CN101933226A - 可抑制干扰信号的信号调理器 - Google Patents

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Abstract

一种具有集成电路的半导体芯片，该集成电路设置有用于电容型换能器(105)的信号调理器(106)，该半导体芯片包括：增益级(101)，配置为接收模拟换能器信号；模数转换器(102)，被连接以接收增益级(101)的输出信号，并提供数字信号。该反馈信号经由数模转换器(104)和接收数字信号的数字信号处理器(103)提供；增益级(101)配置有分别接收模拟换能器信号和反馈信号的第一输入端(107)和第二输入端(108)。

Description

可抑制干扰信号的信号调理器
技术领域
本发明公开了一种用于换能器的信号调理器，其实施在具有包括前置放大器、数模转换器以及反馈构造的集成电路的半导体芯片上。
背景技术
换能器用于将一种能量(例如声能)转化为电能——信号被转化为电信号。然而，电信号通常需要进行某种电信号处理，以使其成为期望的形式——这也被称之为信号调理(signal conditioning)。用于换能器的信号调理器用作换能器与任何后级之间的中间信号处理级。
用于换能器的信号调理器经常被特别制作用于特定类型的换能器和特定应用，这是因为通常信号调理器必须满足由换能器类型及其应用限定的特定的运行条件。特定的运行条件可被视为对市场的物理限制以及需求。
下面，作为该特定条件的实例，给出用作话筒的电容型换能器作为参考，并进一步给出在诸如便携式电话、照相机以及便携式数字助理等的所谓移动电子装置领域中的应用作为参考。
需求
多年来，此领域中的需求相当简单，这是因为需求具有极低成本的话筒和适于大量生产的话筒。各制造商生产的这些话筒的性能差不多，与传统的电话系统的性能也差不多水平。然而，近年来，需求已经变为也需要话筒具有比电话系统的性能高的性能。现在出现了对所谓的高保真度(hi-fi：high-fidelity)质量需求的趋势。与此一致，由于移动装置在各种环境中各个地方被越来越多地使用，所以在感觉的声音质量受干扰的环境中，存在对提高声音质量的需求。若此需求得到满足，则认为性能是在特定情况下以及总体上得到改进。需要指出，通常使用的质量的测量标准为动态范围、或信噪比、信号/失真比以及带宽。
但不幸的是，对低价的需求似乎是不变的。由于半导体芯片的成本与芯片的尺寸直接相关，因此为了降低价格，重要的是集成在芯片上的电子电路要尽可能小或紧凑。
从而，因为追求高质量话筒，因此自然需要更复杂的电路，从而在其他条件相同的情况下，会有更高的功耗。然而，因为移动设备是电池供电，因此电流消耗应尽可能地最小化。
除了上述需求，还存在具有信号调理器的换能器提供数字输出信号的需求。因为通常话筒集成在消费者电子装置中，而在消费者电子装置中，大量的数字信号处理主要由数字集成电路芯片进行，因此通常优选来自传感器(例如话筒)的信号作为数字信号被提供。这在嵌有话筒的集成电路中的信号处理方面——特别是在数字域中的失真方面提出了新的挑战。
而且，需要以比目前的标准约80％～90％(即，生产的话筒总数的80％～90％满足其性能规格)高的成品率来制造换能器。不幸的是，产品的10％～20％因为例如话筒灵敏度不满足规格而被丢弃。因此业界非常重视获得减小丢弃率的解决方案。
考虑到这些和其他需求，认为在不损及其他需求的情况下进一步提高质量是困难的。因此，为了进一步改进此领域中用于换能器的信号调理器，需要更好地理解该技术领域的本质。
话筒灵敏度
话筒基于由构成话筒的振动膜的可动元件和另一元件(如，所谓的话筒的背板)形成的电容器的原理。话筒的元件之一(例如振动膜)充有恒定的电荷。该电荷作为元件之一上捕获的静电电荷而被提供，或由电压源(例如半导体芯片上的电荷泵或电压升压电路)提供。话筒检测到的声压会引起膜运动，继而改变由振动膜元件和另一元件形成的电容器的电容。当由这两个元件形成的电容上的电荷保持恒定时，跨接两电容器元件间的电压将随着输入声压水平改变。由于为了保持声压和电容器元件两端的电压之间的比例关系，必须保持话筒电容器上的电荷为恒定的，因此避免话筒电容加载任何电阻性负载是重要的。电阻性负载会使得电容器放电，从而降低或损坏作为话筒的电容器的性能。电容性负载会降低话筒换能器的电声灵敏度。在使用具有恒定静电电荷的话筒(例如驻极体话筒)的情况下，电声灵敏度会随时间变化——即通常认为的老化现象。
对于小型话筒，振动膜的尺寸受到限制，从而话筒的电容也受到限制。因此，用于小型话筒的前置放大器的输入电容必须非常小，以避免从话筒电容加载信号而使来自话筒的信号降低。另外，因为前置放大器的输入电阻和话筒电容一起形成高通滤波器，所以放大器的输入电阻必须非常大，以满足典型的频宽要求。为了获得音频信号带宽，输入电阻必须在吉欧范围内，例如大于1吉欧或10吉欧。
因此，为了从电容器拾取话筒信号，优选配置成主要目标为提供高输入阻抗的放大器，以在为其他目标而优化的电路中缓冲电容器。连接用于拾取话筒信号的放大器通常被称为前置放大器、或缓冲放大器、或简称为缓冲器、或增益级。前置放大器通常物理连接至非常靠近电容器——非常小的毫米或毫米的几分之几的距离内。
噪声
在设计用于话筒的前置放大器时，通常存在三个电子噪声源。这些源为来自偏置电阻的噪声、来自输入晶体管的1/f噪声以及来自输入晶体管的白噪声。典型地，以输入晶体管噪声为主。可通过优化输入晶体管的长度和宽度以及优化装置中的电流来使白噪声和1/f噪声最小化。这应用于任何输入级，例如单晶体管级或差分级。
也可以最小化来自偏置电阻的噪声。如果使偏置电阻非常大，则来自电阻的噪声会被低通滤除，带内噪声会非常低。尽管放大器的带宽下限会非常低，但是这样做是有效果的。这样会存在一个问题：只有在通电后很长的一段时间后，放大器的输入才稳定于标称值。另外，具有例如由砰地关门或汽车中的次声等引起的低频密集的信号会使放大器过载。另一相关问题是在话筒模块内安装芯片而产生的小的漏电流。由于极端的输入阻抗，漏电流会引起DC偏移，这会降低放大器的过载极限。
在灵敏度和噪声方面，话筒振动膜具有非常小的尺寸，从而灵敏度较低，因此将来自话筒的信号的最大可能部分连接至前置放大器，同时增加最小可能量的噪声是重要的。
失真和伪差
通常非线性信号调理以及具体的模数信号处理是来自换能器的信号中的失真源和伪差引入源。同噪声一样，失真和信号伪差一旦被引入，将非常难以去除。严重失真的来源是例如对高于或低于某信号电平的信号幅度的削波。已知的伪差的实例是诸如这些称为空闲模式声音的乱真声音在数模转换器的sigma-delta调制器中的引入。
声音环境
如上所述，移动装置在不同环境中的各个地方被越来越多地使用，因此在环境是质量下降的起因的情况下，存在改进质量的需求。
话筒的目的是通过将声信号转换为电信号从而响应于该声信号。在一些应用中，可能主要目标是响应于宽范围的声信号，而在其他应用中，可能主要目标是响应语音信号。在后一情况下，话筒在装置中通常被设置为在正常工作状态下会对语音信号相对更敏感——参看例如传统移动电话中话筒的位置和构造。因而在正常工作中，话筒对靠近话筒说话的语音信号比对从周围环境产生的其他信号更敏感。
