CN101924525A - 高性能音频放大电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高性能音频放大电路，其具有第一和第二信号通道，其由公共的音频输入信号产生具有不同信号放大率的第一和第二数字音频信号；以及一种以不同信号放大率对公共音频输入信号进行放大的方法，以提供具有不同放大率的第一和第二数字音频信号。该音频放大电路特别适合于与配置为接收和处理该第一和第二数字音频信号的外部的或集成的音频信号控制器协作。

Description

高性能音频放大电路

技术领域

本发明涉及一种具有第一和第二信号通道的音频放大电路，该第一和第二信号通道基于公共的音频输入信号用不同的信号放大率分别产生第一和第二数字音频信号。本发明还涉及一种使用不同的信号放大率对公共的音频输入信号进行放大，以提供具有不同放大的第一和第二数字音频信号。音频放大电路和放大方法特别地适合用于与配置为接收和处理该第一和第二数字音频信号的外部和内部音频信号控制器协作。

背景技术

具有非常大的动态范围的可接受音频信号处理向音频放大和处理电路、系统提出了重大挑战，尤其对于以便携式设备和应用程序(诸如移动终端、收听工具、耳机、录音摄像机等)为目标的音频放大和处理电路。

由于便携式设备从电池电源供电，因此通常受到关于音频放大电路的最大可接受功率消耗的严重限制的影响。通常对可提供至音频放大和处理电路系统的最大DC供电电压存在的类似限制，进一步使情况变得更坏。音频放大和处理或调节电路系统通常包括：前置放大器、模数转换器、有源滤波器、电源电压整流器等。最大DC电源电压、和AC信号电压摆动将因此通常被限制为低于用于实现信号处理或调节电路系统的特定半导体处理的最大额定电压的电压。此外，在半导体晶片、一般电路、尤其是COMS工艺上的有源器件的最小特征尺寸持续缩小的趋势，导致这些有源器件可承受或容忍的最大DC电源电压的不断下降。可在这些下降的DC电源电压下操作而没有音频性能劣化的音频放大系统和电路系统(诸如音频信号控制器和音频放大电路)因此是非常有利的。降低音频放大系统的性能以适应大的音频输入信号而不顾DC电源电压的降低通常是不可接受的，例如，通过减小前置放大器的动态范围或放大率。DC电源电压可能低于2V或甚至低于1.5V。因此音频放大系统应能够在减小的或降低的DC电源电压下，为低电平信号和高电平信号提供未受损的音频质量。

本音频放大电路的重要应用是放大并数字化微型扩音器中的音频信号，其中，扩音器换能元件能够产生具有非常大的动态范围的音频输入信号。扩音器换能元件可以包括微型EMC的电容性驻极体(capactive electret)或电容式换能器，其能够处理非常高的声压级并相应地产生大的换能信号而没有明显失真。这些非常高的声压级(例如，峰值声压级高于110、120或130dB SPL)可以来源于不同类型的声源，例如汽车门撞击声、风声和增音的实况音乐演奏。然而，现有技术扩音器放大系统还不能以完全满意的方式(例如，没有增加微型扩音器的等价输入噪音，或没有在大声压级下使微型扩音器过载，或二者)处理这些传感器信号的整个动态范围。

因此，在现有技术中需要能够处理由扩音器换能元件产生的换能信号的整个动态范围、或具有大动态范围的其他音频源信号的扩音器放大电路和系统，而在之前讨论的在由便携式或电源供电的设备或应用系统所指明的DC电源电压和功率消耗上的限制范围内没有过多的失真或噪声。

现有技术

通常，用于微型扩音器的现有技术扩音器放大电路已被设计成适应于高至最大限度(大约110dB SPL或更低)的声压级，其中，前置放大器非线性或限幅已限制了扩音器输出电压的进一步增加。鉴于高于这个最大限度的声压级出现相对少，已认为这是可以接受的。为了保护扩音器放大电路不受由大的低频声压产生的过大的传感器信号的影响，已实践在扩音器放大电路中引入具有位于(例如)100Hz和200Hz之间的角(corner)或截止频率的高通滤波器，或者通过例如借助于膜片中的适当尺寸的孔来引入在扩音器传感器元件自身中的声学高通滤波器。

US6,271,780描述了用于扩音器应用系统的增益分类(gainranging)A/D转换器，该扩音器应用系统具有设置为低增益路径和高增益路径的两个独立的增益路径，每个路径包括连接至模数转换器以提供各自的数字信号的前置放大器。第一和第二前置放大器的增益相差24dB。该增益分类A/D转换器还包括对由低增益和高增益路径提供的各个数字信号执行混频或混合操作的加法装置。均衡装置根据加法文件(summing profile)，来控制从低增益路径和高增益路径施加到每个待求和的数字信号的增益量。通过将高增益路径的数字信号的电平与更高或更低的预设阈值作比较，来确定每个待求和的数字信号的增益量。

