件包括电容式换能器，所述电容式换能器在第一互充电换能器板和第二互充电换能器板间提供所述麦克风信号。
3.根据权利要求2所述的麦克风组件，其中，所述电容式换能器表现出0.5pF与10pF之间的换能器电容。
4.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述声学换能器部件包括微机电MEMS部件。
5.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第一高通截止频率低于20Hz。
6.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第一高通截止频率低于10Hz。
7.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第一高通截止频率低于5Hz。
8.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率高于20Hz。
9.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率高于40Hz。
10.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率高于100Hz。
11.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率高于4000Hz。
12.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率在100Hz与1kHz之间。
13.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率比所述第一高通截止频率高至少两个倍频程。
14.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述第二高通截止频率比所述第一高通截止频率高十倍。
15.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述信号放大路径包括：
前向信号路径，所述前向信号路径包括求和节点，所述求和节点用于组合所述麦克风信号和模拟反馈信号；以及
反馈信号路径，所述反馈信号路径包括：
数字环路滤波器，所述数字环路滤波器被配置成对所述数字麦克风信号进行接收并滤波，并且作为响应，根据所述数字环路滤波器的低通传递函数来生成低通滤波数字反馈信号；以及
数模转换器DAC，所述数模转换器被配置成将所述低通滤波数字反馈信号转换成所述模拟反馈信号。
16.根据权利要求15所述的麦克风组件，其中，所述求和节点被设置在所述换能器的输出端处。
17.根据权利要求16所述的麦克风组件，其中，所述模拟反馈信号不经由任何有源器件而被直接连接至所述换能器的输出端。
18.根据权利要求17所述的麦克风组件，其中，所述模拟反馈信号被直接连接至所述声学换能器部件的第一互充电换能器板和所述第二互充电换能器板中的至少一个。
19.根据权利要求17所述的麦克风组件，其中，所述前向信号放大路径包括：
麦克风前置放大器，所述麦克风前置放大器包括连接至所述求和节点的输入端，所述输入端用于接收所述麦克风信号，所述麦克风前置放大器被配置成生成放大麦克风信号和缓冲麦克风信号中的至少一方；以及
模数转换器ADC，所述模数转换器被配置成接收、采样以及量化所述放大麦克风信号或缓冲麦克风信号以生成所述数字麦克风信号。
20.根据权利要求19所述的麦克风组件，其中，所述模数转换器包括按第一采样频率生成单比特PDM或多比特数字麦克风信号的∑Δ调制器。
21.根据权利要求20所述的麦克风组件，其中，所述反馈路径包括在所述数字环路滤波器前面的抽取器，所述抽取器被配置成按比所述单比特或多比特数字麦克风信号更低的采样频率和更高的比特宽度，将所述单比特或多比特数字麦克风信号转换成抽取后的多比特PCM数字信号。
22.根据权利要求15所述的麦克风组件，其中，所述处理电路还包括：
命令和控制接口，所述命令和控制接口用于接收来自主机处理器的滤波器配置数据。
23.根据权利要求22所述的麦克风组件，其中，所述命令和控制接口包括I2C、USB、SoundWire、UART或SPI命令和控制接口。
24.根据权利要求22所述的麦克风组件，其中，所述数字环路滤波器的所述低通传递函数由所述滤波器配置数据可调节地或可编程地控制。
25.根据权利要求16所述的麦克风组件，其中，所述数模转换器DAC包括：
混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器PWAM，所述混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器被配置成通过以下处理来生成所述模拟反馈信号：按比所述第一数字反馈信号的采样频率更高的采样频率，将所述第一数字反馈信号转换成对应的脉冲宽度和脉冲幅度调制信号。
26.根据权利要求23所述的麦克风组件，其中，所述混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器PWAM包括：
电流输出转换器，所述电流输出转换器被配置成将所述脉冲宽度和脉冲幅度调制信号转换成对应的可变宽度和幅度电流脉冲序列；
其中，所述电流输出转换器包括并联连接至所述DAC的输出端的多个单独可控电流生成器。
27.根据权利要求26所述的麦克风组件，其中，所述混合脉冲宽度调制器和脉冲幅度调制器包括噪声整形量化器，所述噪声整形量化器被配置成：
接收由所述数字环路滤波器输出的所述第一数字反馈信号的具有第一比特宽度的采样；以及
量化所述第一数字反馈信号的采样，以生成第二数字反馈信号的具有缩减比特宽度的采样。
28.根据权利要求27所述的麦克风组件，其中，所述混合脉冲宽度和脉冲幅度调制器PWAM被配置成：
利用预定上采样因子N增加所述第二数字反馈信号的采样频率，以生成第三数字反馈信号；以及
将所述第三数字反馈信号转换成所述脉冲宽度和脉冲幅度调制信号。
29.根据权利要求28所述的麦克风组件，其中，所述脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的生成包括：
将所述第三数字反馈信号的采样除以所述预定上采样因子N，以计算所述采样的相应模数值和余数值；
将采样的模数值转换成具有表示所述模数值的组合脉冲宽度和脉冲幅度的第一脉冲片段；
将采样的余数值转换成具有表示所述余数值的脉冲宽度的第二脉冲片段；以及
组合所述第一脉冲片段和所述第二脉冲片段，以形成所述脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的可变宽度和幅度脉冲。
30.根据权利要求15所述的麦克风组件，其中，所述信号放大路径中的所述前向信号路径从所述换能器的输出端DC耦合至所述数字麦克风信号。
31.根据权利要求1所述的麦克风组件，所述麦克风组件还包括：
麦克风壳体，所述麦克风壳体包围并支承所述声学换能器部件和所述处理电路。
32.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述声学换能器部件包括通风孔或开口，所述通风孔或开口在声学上连接所述声学换能器部件的振膜的正面和背面，以设定所述第一高通截止频率。
33.根据权利要求32所述的麦克风组件，其中，所述通风孔或开口穿过所述振膜或振膜支承结构；所述通风孔具有5μm与10μm之间的直径，以设定所述第一高通截止频率。
34.根据权利要求1所述的麦克风组件，其中，所述声学换能器部件和所述处理电路被一体地形成在单个半导体管芯上。
35.一种便携式通信装置，所述便携式通信装置包括根据权利要求1所述的麦克风组件。
36.一种半导体管芯，所述半导体管芯包括：
处理电路，所述处理电路包括信号放大路径，所述信号放大路径被配置成接收、采样以及数字化由声学换能器部件根据包括第一高通截止频率的换能器频率响应从声音转换的麦克风信号，以提供数字麦克风信号；
其中，所述信号放大路径的频率响应包括第二高通截止频率；并且
其中，所述第一高通截止频率低于所述第二高通截止频率。
37.一种设定麦克风的信号放大路径的频率响应的方法，所述方法包括以下步骤：
a)通过声学换能器部件将传入声音转换成对应的麦克风信号，其中，所述声学换能器部件具有包括第一高通截止频率的频率响应；
b)对所述麦克风信号进行采样和量化，以生成对应的数字麦克风信号；
c)通过数字环路滤波器对所述数字麦克风信号进行低通滤波以生成第一数字反馈信号；
d)通过数模转换器DAC将所述第一数字反馈信号转换成对应的模拟反馈信号；以及
e)组合所述模拟反馈信号和所述麦克风信号，以闭合所述信号放大路径的反馈环路。
38.根据权利要求37所述的方法，所述方法还包括以下步骤：
f)将所述模拟反馈信号施加至提供所述麦克风信号的电容式微机电MEMS换能器部件的至少一个换能器板。
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