然而，问题在于从周围环境产生的其他信号可能非常大声，从而对话筒来说似乎远强于近距离说话的语音信号。由于话筒对由语音信号和其他来自周围的(大声)信号引起的作用于振动膜的组合或合成声压敏感，因此相对较弱的信号会与相对较强的信号混合。
话筒换能器可运行至极高的声压。从而话筒可具有大的动态范围，但如前所述不幸的是还具有较低的灵敏度。因此，在典型构造中，语音信号会呈现为具有小幅度的电信号。为了为后续信号处理优化信噪比，需要具有相对大的增益的放大器。本方案示出对语音信号进行适当操作的常规应用。
然而，如上所述，话筒可以接收非常大声的声压。这样大的声压可以来自话筒(更远的)周围，并且通常称之为背景噪声。这样的背景噪声可以是来自一阵风(称为风噪声)、由机器产生的声音、带限噪声或准白噪声的(大声)声压。这些噪声信号可出现在语音信号的频带以内、以下或甚至以上。不管怎样，这些信号都会使感知的质量下降。
然而，当话筒用在供给电压电平受限的电池供电的装置中时，情况更复杂。如上所述，放大器具有相对较大的增益。从而，当大声的噪声信号出现、被转换为电信号然后以大增益被放大时，语音信号可用的顶部空间或动态范围随噪声信号幅度的增大而迅速消失。
通常，噪声信号不仅使得动态范围受限，还使得幅度削波。由于语音信号常常相比于噪声信号较弱，因此语音信号会在发生削波的时间段里(长达数百毫秒或以上)丢失。这使得质量严重下降。因放大器过载引起的严重削波可导致放大器停止作为放大器运行数秒。因此在大幅度噪声信号会出现的环境中，话筒的大动态范围和放大器的有限的动态范围会引起削波的风险。
电池供电的放大器的信噪比(SNR)与动态范围相关，其理论极限可由下式估算：
SNR = V dd 2 / 8 kT / C
其中，Vdd是放大器的供给电压，k是波尔兹曼(Boltzmans)常数，T是开尔文温度，C是表示放大器带宽的电容。就如何提高信噪比而言，kT为常数。从而，信噪比与供给电压的平方成正比。
因此，在实际情形中，有限的电池供给电压被认为是对信噪比的改善的阻碍。
环路——稳定性
在寻求满足对质量提升需求的构造的过程中，提出了各种反馈构造。在模拟信号调理电路中，提出了用于改善线性和带宽、滤波以及去除DC偏移的反馈构造。但这些构造具有固定不变的结构和功能。由于芯片面积的局限，它们的功能是受到限制。在数字信号调理电路中，并未充分利用反馈构造，因为当其性能与模拟解决方案相当时，数字反馈构造相对复杂且对于价格敏感产品来说占据太多芯片面积。
然而，反馈构造的使用带来有关稳定性的问题。通常来说，相对大的开环增益可得到相对好的噪声抑制以及较小的失真。但是，相对大的开环增益增加了反馈构造变得不稳定的风险。
在频谱中，开环增益随频率的升高而降低。在某一频率，增益会降至0dB。若在此频率或任何更低的频率，开环传递函数的相位偏移超过±180度，则环路是潜在不稳定的。对于采样系统，使用Nyquist采样率，获得足够好的噪声抑制和足够小的失真是有问题的。这是因为这样的情形：需要高阶滤波器来提供超过Nyquist频率的信号分量的充分截止，从而提供充分的抗混叠，这样的高阶滤波器使得相位偏移±180度以上。这种条件限制了可用的开环增益，并因而限制了噪声和失真能力。
在下述描述中，使用术语“声频带”。现有技术中，该术语具有多种定义，这取决于其上下文。而以下使用声频带指的是具有20Hz至500Hz的下拐角频率以及5KHz至25KHz的上拐角频率的频带。带的具体定义代表设计标准，但以下描述中应理解为该宽泛定义。
相关技术
WO2005/07646A1公开了一种用于电容型换能器的前置放大器。该前置放大器配置有差分输入级，用于在其同相输入端接收来自换能器的信号，并且在其反相输入端接收反馈信号。反馈信号经由从前置放大器的输出端接收输入信号的反馈滤波器提供。反馈滤波器配置为低通滤波器，使前置放大器和反馈滤波器组合表现为高通滤波器。连接数模转换器以接收来自前置放大器的模拟输出信号并提供数字输出信号。该构造利于提供相对高的输入阻抗、相对高的信噪比，并且当在输入信号中出现具有大幅度低频分量的不期望脉冲时提供较快的调整。总的来说，与期望音频信号有关的动态范围得到改善。然而，因为模拟反馈滤波器占据芯片上的大片面积，因此无法充分满则低成本方面的需求。另外，由于滤波器的固定结构，其滤波特性不能改变，例如其特征极点和零点不能改变。而且，声频带中出现的声音噪声(也称为带内噪声)无法在不严重破坏期望音频信号的情况下被去除。
EP 1 553 696公开了一种用于电容型换能器的放大器电路。该放大器电路包括在其输入端接收换能器信号并提供输出信号的前置放大器。此外，通过设置接收输出信号和参考电压信号的差分放大器，提供DC伺服。差分放大器经由两个交叉连接二极管向前置放大器的输入端提供反馈信号。从而在前置放大器的输入端提供DC补偿。两个交叉连接二极管作为将反馈信号连接回前置放大器的输入端，同时避免从电容型换能器输入的信号过度失耦的手段而提供。因为反馈信号经由交叉连接二极管提供，因此反馈仅对DC和频率非常低的信号起作用。放大器电路配置有反馈系统的固定滤波特性，并且在运行期间不适于改变。
US 5 796 359公开了一种数据转换系统，其配置有接收模拟输入信号和模拟反馈信号并且提供比较器输出的比较器。比较器工作在非线性饱和模式下。当模拟输入信号超过模拟反馈信号时，比较器产生逻辑1，反之则产生逻辑0。比较器的输出作为脉宽调制器的输入来提供，以提供脉宽调制输出信号。脉宽调制输出信号提供给对信号进行滤波来提供反馈信号的RC网络。该构造是低成本的数模转换器，其对由比较器引入的开关噪声只提供微弱的成形，因此信噪比低。另外，转换器未提供在系统用作数模转换器的频率范围内对输入信号进行滤波的手段。因此，转换器不适于相对于干扰期望信号的不期望信号增强期望信号。因为转换器基本上为模拟转换器，虽然使用了非线性处理，但转换器与数字信号处理不兼容。因此，由于芯片面积的限制，其信号处理能力受限。
US 6 956 517公开了一种适于多通道系统的模数转换系统。该转换系统使用数模转换器在数模转换器的输入端提供负反馈，从而消除不期望信号。因此可扩展数模转换器的有效动态范围。然而，该转换系统不包括适于连接至电容型换能器的增益级。该反馈电路会引起来自连接至输入端的电容型换能器的信号电平的过度衰减。
US 6 806 756公开了一种用于处理由传感器产生的模拟信号以去除DC偏移的模拟信号调理电路。该电路包括在其反相输入端接收来自传感器的模拟输入信号以及模拟反馈信号的运算放大器。该反馈信号由具有模数转换器、数字控制器和数模转换器的反馈电路提供，其中数模转换器经由电阻器向运算放大器的反相输入端提供反馈信号。尽管该构造仅配置为去除DC偏移，但在噪声方面远不是最优。该电路不适于电容型换能器，这是因为模拟和数字反馈电路均会引起从电容型换能器输入的信号的过度解耦。很明显，反馈被提供作为去除DC偏移的措施，电路的采样原理限制了仅去除不期望DC信号的应用。