WM8737L Product Sheet描述了用于便携式应用系统的低功率立体声音频ADC。左边信号通道和右边信号通道具有独立的扩音器信号输入，并且每个信号通道包括通过可编程增益放大器(FGA)可操作地连接至模数转换器的增益可编程扩音器前置放大器。通过向PGA增益控制寄存器写入合适的值，每个PGA的增益可以以0.5dB为步长从-97dB至+30dB做对数调整。立体声音频ADC包括每个通道的过零(zero-cross)检测器，以在一种操作模式下，在通道的输入信号是在零处时仅改变可编程扩音器前置放大器和PGA的各自增益。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种包括用于接收音频输入信号的输入端子的音频放大电路。第一前置放大器具有可操作地连接至输入端子的输入端，和可操作地连接至第一模数转换器，用以提供具有第一信号放大率的第一数字音频信号的输出端。第二前置放大器具有可操作地连接至输入端子的输入端，和可操作地连接至第二模数转换器，以提供具有第二信号放大率的第二数字音频信号的输出端。第二信号放大率小于第一信号放大率。

根据本发明，第一和第二数字音频信号或数字音频流来源于音频输入信号形式的公共音频输入信号，以从第一和第二信号通道或路径的各自一个提供该第一和第二数字音频信号。第一信号放大率被定义为第一数字音频信号与音频输入信号之间的增益，第二信号放大率被定义第二数字音频信号与音频输入信号之间的增益。由于第二信号放大率小于第一信号放大率，优选地是小得多，则由于更低的输出电压电平，第二模数转换器(A/D)的输出将能够处理音频输入信号的更高电平而没有失真。如果第一和第二前置放大器和A/D转换器是由实际上相同的DC电源电压供电的类似或相同设计，则这自然尤其明确。这是常见情况，因为适于低功率操作的前置放大器优选地构造为具有干线到干线(rail-to-rail)输出电压摆动能力或至少接近于其的输出电压摆动能力。为了在第一和第二平行信号路径或通道的过载界限之间产生有利的差分，在300Hz和3kHz之间的整个频率范围内，第二信号放大率可以至少是10dB，优选地是大于20dB，或大于40dB，小于第一信号放大率。这个限制可以可选地被定义在20Hz与20kHz之间的音频带内的单个或几个相关参考频率，例如在1kHz，或作为由频率300Hz、1kHz和3kHz确定的平均值。

第一信号通道可通常被认为是正常(normal)灵敏度通道，非常适于放大或处理低电平和正常电平的音频输入信号，而不引入在小或零音频输入信号电平的不可接受的噪声。第二信号通道，由于其较低的信号放大率，但优选地实际上相同的输出电压摆动能力，在第二信号通道到达其过载或其限幅界限之前，能够处理具有例如比第一信号通道大10dB或20dB的电压的正常的处理音频输入信号。第一和第二信号通道中的每个的过载或限幅界限可方便地被定义为这样的信号电平：以施加给输入端子的1kHz的正弦信号进行测量，所述数字音频信号达到整个谐波失真的3％。

本音频放大电路的一些实施例可包括一个或多个附加信号通道，例如提供具有在第一信号放大率与第二信号放大率之间的信号放大率的第三数字音频信号的第三信号通道。在这种情形中，相关联的信号控制器可用于基于第一、第二或第三数字音频信号中的任意一个的估计电平在这三个不同的信号通道之间进行切换。

输入端子用于接收来源于各种类型的声源或发生器(诸如记录的音乐或语音信号)的模拟音频输入信号，该信号作为通过低阻抗信号源提供至输入端子的线路电平信号。可选地，音频输入信号可以通过直接连接至输入端子的电声音频换能器(诸如扩音器换能元件)来提供。自然地，放大电路可以包括接收相同音频输入端子的两个平行输入端子。扩音器换能元件可以包括电换能元件或微型ECM的电容性驻极体或电容式换能元件，其构成与值在0.5和2pF之间的电容对应的极大的发生器阻抗。

在本发明的特别有利的实施例中，衰减器可操作地连接在音频放大器电路的输入端子和第二音频前置放大器的输入端子之间。通过衰减器的适当设计，与输入端子上的电平相比，衰减器可以极大减小施加到第二前置放大器的输入端子的音频输入信号的电平。这导致对第二前置放大器的输入晶体管或其他有源器件的有益屏蔽，防止峰值音频信号电压上升到第二前置放大器的DC电源电压干线之上或之下。此外，有利的是，如果衰减器包括由诸如电阻性或电容性分压器的无源组件形成的分压器，由于无源组件比诸如COMS晶体管的有源半导体装置好得多地适于以线性方式处理非常高的音频信号电压的电平。