尽管上述公开均对该技术领域作出了贡献，但仍然存在提供一种能够低成本制造、在低供给电压和低电流消耗的情况下工作、同时能够提供具有低声噪声和电噪声以及高动态范围的高质量输出信号的信号调理器的问题。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种具有集成电路的半导体芯片，该集成电路设置有用于电容型换能器的信号调理器。该半导体芯片包括配置为在第一输入端接收模拟换能器信号并且在第二输入端接收反馈信号的增益级。模数转换器被连接以接收增益级的输出信号并且提供数字信号。反馈信号经由数模转换器以及接收数字信号的数字信号处理器提供。
因为建立了反馈环路，其中反馈信号在增益级的第二输入端提供，模拟换能器信号电连接至增益级的第一输入端，增益级的输出端有效地响应于反馈信号和模拟换能器信号运行，因此可提供适于在处理模拟换能器信号的早期从电容型换能器去除不期望的信号的反馈信号。由于不期望的信号的去除发生在增益级的输入级，而增益级还用于将电容型换能器和输入级的第一输入端的负载隔离，放大换能器信号，因此，尽管换能器信号本质上相当动态多变，尽管电容型换能器的输出信号由于其高输出阻抗对于换能器的相对低的电容性或低的电阻性负载非常敏感，也能够去除不期望信号分量。
模拟换能器信号和反馈信号被提供至增益级的两个不同的(或单独的)输入端，优选地，分别用做同相输入端和反相输入端，以在增益级的输出端形成表示第一和第二输入端之间信号差的信号。
由于数字实现或者反馈环路的特性，可在小面积内集成反馈环路。与具有250μm×250μm芯片面积的相应的模拟解决方式相比，在所谓的0.18μm CMOS加工中，估计上述反馈环路可在占用70μm×70μm的芯片面积内实现。总的来说，由于反馈信号的数字信号处理，可节省芯片面积。对于涉及在低频处(例如低于100Hz)具有极点和/或零点的信号传递函数的实现的信号处理，可节约多至约30％～40％的芯片面积。并且，因为占用的面积减小且因为数字信号处理所需的偏置电流减小，因此功耗也随之降低。
借助于数字信号处理，可控制反馈信号从而控制输出信号，以抑制换能器的电输出中的不期望的信号分量。这是有益的，因为来自电容型换能器的信号可能包含由不期望的信号引起的实质的、时变的动态范围。因为削波通常发生在输出端，因此可在输入级应用反馈信号，来抑制很强的或者高电平的不期望的信号。
当抑制了强的不期望的信号分量时，削波的最主要来源的信号被抑制。因此，模数转换器和增益级的动态范围可被更有效利用，以提供对期望信号的信号调理，从而提高了其信噪比。削波和信噪比的权衡仍然存在，但因为强的不期望的信号得到抑制，输入级的增益增加，从而信噪比增大。
因为在增益级的与模拟换能器信号不同的输入端提供反馈信号，因此可提供反馈信号而不需对模拟换能器信号进行额外的解耦。通常期望连接尽可能多的由换能器提供的信号至前置放大器，因为信号摆幅或多或少会决定信噪比可达到的最大值。这引起了当前置放大器是由反馈电路建立的环路的一部分正向通路时在何处施加反馈信号的问题，因为反馈电路易引起这样的解耦，从而引起可达到的信噪比的减小。然而，当在前置放大器的不同输入端提供反馈信号和模拟换能器信号时，可建立从电容型换能器到前置放大器的输入端的直接通路。从而在未减小信噪比的情况下建立减少解耦的措施。
在一实施例中，数模转换器的分辨率高于模数转换器的分辨率。在本说明书和权利要求中，术语“分辨率”是数模或模数转换器的期望信号输出电平的测度，作为例子，对总噪声和失真输出，可在20Hz至20kHz的带宽范围内用1kHz输入信号在全量程(FS：full scale，20dB)水平测量。
从而，因为反馈环路根据环路增益用于抑制由分辨率相对低的模数转换器产生的噪声，因此可使用具有比在信号调理器的第一输入端处提供的噪声电平高的噪声电平的模数转换器。根据本发明的一些实施例，在20Hz至20kHz之间的声频带宽中，数模转换器的分辨率比模数转换器的分辨率高6dB以上，或高10dB以上，或高20dB以上。
对于大环路增益，信号调理器的输出端处的信噪比主要取决于数模转换器。信号调理器的环路增益的增大使得对模数转换器产生的噪声的抑制增强。这种抑制在大于0dB的环路增益是有效的。因此，当数模转换器被配置为具有比模数转换器更高的分辨率或更好的信噪比时，与模数和数模转换器被设计为具有大致相同的分辨率或信噪水平的情形相比，可在较低复杂度水平上实现模数转换器。因此，可节省芯片面积和成本。
在一实施例中，信号调理器的增益由数字信号处理器控制。该增益可通过改变数字信号处理器的(例如响应于输入至数字信号处理器的信号电平的)增益来控制。增益可根据所谓的自动增益控制方案来控制，以使从信号调理器输出的信号的幅度水平更为一致，尽管实际上存在输入至信号调理器的信号的幅度水平变化。该特征经常被称为动态范围压缩。
在一实施例中，数模转换器的分辨率高于模数转换器的分辨率。节省芯片面积和成本的方法之一是实现分辨率比数模转换器的分辨率低的模数转换器。
为了确保兼容性并且减小尤其优化成本的电路的复杂度，通常对信号调理器的不同数字信号处理单元施加公共的时钟频率。另外，因为通常功耗与时钟频率的速率成正比，并且因为可达到的信噪比与时钟频率成反比，因此信噪比被牺牲用以换取功耗。然而，一个解决方法是以比模数转换器的时钟频率高的更高时钟频率运行数模转换器。优选地，数模转换器和数模转换器中的至少一个(可能两个)工作在过采样的采样率下，例如大于48kHz的采样率，或更优选大于256kHz的采样率，还更优选地大于1.024MHz的采样率。
从而，具有反馈环路构造的信号调理器的总体信噪比得到改善。即使模数转换器不工作在更高的时钟频率下，也可获得这种改善。在功耗仅少量增加的情况下以有利的方式改善了信噪比。在不同的时钟频率下操作转换器可提高信号调理器的灵活性。例如模数转换器可工作在与接收数字信号的另一电路兼容的时钟频率下，而数模转换器可工作在无需与其他电路兼容的时钟频率下。
当模数转换器和数模转换器均工作在上述所述的过采样的采样率下时，环路的增益带宽积得到改善，并且环路的稳定性得到改善。采样是将连续信号减为离散信号。在Nyquist率下，即在两倍于被采样的信号的带宽或最高频率的频率下，理想的重构是可行的。过采样是用远高于被采样的信号的带宽或最高频率的两倍的采样频率对信号采样的过程。使用4以上，例如8、16、32或64的过采样率来改善带宽积，从而改善稳定性。优选地，以位于0.1MHz至10MHz的范围内，例如2.4MHz的采样频率进行过采样。
根据本发明一特别有益的实施例，从模数转换器的输入到增益级的第二输入端处的反馈信号所形成的反馈环路或通路具有等待时间或延迟时间，在1kHz下测量，该等待时间或延迟时间小于50μS，优选地小于20μS，更优选地小于5μS。
反馈环路的该范围的短延迟时间在本发明的模数转换器和数模转换器中的至少一个包括单级或多级sigma-delta转换器的这种实施例中特别有益。通过反馈环路的短的等待时间或延迟时间提高了信号调理器的稳定性，这是因为在环路增益函数中引入了相对小的相移，从而得到更大环路增益的空间。反过来这又改善了信号调理器的性能。根据本发明的一实施例，增益级被设计为在100Hz具有大的开环小信号增益，例如开环小信号增益大于40dB，例如在40dB与100dB之间。
有利地，增益级可包括或被配置为积分器。从而可在更低的音频获得增大的环路增益。这反过来逐步地改善了信号调理器在更低频率处的信噪比。在不牺牲环路稳定性的情况下就能获得期望的更高的低频环路增益。
短的等待时间可通过以过采样率在数字信号处理器中以及数模转换器中处理来自模数转换器的采样而获得。可选地，为了免除数字处理器以完全过采样率进行处理，具有抗混叠滤波器的抽取滤波器可插入数字信号和数字信号处理器之间的信号通路中，抽取滤波器适用于降低采样率并以降低的速率向数字信号处理器提供采样。抽取因子为16、10、4或2或者其他约16以下的抽取因子，在其他条件相同的情况下可得到短的等待时间。
在一实施例中，增益级包括差分输入级。因为差分输入级的输入端之间的阻抗非常大，通常趋于无穷，因此反馈环路实质上在连接至模拟换能器信号的第一输入端上未加载负载。因此，可获得改善的输入阻抗，这有效地减少了来自换能器的任何换能器信号损失，从而改善了换能器和信号调理器整体的灵敏度。当反馈信号采用由来自换能器的信号构成的不期望的信号的形式时，该不期望信号作为共模信号施加于增益级，而同样由模拟换能器信号构成的期望信号作为差模信号施加于增益级。因为增益级的差分输入端具有非常低的共模增益、大的差模增益，因此可有效抑制干扰信号。差分输入级有效地连接至增益级的输出端。
可选地，增益级可包括连接的晶体管，用于在晶体管的两个独立的端子处接收来自电容型换能器的信号以及反馈信号。在晶体管为CMOS型晶体管的情况下，来自换能器的信号可施加于栅极端子，而反馈信号可施加于源极端子。这是有利的，因为换能器是提供电压信号的电容型换能器，并且因为反馈信号可作为电流信号来提供。因此，提供了一种非常有效地节约成本的解决方案。
对于增益级的各种结构或构造，优选地，增益级的第一输入端具有大于1GΩ的输入阻抗，例如大于10GΩ，或优选地大于100GΩ。在第一输入端处可在从20Hz至20kHz的整个音频范围内有利地提供这种水平的输入阻抗。
当数字信号处理器配置有数字低通滤波器时，信号调理器实施为高通滤波器以抑制来自换能器的低频信号。这会防止当换能器暴露于具有大的不期望的低频信号分量的声信号、热信号或移动(振动)时，放大器在其输出端过载(这会导致输出信号的削波)。输入端的过载通常不像输出端过载那样是个大问题，这是因为输入信号还未被放大而具有比输出信号小的幅度。
反馈电路可实施为低通滤波器，以提供信号调理器的高通滤波传递函数。来自换能器的信号和反馈信号被提供在增益级的两个不同端子处。增益级的这两个不同端子彼此连接，例如类似于CMOS晶体管的漏极和栅极连接，或类似于不同增益级中的一对晶体管的栅极连接。因此，使接收来自电容型换能器的信号的输入端子免受反馈电路或网络的低的或变化的阻抗的影响。因而，由于输入至增益级的换能器信号不容易受到反馈电路(可为低通滤波器)的仅有的慢衰减脉冲响应的影响，并且因为具有过大幅度的次声信号分量得到有效抑制，所以有效地防止了这些次声信号分量(以及类似分量的DC)使前置放大器过载(否则这会导致严重的失真)。以这种方式，小的带内信号(即由信号调理器实现的高通滤波器或带通滤波器的通带内的信号)被放大，同时大的低频信号被抑制。这极大地提高了前置放大器可达到的增益，且未引起过载。通常无法在下游的信号处理器中修复信号，这是因为信号中的重要信息将会丢失。
当数字信号处理器配置有数字低通滤波器，并且响应于输入信号控制数字低通滤波器(即对数字低通滤波器进行适应性调整)时，可改善在信号调理器的输出端获得的信号质量。例如，当出现强信号时，控制滤波器来抑制不期望的信号，但以减小期望信号的带宽为代价。当未出现强信号时，控制滤波器来将不期望信号抑制至更小的程度，并且改善期望信号可利用的带宽。
在本发明一实施例中，数字信号处理器包括配置为估计模拟换能器信号的主要信号分量的幅度和/或相位的信号估计器。信号发生器通过信号估计器是可控的，以产生具有基于主要信号分量的幅度和/或相位而确定的幅度和/或相位的反馈信号。信号估计器可直接作用于换能器信号，或者作用于由该换能器信号得到的例如经放大的、缓冲的、数字化的或幅度有限的信号的处理过的信号。主要信号分量可以包括模拟换能器信号的单一基频，或者基频和一系列谐波的组合。
因而，信号发生器由信号估计器控制，以经由数模转换器向增益级提供反馈信号。因为反馈信号作为负反馈信号而提供给增益级，所以从信号调理器的输入端至输出端的信号传递函数会包括位于主要信号分量的基频处和/或位于基频的一系列谐波处的一个或多个增益缺陷。这在模拟换能器信号中出现强稳态或准稳态的周期性次声的、声音的或超声的声音信号的情形下特别有利。从而，例如来自话筒附近的具有旋转部件的机器的不期望的信号可被有效地去除(notch out)。
在本发明的一实施例中，信号估计器被配置为通过在比人类语音的有声语音信号(cue)的预期时间长的时间期间上进行分析，来检测主要信号分量的持续时间。期望信号(可为语音且在任何重要情形下不应被削弱)包括准稳态振荡信号。然而，至少在期望信号表现为语音并且不期望的信号或干扰信号具有持续时间超过半秒、几秒、几分钟以上的准稳态分量的情形下，通过在比预期的有声语音的持续时间长的时间期间内对模拟换能器信号进行分析，至少在一定程度上可以区分干扰信号和信号分量。通过识别这样的长持续或准稳态干扰信号，可使数字信号处理器适于选择性地去除(notch out)或抑制这些干扰信号。
因此，在一实施例中，信号估计器适于通过在比诸如100ms、或200ms、或300ms或高达数秒时间的时间期间长的时间期间对模拟换能器信号进行分析，来估计主要信号分量的持续时间。
在本发明的某些实施例中，信号估计器被配置为通过自相关性和/或谱分析来检测主要信号分量的持续时间。信号估计器可被配置为从自相关函数和/或频谱中识别是否有干扰信号以及哪些干扰信号存在于模拟换能器信号中，并重复自相关函数和/或频谱的计算以确定干扰信号是否持续。在干扰信号具有持续性的情况下，信号发生器被控制为供给或输出与估计的干扰信号实质上相对应的信号。然而，如果干扰信号的频率和/或相位和/或幅度产生偏移，则重新开始估计，直到干扰信号的频率和/或相位和/或幅度持续超过例如100ms、或200ms、或300ms、或高达2s或3s。
优选地，信号估计器适于基于检测到的主要信号分量的持续时间来控制反馈信号的幅度和/或相位。
在本发明的一实施例中，数字信号处理器配置有自适应滤波器，以抑制具有关于等距等待时间的自相关值的模拟换能器信号的分量。自相关值主要表征模拟换能器信号的持续振动。如人类语音的期望信号具有的自相关性对大于数百毫秒的自相关窗口表现出大于0的相关度、但通常来说仅对小的等待时间表现出振动分量。具有持续超过100ms以上的振动分量的干扰或不期望的信号会主要包含关于等距等待时间的自相关值，等距等待时间开始于与干扰信号基频的周期时间相对应的等待时间处。自适应滤波器领域的技术人员将会知晓如何应用峰值搜索算法或其他算法来分辨周期性信号，以及如何使自适应滤波器抑制信号在一段时间期间内不表现出持续的振动行为。时间周期可具有比预期的准稳态语音信号的持续时间长的持续时间，例如具有大于100ms、200ms、300ms、或高达数秒的持续时间期间的持续时间。
根据本发明的第二方面，提供了一种包含根据上述任一实施例的半导体芯片的电声换能器，该半导体芯片设置在换能器壳体内。例如电容型换能器元件的电容式话筒的换能器元件，设置在换能器壳体内，并且有效地连接至增益级的第一输入端以供给模拟换能器信号。