在电容性扩音器应用中(例如微型ECM)，基于电容性分压器的衰减器的应用是非常有用的，因为由电容性分压器向电容性扩音器的电容性或电阻性换能元件呈现的基本上电容性负载，引起换能信号的基本上频率无关衰减。

此外，相比于基于电阻的衰减器，尤其是微型ECM的电容式传感器元件的非常大的发生器阻抗所需的高阻抗衰减器，电容性分压器的电容有助于音频输入信号的热噪声。另外，电容性分压器的电容的适当电容值可以在具有最小晶片面积消耗并因此在低成本的集成半导体衬底上形成。

如上所述，衰减器保护第二前置放大器的输入不经受音频输入信号的非常大的电平，从而允许第二前置放大器即使在可对应于100dB SPL或120dB SPL以上声压级的这些大音频信号电平，也基本上线性地操作。第二前置放大器的基本上线性的操作或在内置自动增益控制功能的情形中的至少准线性操作，在音频输入信号的期望动态范围上确保第二前置放大器对音频输入信号的大电平进行快速地和可预测地响应。这个特征的一个优点是，有可能获得音频输入信号的实际电平的准确指示，该音频输入信号在对第二数字音频信号进行操作的相关联的电平估计器中使用。

本音频放大电路的一个非常有用的实施例特别适于在电容式扩音器应用系统中使用，其中，电容性换能元件的发生器阻抗通常是非常高的，其通过连接至音频放大电路会引起不期望的换能信号衰减或信号损失，除非在其输入端子处提供适当的阻抗特性。如上所述，适用于移动终端应用系统的电容式或电容性换能元件或微型ECM的封壳，显示出实际上对应于纯电容性发生器阻抗(等价于0.5pF至2pF电容)的极高的发生器阻抗。因此，以1kHz测量，音频放大电路的这个实施例在输入端子处具有大于100MΩ，优选地是大于1GΩ，甚至更优选地大于10GΩ的输入阻抗。在上述优选范围中的输入阻抗可例如通过适当选择半导体工艺技术(诸如MOS、CMOS或BiCMOS技术)和/或适当的电路设计技术来实现。在输入端子处显示出非常大的输入阻抗的一个有用实施例中，第一和第二前置放大器的各输入级基于CMOS晶体管。

可选地，根据在输入端子处的输入阻抗的电容性分量，可以指定在电耦合至电容性换能元件的应用系统中的音频放大电路的输入端子的输入阻抗的要求。以1kHz测量，在输入端子处的输入阻抗的电容性分量优选地小于500fF，优选地小于200fF，甚至更优选地小于100fF。如果音频放大电路包括前述的电容性分压器，则可通过适当选择电容性分压器中的电容值，来遵照在输入端子的输入阻抗的电容性分量的上述的有利范围。由于电容性分压器提供通过扩音器换能元件提供至输入端子的音频输入信号的频率无关衰减，所以电容性分压器对于连接至微型电容器换能元件特别有利。电容性分压器的最小电容器的电容值优选地小于500fF，或甚至更优选地是小于100fF，以通过提供大的输入阻抗使音频输入信号的负载最小化。

在一个实施例中，电容性分压器包括连接在输入端子和信号接地结点(诸如电路接地或DC电源或DC参考电压)之间的第一和第二级联电容器。第一和第二级联的电容器之间的中间点或支路可操作地连接至第二前置放大器的输入端。第一和第二电容器值可分别被选择为大约100fF和900fF，以在音频输入信号到达第二前置放大器的输入之前对该音频输入信号提供约20dB的衰减。第一和第二电容器的级联协作，以在输入端子引入约90fF的电容性负载。

第一和第二信号放大率之差在某些实施例中可以专门通过衰减器的信号衰减来产生。这样做具有的有益效果是第一和第二前置放大器可以具有基本上相同的设计，并且因此在整个音频频谱的预定频率范围(例如在100Hz与10kHz之间)显示基本上相同的小信号传递函数。第一和第二前置放大器的基本上相同的小信号传递函数支持第一和第二数字音频信号的相位匹配。正如下面将要进行解释的，存在与提供第一和第二数字音频信号(结合了他们之间的前后切换)的同步过零相关联的某些优点。

在可选的实施例中，第一和第二信号放大率之差可以通过由衰减器提供的信号衰减与第一和第二前置放大器之间的增益差的结合来产生。第二前置放大器在遍及诸如300Hz与3kHz之间的音频范围的至少一部分中，可用作统一增益缓冲器，或用作具有相当大的增益(例如大于10dB或大于20dB)的放大器。在这两种情况中，以1kHz测量，第二前置放大器优选地具有诸如大于1GΩ或甚至大于10GΩ的高输入阻抗，优选地大于100MΩ，以确保音频输入信号的最小负载或衰减器的支路的最小负载。