附图说明
以下参考附图给出本发明的实施例的更详细的描述，其中：
图1示出了换能器和信号调理器；
图2a示出了期望的或目标信号；
图2b示出了不期望的或干扰信号；
图2c示出了叠加在不期望信号上的期望信号；
图2d示出了削波信号；
图2e示出了叠加在被抑制的干扰信号上的期望信号；
图3a示出了期望信号和低频干扰信号的频谱；
图3b示出了期望信号和带内干扰信号的频谱；
图4示出了具有换能器和集成电路的膜盒；
图5详细示出了具有前置放大器的信号调理器；
图6示出了具有模拟反馈滤波器的信号调理器；
图7示出了具有开关电容数模转换器的信号调理器；
图8示出了换能器、信号调理器以及外部电路；
图9示出了数字信号处理器的实施例；以及
图10示出了数字信号处理器的实施例。
具体实施方式
图1示出换能器和信号调理器106。换能器例如为构成电容式话筒的一部分的电容型换能器105。电容型换能器105将一种能量(例如声压)转换为模拟电信号。模拟换能器信号可包含期望信号和干扰(或不期望)信号。电容型换能器105连接至前置放大器AMP 101形式的增益级，前置放大器AMP 101具有一输出端、以及同相输入端107、反相输入端108，反相输入端108连接至数模转换器104提供的反馈信号。前置放大器配置为在输入端接收输入信号作为差分输入，并响应于该差分输入提供输出信号。通常，前置放大器101的特征在于，与输出端的输出阻抗相比，差分输入表现出高输入阻抗。在开环时，前置放大器101的特征在于，具有大的小信号开环增益，例如在20Hz下测量的增益大于40dB或60dB甚至100dB。前置放大器可包括所谓的运算放大器。
前置放大器101的输出端连接至模数转换器ADC 102。模数转换器102从前置放大器接收放大形式的模拟换能器信号，并提供数字输出信号。数字输出信号还作为信号调理器的输出，因为其表示数字域中的期望信号，但其为调理后的形式。数字输出信号可根据诸如IIS或IIC等的数字传输协议进行格式化。
在一实施例中，在从前置放大器101的输出端(节点b)到在数模转换器104的输出端(节点108)提供的反馈信号的反馈通路或环路中进行数字信号处理。数模转换器104以过采样率工作。因此可改善反馈环路的增益带宽积，从而可以以有成本效益的方式确保环路的稳定性。在一实施例中，模数转换器102和/或数模转换器104包括sigma-delta转换器。发现4以上的过采样率，例如8、16、32、或64的过采样率可改善增益带宽积，从而改善稳定性。
模数转换器102的输出传送至数字信号处理器103。数字信号处理器配置为提供作为干扰信号的数字估计的数字输出信号。数字输出信号作为数字信号处理器103的输出信号被传送至数模转换器DAC 104的输入端。数模转换器104的输出端连接至前置放大器101的输入端，而换能器和模数转换器102的输出端分别连接至第一输入端和第二输入端中的一个。从而形成了环路，其中，将表示不期望信号的信号作为反馈信号来提供，以从电容型换能器105提供的期望(或目标)信号中减去干扰信号。配置环路向前置放大器101提供负反馈。可见，换能器105连接至同相输入端107，模数转换器102连接至反相输入端108，即前置放大器101上的(-)端。
通常，通过改进数模转换器104来更有效地实现从信号调理器106输出的噪声电平的降低。从噪声电平的角度来看，这可以以不同方法来实现。在数模转换器104是sigma-delta型的情况下，可通过增加量化电平的数量来实现。在数模转换器104是多位型转换器的情况下，可通过增加位数来实现。多位转换器可具有通过分别控制设置成平行结构的多个电流源来提供模拟信号的输出级。可选地，多位转换器的输出端的模拟信号可通过设置有进行充放电以传输与数字信号成正比的电荷的电容器的开关电容电路提供。
还可以使用其他的器件(例如电阻网络)作为将节点d处的数字信号转换为模拟反馈信号的装置。所谓的失配噪声整形可用来补偿开关电容电路中的电流源或电容器所提供的电流量或电荷量的误差。根据失配噪声整形，应用受控但随机选择的电流源或电容器，来降低在高频的声音形式中产生失真或增加的带内噪声的误差的影响。
特别是，当不期望的信号可能具有大幅值，以及典型地，放大器的差分输入端的线性范围被限制在约±100mV时，会存在由易被削波的输入信号和更高频率下产生的噪声引起的失真被折叠至失真作为结果的声频带的风险。
因为由模数转换器102产生的噪声受到的抑制正比于环路增益量，所以一实施例包括具有位于低频处的极点的前置放大器，以使放大器在从20Hz至20kHz的音频的一部分或全部的范围内作为积分器工作，其在低频具有相对大的增益，且朝向高频以每倍频程6dB以上的衰减。其他因素相同的情况下，信号调理器的反馈构造会供给信号调理器一个对期望信号的平坦频率响应。一个或多个极点可位于约1Hz以下的亚音速频率或位于约10Hz以上的更高频。
当在信号调理器106的反馈回路中使用过采样时，通过从模数转换器102的输入端(节点b)到前置放大器101的第二输入端108处的反馈信号形成的反馈回路，可获得较低的等待时间或小的延迟时间。延迟时间优选小于50μS，例如小于20μS，或者例如在1kHz测量时优选小于5μS。短的延迟时间是非常有利的，这是因为可允许在围绕信号调理器106的反馈回路中应用非常高的环路增益，以改善线性度和反馈回路内部的噪声源的噪声抑制，而不引起稳定性问题。此外，在反馈通路中使用过采样，可借助于仅有一个或数个极点的低通滤波器，使滤除由数模转换器104产生的量化噪声成为可能。而且，在反馈通路中使用过采样，使实现具有相对宽的通带(即具有相对高的截止频率)的低通滤波器成为可能，从而通过滤波器减少等待时间。在一实施例中，低通滤波器是模拟滤波器或开关电容滤波器。
如上所述，在一实施例中，数字信号处理器配置为实施数字低通滤波器，其又使信号调理器106用作高通滤波器。高通滤波器被设计为抑制由电容型换能器105拾取的干扰信号例如低频或亚音速音频信号。这些低频或亚音速信号在低于约400Hz、100Hz、50Hz、20Hz、5Hz或者甚至更低频率的低频下可具有显著不同的能含量。然而，期望使甚至在低频下的期望信号通过。因此，在一实施例中，根据低频处一个或多个频带内的能含量来调节高通滤波器的截止特性。通过控制一个或多个低截止频率的频率位置和/或高通滤波器的阶数，来调节截止特性。在运行上，高通滤波器由数字信号处理器的低通滤波器来决定。从而，通过设定所属领域的技术人员所理解的低通滤波器(做了适当的修正)的属性，来控制信号调理器106的高通滤波器特性。在一实施例中，当与输入至数字信号处理器103的信号的一个频带中的能含量高于预定阈值的情形相比，输入至数字信号处理器的信号的该频带中的能含量低于预定阈值时，调节高通滤波器的截止特性，以在该频带中通过相对更多的信号能量。该频带例如可为从DC至5Hz、DC至10Hz、DC至20Hz的频带，或者低于例如500Hz的低频处的其他频带的频带。
可以以各种方式提供干扰信号的数字估计。在数字信号处理器配置有数字高通滤波器的实施例中，由数字信号处理器提供数字估计。
在数字信号处理器配置有估计模拟换能器信号中的或从模拟换能器信号获得的信号中的基频以及一个或多个谐波分量的信号估计器的实施例中，由数字信号处理器提供数字估计。
在数字信号处理器103配置有自适应滤波器的实施例中，由数字信号处理器103提供数字估计。自适应滤波器用于抑制相对于具有相对强的自相关性的分量具有相对弱的自相关性的输入信号的分量。当数字估计转换为模拟信号并作为反馈信号提供时，在从信号调理器输出的信号中，具有相对强的自相关性的分量得到抑制。
图2a至图2d示出了与图1所示的信号调理器的各节点107、(b)、(c)、(d)以及108相关的各个信号。
图2a示出了期望信号或目标信号。该目标信号会出现在图1所示的信号调理器电路106的节点107处。在一定的时间间隔T上示出了目标信号。在换能器是电容性话筒的情况下，该信号表示在一段时间上例如由人的语音引起的声压。信号的峰值幅度约为±15mV，信号的所示部分的持续时间为约400ms。然而，换能器通常响应于干扰目标信号(例如语音信号)的信号。因为换能器不可分离地响应于期望信号和不期望的信号，因此信号被混合或掺杂。在很多情形中，这发生在换能器用于基本上线性地转换能量的范围内。在这样的情形中，可假设期望信号和不期望的信号实质上被累积叠加。
图2b示出了示意性的干扰信号。该干扰或不期望的信号可以出现在图1所示电路的节点107处。在与期望信号相同的时间尺度内示出了该不期望的信号，但是其为正弦形式的周期性信号，并且幅度约为150mV。因而，该不期望的信号看来比期望信号强，并且具有更强的自相关性。
不期望的信号可以是在例如10ms以上的某一时间间隔上的周期性信号。因为由换能器进行的物理能量的转换是受带宽限制的，因此该不期望的信号将会受到带宽限制。在该带宽限制内，不期望的信号可为任何形式。不期望的信号无需为周期性信号，其也可以采用脉冲或阻尼振动形式。
何为不期望的信号的定义取决于换能器和信号调理器的应用。在换能器是话筒的情况下，期望信号可以是来自人类的语音信号，而不期望的信号可以是例如由人类附近的机器产生的具有强音的噪声。强音可以位于语音信号的信号带内，从而严重干扰了语音信号。
图2c示出了叠加到不期望的信号上的期望信号。该信号示出了具有非常大动态范围的放大器的输出信号，该放大器被连接以接收由话筒合成的期望信号和不期望的信号。前置放大器的增益指示为约为10倍或20dB。给出不期望的信号的幅度，输出信号摆幅约为±1500mV。
从而，在换能器中，期望信号和干扰信号被累加混合。因为换能器通常被认为是在相对高的输出阻抗产生弱信号的信号发生器，因此需要前置放大器，来将来自换能器的信号展现为在更低的输出阻抗下的强信号。因为前置放大器在其输出端具有有限的信号摆幅，并且因为通常期望以大的增益因子来放大微弱的期望信号，因此会存在(强的)不期望的信号使前置放大器过载并且导致从前置放大器输出的信号产生削波的风险。当信号被削波时，会引入严重的非线性失真。
图2d示出了被削波的信号。该信号示出在发生削峰的过载期间前置放大器的输出。信号在约±900mV处被对称地削波，该幅度可通过前置放大器可利用的电源电压的电平来设定。
当发生削波时，模拟换能器信号中的信息在发生削波的时间间隔内丢失。因为削波可以在实际的时间间隔内发生，例如约100ms，所以会导致大量信息的丢失以及严重的失真。特别是当换能器是话筒并且期望信号是语音信号时，结果可能是语音时期被截断，从而当来自换能器的信号通过包括换能器、削波前置放大器和扩音器的信号链被再现时，会无法理解语音。
图2e示出了叠加在被抑制的不期望的信号上的期望信号。该信号可出现在图1所示的电路的节点b处。其结果是信号的峰值幅度降低至低于比削波水平低的约200mV。从而当从前置放大器输出的该信号具有最大输出信号摆幅为200mV以上时，不会发生削波。可见该信号在一定程度上相当于以上关于图2a所述的期望信号。然而，该信号不同于上述的期望信号，这是因为存在不期望的信号的受抑制的部分。当配置合适时，该信号从信号调理器输出。
图3a示出期望信号和低频干扰信号的频谱。该频谱示出的情形类似于上述时域中的情形，即，强低频信号在换能器的输出中占主导。期望信号示为限带信号302，而干扰信号示为限带信号301。
图3b示出了期望信号和带内不期望的信号的频率-幅度谱。该频谱示出干扰信号301位于期望信号302的频带内的情形。
图4示出了其内设置有话筒换能器105和集成电路402的膜盒或外壳401。此单元也称为话筒400。膜盒401具有声音入口403，以允许向话筒换能器105的可弯曲振动膜或膜部传播声音。振动膜相对于话筒换能器105的固定的背板元件移动。从而话筒换能器构成电容型换能器。膜盒401尺寸较小，典型的形状为直径和长度约为1至4mm的圆柱体。具有集成电路的半导体芯片安装在膜盒401内。从而膜盒容纳半导体芯片和话筒换能器。
集成电路402经由半导体芯片上的焊盘电连接至话筒换能器105、膜盒401以及外部电路(未示出)。这些焊盘标记为“/ic”。焊盘用作至半导体芯片上的集成电路的接口。在膜盒401上提供端子，以建立集成电路和外部世界(例如移动终端的相应端子)之间的连接。这些连接标记为“/c”。
集成电路402配置为具有前置放大器101、模数转换器102、数字信号处理器103以及数模转换器104的信号调理器。
图5示出了具有详细示出的增益级或前置放大器的信号调理器。前置放大器包括输入级501和输出级502。输入级501包括p沟道晶体管503、506构成的差分对。晶体管503和506被分别分配给前置放大器的反相输入端和同相输入端，并且分别置于输入级的第一分支和第二分支。电流源507向第一和第二分支供应恒定的电流。包括n沟道晶体管504和505的电流镜像构造确保了流入第一分支中的电流被镜像为流经第二分支。如所知，电流镜像中的晶体管504和505的控制输入端互相连接并连接至第一分支。
在前置放大器的输出级502，晶体管508在晶体管506和505之间的节点处连接至输入级的第二分支。该节点通常被认为具有高输出阻抗，从而设置晶体管508在前置放大器的输出端建立较低的输出阻抗。另外，晶体管508提供了前置放大器的增加的增益。因而，以上描述了具有差分输入级和输出级的示例性的前置放大器或增益级。
需要在宽度和长度上优化该晶体管差分对，这是因为存在最优的1/f噪声和白噪声。如果需要的话，可通过调节该差分对中的两晶体管的纵横比(aspects ratio)来在差分对中建立偏移。可选地或者附加地，可调节电流镜像504、505的镜像因子。如果晶体管差分对的纵横比之间的比为A，电流镜像因子为B，则放大器的偏移为n*Vt*ln(A*B)。
晶体管例如为MOSFET器件。需要指出，存在各种差分输入级的实现方式，例如，n沟道电流镜像504、505可被与p沟道电流镜像结合的所谓的折叠级联所替换。
图6示出了具有模拟反馈滤波器601的信号调理器401。在信号调理器401的该构造中，反馈通路FB 601设置在从前置放大器101的输出端返回至前置放大器的输入端的分支中，以向前置放大器101提供反馈环路。该反馈环路用作与由前置放大器101、模数转换器102、数字信号处理器103以及数模转换器104建立的反馈环路相关(relative to)的另一反馈环路。这两个反馈环路可被认为分别是内、外反馈环路。
为了确保接收来自电容型换能器105的信号的输入节点处不会受到阻抗影响从而不会受到噪声影响，来自换能器的信号和反馈信号被分别连接至前置放大器的反相输入端和同相输入端中的相应的一个。
在一实施例中，反馈通路601实施为低通滤波器。从而前置放大器的传递函数表现为高通滤波器。
在一实施例中，反馈通路601包括用于使增益级101和反馈通路601用作积分器的电容器。在频域内，积分器的增益传递函数在非常低频处(接近DC，例如1Hz或10Hz)具有极点(此处增益为其最大值)，并且在较高频率处具有负斜率。当积分器作为数字信号处理器103为反馈通路的一部分的环路的一部分时，可向更低的频率处获得改善的信噪比。
图7示出了具有开关电容数模转换器的信号调理器。上面描述了该信号调理器，但在此构造中更详细地示出了数模转换器。换能器被示为话筒709。
时钟发生器708向数模转换器的开关电容器设备、模数转换器102以及数字信号处理器103供给时钟信号。数字信号处理器103供给1位信号，其控制电容器701的开关。开关动作由均在第一电路节点处与电容器701相互连接的第一开关705和第二开关706执行。第一开关705由具有与1位信号相同相位(φ1)的信号控制，而第二开关经由反相器707控制，以工作在与1位信号相反的相位(φ2)下。因为第一开关705和第二开关706分别接地参考和电源电压参考(Vref)，因此第一电路节点可设为地参考或电源电压参考。
电容器701(在其另一端子处)还连接至放大器101的反相输入端、并连接至包括电容器702以及开关703和704的反馈电路。时钟发生器提供相位(φ1)的时钟信号来控制开关704，并经由反相器707提供相反的相位(φ2)的时钟信号来控制开关703。开关704与串联连接的电容器702和开关703并联连接，以形成连接在放大器101的输出端和反相输入端之间的两接口反馈电路。从而以开关电容技术提供了数模转换器。
图8示出换能器、信号调理器106以及外部电路801。外部电路801是配置为经由信号调理器106接收来自电容型换能器105的信号的电路。外部电路801例如可以是移动终端或电话、照相机、计算机或其他装置的一部分。外部电路801可提供具有工作功率的信号、时钟信号、控制信号或其他类型用于运行信号调理器和/或换能器的信号至信号调理器106。此处示出了控制信号ctrl。
外部电路801的子电路标记为DSP2 802。该子电路具有数字信号处理能力，并被通常表示数字信号处理器。DSP2与集成有信号调理器106的DSP不同，因为其所谓的DSP内核超过集成有信号调理器106的DSP的DSP内核。即，DSP2占用更多的芯片面积和/或以在导致更紧凑电路的制造过程来实现。即，DSP2通常能够提供更复杂的信号处理能力，这是因为其无需受到与集成有信号调理器的DSP相同的芯片面积的限制。
在一实施例中，DSP2配置为经由信号调理器106接收来自换能器105的信号，信号调理器106以数字的且处理过的形式提供来自换能器的信号。并且，DSP 103由外部电路801的DSP2经由第一控制信号来控制，从而调整其信号处理能力。另外，DSP2配置为检测来自信号调理器的信号特征，并反过来通知DSP 103如何处理信号。
配置信号处理能力比DSP 103强的DSP2，优点在于可更准确地确定如何处理受污染的模拟换能器信号以获得目标信号。因为DSP2被配置为反过来通知DSP 103(例如通过控制信号ctrl或总线，)如何处理信号，因此可保留来自换能器的信号的信号分量。然而，可选地，丢失信号分量，或DSP2应被配置为估计该丢失的信号分量。此方面的通知和控制在共同未决申请WO2007/009465中进行了更详细的公开。
例如，DSP2被配置为检测当换能器为话筒并且其暴露于由话筒入口周围的气压中的湍流脉动产生的所谓的风噪声(即声音噪声)时出现的信号的特征。当DSP2检测到的这样的特征时，其被传输回至DSP 103，例如从而将信号调理器的高频截止点移至更高频率，当预定信号特征为空时，则反之。这种信号处理策略可降低来自电容型换能器105的信号被削波的风险。
另外，典型地，由于DSP2与外部电路更紧密地(closely)集成，即它们具有更大的通信带宽，因此可以从装置(外部电路为该装置的一部分)的用户接口来使能DSP2的控制。参考上述实例，用户接口可在所谓的风噪声情形下提供对信号处理策略的控制。例如可使能或禁止将信号调理器的高频截止点移至更高频率，以及反之依然、和/或将应移动的高频截止点设定至哪个范围的信号处理策略。
数字信号处理器103可配置为实施数字滤波器，其可以具有固定的滤波器构造、可编程的构造或自适应的构造。该滤波器可为FIR(Finite Impulse Response：有限冲击响应)滤波器或者IIR(Infinite Impulse Response：无限冲击响应)滤波器，后者还被称为递归滤波器。通常，递归滤波器比FIR滤波器占据更小的芯片面积。该滤波器例如可为低通滤波器，实施传递函数H(z)如下：
H ( z ) = b 0 + b 1 Z - 1 a 0 + a 1 Z - 1
其中，a和b是滤波器的系数。在一实施例中，b＝1-a。一个或多个系数可具有0值。
可选地，滤波器可为所谓的数字双二阶滤波器，实施传递函数H(z)如下：
H ( z ) = b 0 + b 1 z - 1 + b 2 Z - 2 a 0 + a 1 Z - 1 + a 2 Z - 2
双二阶滤波器可根据使用4个移位寄存器的第一直接形式，或者根据使用2个移位寄存器的第二直接形式来实现。2个或3个以上的滤波器可串联连接，以提供更高阶的滤波器。双二阶滤波器对节省芯片面积是有效的，因为其为IIR型。当在串联多个双二阶滤波器的情形下来实现时，可实现更高阶滤波器，且不会引起当已知在数字信号处理器中实施具有离散值系数的递归滤波器时容易发生的稳定性问题。一个以上系数可具有0值。
在一实施例中，可改变滤波器的系数的值以改变滤波器的特性。值的改变可通过各种方式实现，例如通过在系数的各自不同的预设值中选择一预设值，或者通过在预设值的不同组中选择一组。选择过程可由控制信号ctrl执行。
在一实施例中，滤波器可以包括一个或多个陷波滤波器，以滤除选择的窄频带。DSP2可配置为估计不期望的频率分量的频率，并向DSP1提供实施为在估计的频率下削弱或抑制信号分量的陷波滤波器的滤波器系数。估计可通过包括自相关性估计和/或在信号处理领域为已知的频谱估计的方法进行。
在一实施例中，DSP2配置为向DSP1提供滤波器系数，该滤波器系数是从对不期望频率分量的频率的估计、以及对不期望频率分量的幅度的估计和/或对不期望频率分量的带宽的估计计算得到的。因而，频率分量被认为是一相对窄的频带。典型地，频率的窄带在小于一个十进制的一3dB限度内。
陷波滤波器可实施为与低通滤波器串联，以消除低频分量以及选择的窄频带。当定义了声频带后，低通滤波器可去除低于声频带的信号分量，并且一个或多个陷波滤波器可去除声频带中被选择的频率窄带中的分量。陷波滤波器可由一个或多个双二阶滤波器来实现。
在一实施例中，DSP2和DSP1配置为DSP2可通过控制DSP1的增益来设定信号调理器的增益的方式。
图9示出了数字信号处理器的一个实施例。数字信号处理器103包括估计器901以及可控振荡器902。估计器901接收来自模数转换器102的数字信号。数字信号可包含期望信号例如语音以及声音形式的不期望的信号。
为减弱这种不期望信号的影响，估计器配置为估计主要信号分量(例如声音)的参数，参数例如为频率、相位以及幅度。这些估计得到的参数用以控制从参数产生合成的声音的振荡器902。来自振荡器的输出是来自DSP 103的输出，并被施加至数模转换器104。从而不期望的信号被估计并被合成，以向放大器101提供作为负反馈信号的合成形式。
估计器配置为估计除了由人的语音的准稳态分量通常产生的这些声音以外的声音。因此会出现把由人产生的口哨声或嗡嗡声作为不期望的信号的情况。因此，这样的信号或其一部分会被信号调理器有效地阻挡掉。至少因为此原因，在一实施例中，可从(或经由)外部电路使能或禁止合成反馈信号的供应。用以使能或禁止合成反馈信号的供应的信号“e/d”被输入至DSP。
图10简要地示出了数字信号处理器的一实施例。数字信号处理器配置有自适应滤波器。在该实施例中，数字信号处理器103包括单元XCR 1002，用以估计输入至信号处理器的信号的自相关性；单元XCR-FLT 1003，用以根据输入至信号处理器的信号的自相关性的估计来确定滤波器系数的值；以及滤波器FLT 1001，用以对输入至信号处理器的信号进行滤波，并根据其滤波器系数的值提供输出信号。
可应用各种用以滤波器自适应的策略，一种方式是使滤波器自适应于抑制具有强自相关性的信号。在这种情况下，数字信号处理器103配置有自适应滤波器，以相对于具有相对强的自相关性的分量抑制具有相对弱的自相关性的输入信号的分量。从而，在数字信号处理器的输出中，相对于具有相对强的自相关性的信号，消除了具有相对弱的自相关性的信号。从而具有相对强自相关性的信号会构成更强的负反馈，并会从信号调理器106的输出中被消除。
配置为估计自相关性的单元用以估计自相关性，其中，除通常由人的语音产生的那些声音之外的声音被识别出。

Claims (22)

1.一种具有集成电路的半导体芯片，所述集成电路设置有用于电容型换能器(105)的信号调理器(106)，所述半导体芯片包括：
增益级(101)，配置为在第一输入端(107)接收模拟换能器信号，并在第二输入端(108)接收反馈信号；
模数转换器(102)，被连接以接收所述增益级(101)的输出信号，并提供数字信号；其中
所述反馈信号经由数模转换器(104)和接收数字信号的数字信号处理器(103)提供。
2.根据权利要求1所述的半导体芯片，其中，所述数模转换器(104)的分辨率高于所述模数转换器(102)的分辨率。
3.根据权利要求2所述的半导体芯片，其中，在20Hz与20kHz之间的声频带宽中，所述数模转换器(104)的分辨率比模数转换器(102)的分辨率高6dB以上，或高10dB以上，或高20dB以上。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的半导体芯片，其中，所述数模转换器(104)工作在比所述模数转换器(102)高的时钟频率。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的半导体芯片，其中，所述模数转换器(102)和所述数模转换器(104)中的至少一个以过采样的采样率运行。
6.根据权利要求5所述的半导体芯片，其中，所述过采样的采样率高于48kHz。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的半导体芯片，其中，所述增益级配置为积分器。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的半导体芯片，其中，在20Hz频率处，所述增益级的开环小信号增益大于40dB。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的半导体芯片，其中，所述增益级包括具有分别连接至所述反馈信号和所述模拟换能器信号的相应的输入端子的差分输入级。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的半导体芯片，其中，所述数字信号处理器(103)包括数字高通滤波器。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的半导体芯片，其中，所述数字信号处理器(103)配置有数字低通滤波器，并且所述数字低通滤波器响应于所述输入信号被控制。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的半导体芯片，其中，所述数字信号处理器(103)包括信号估计器，所述信号估计器配置为：
估计所述换能器信号的主要信号分量的幅度和/或相位，
由所述信号估计器控制的信号发生器产生具有基于所述主要信号分量的所述幅度和/或相位确定的幅度和/或相位的反馈信号。
13.根据权利要求12所述的半导体芯片，其中，所述信号估计器配置为检测所述主要信号分量的持续时间。
14.根据权利要求13所述的半导体芯片，其中，所述信号估计器配置为通过在比人类语音的有声信号的预期持续时间长的时间上进行分析，来检测所述主要信号分量的持续时间。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的半导体芯片，其中，所述信号估计器配置为通过自相关性或频谱分析来检测所述主要信号分量的持续时间。
16.根据权利要求14或15所述的半导体芯片，其中，所述信号估计器适于基于检测到的所述主要信号分量的持续时间来控制所述反馈信号的幅度和/或相位。
17.根据权利要求1至16中任一项所述的半导体芯片，其中，所述数字信号处理器(103)配置有自适应滤波器，以抑制具有关于等距延迟时间的自相关值的输入信号的分量，其中，所述自相关值有效地用于表示输入至所述信号处理器的信号中的持续振荡。
18.根据权利要求1至13中任一项所述的半导体芯片，其中，通过从所述模数转换器(102)的输入端到所述增益级(101)的第二输入端处的反馈信号所形成的反馈环路或通路的等待时间或延迟时间小于50μS，例如小于20μS，或优选地小于5μS。
19.根据前述任一项权利要求所述的半导体芯片，其中，所述模数转换器(102)和所述数模转换器(104)中的至少一个包括单级或多级sigma-delta转换器。
20.根据前述任一项权利要求所述的半导体芯片，其中，所述增益级(101)的第一输入端(107)的输入阻抗大于1GΩ，例如大于10GΩ，或优选地大于100GΩ。
21.一种电声换能器，包括设置在换能器壳体(401)内根据前述任一项权利要求所述的半导体芯片；以及
换能器元件(105)，设置在换能器壳体(401)内，用于连接至增益级(101)的第一输入端(107)以供给模拟换能器信号。
22.根据权利要求18所述的电声换能器，其中，所述换能器元件包括电容型换能器元件(105)。
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