在又一实施例中，其中，第一和第二前置放大器的小信号传递函数不同，第二前置放大器的小信号传递函数包括一个极点，该极点所在频率(诸如20Hz或10Hz以下)低于第一前置放大器的小信号传递函数的最低或最小极点频率。第二前置放大器的极点可有利地设置为比第一前置放大器的最低极点低得多的频率，诸如低10倍。极点频率上的差使得设计具有传递函数的数字滤波器(其可以位于本音频放大电路的外部)相对容易，传递函数包括零点，该零点定位于在频率上接近第二前置放大器的极点，以消除第二前置放大器的小信号传递函数上的这个极点的效应。数字滤波器可附加地包括在频率上与第一前置放大器的小信号传递函数的最低极点匹配的极点，并且因此确保第一和第二信号通道之间极好的相位匹配。

在本发明的多个有用实施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括具有同相输入的差分放大器，该同相输入可操作地连接至用于接收音频输入信号的音频放大电路的输入端子。反馈网络连接在第一前置放大器的输出端和反相输入端之间，或者连接在第二前置放大器的输出端和反相输入端之间。这个前置放大器配置在连接至音频输入信号的同相输入端，通过从那里隔离反馈网络而提供大的输入阻抗。在进一步有利的实施例中，反馈网络建立从差分放大器的输出端到第一或第二前置放大器的反相输入端的低通传递函数。这可以通过在反馈网络中选择电容器和电阻性组件的合适配置来实现。为了便于在半导体基板上集成，反馈网络的电阻性组件可以包括在其各自的三极管区域操作或偏置的MOS晶体管。在本发明的其他实施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括可操作地连接至音频放大电路的输入端子的各个单端输入端，和可操作地连接至第一和第二模数转换器的各自差分输入端的各个差分输出端。

第一和第一模数转换器优选地包括各自的∑Δ转换器，其分别在各自的过采样采样频率或速率(诸如在1MHz与10MHz之间的采样率)下产生第一和第二数字音频信号。可选地，例如以在16kHz与48kHz之间的范围内的采样频率进行操作的非过采样模数转换器，可用于对由第一和第二前置放大器提供的各个模拟信号进行数字化，并发送相应的第一和第二数字音频信号。这样的非过采样模数转换器可包括连续的近似或快速(flash)转换器。

如果第一和第二模数转换器包括各自的过采样∑Δ转换器，则本音频放大电路可包括第一抽选滤波器，其配置为从第一过采样采样率或频率至最终或尼奎斯特采样频率，对第一数字音频信号进行接收和下采样。第二抽选滤波器同样配置为从第二过采样采样率至最终或尼奎斯特采样频率，对第二数字音频信号进行接收并下采样。第一和第二过采样采样频率优选地是相同的，并且第一和第二尼奎斯特采样频率也是相同的。在下采样至尼奎斯特采样频率之后，第一和第二数字音频信号中的每个的采样频率优选地被设置为8kHz与96kHz之间的值，诸如在16kHz与48kHz之间。第一和第二数字音频信号的下采样优选地伴随着低通滤波，以在相应的过采样数字音频信号中消除或衰减在最终或尼奎斯特采样频率之上的高频噪声和失真产物。

第一和第二数字音频信号的振幅，在传输至本音频放大电路的一个或多个外部可接入输入端子或焊点之前，优选地缩放到具有实际上相同的电平。根据这个实施例，本音频放大电路包括数字信号缩放函数，该缩放函数适于以预置的或合适的增益系数缩放第一和第二数字音频信号，以补偿第一和第二信号放大率之间的放大率差。

集成的半导体电路可有利地包括连接至输入焊点或端子的过载保护或信号限制部件。这个部件保护在集成半导体电路上的有源和无源组件(诸如输入晶体管和类似电阻器或电容器的衰减器组件)免受过压状态。由于过多的基板电流，过压状态可能导致有源或无源组件的破坏或故障。根据一个优选的实施例，集成半导体电路包括两个或多个级联的非线性元件(诸如二极管或二极管耦合晶体管)，其可操作地连接输入端子与DC电源干线、DC参考电压之中的至少一个之间。DC电源干线可以包括正的或负的DC电源电压或接地(GND)电压。DC参考电压可包括整流的DC电压或带隙导出DC电压、集成半导体电路的任何其他合理地明确定义的和稳定的DC电压。例如通过将两个到五个级联的二极管或二极管耦合晶体管用作非线性元件，第一限制电平可被设置为约1.0V与2.5V之间的数值。一个实施例利用包括两组或两行以反向平行配置安装的非线性元件，其中，每组包括两个或多个级联非线性元件。在这个实施例中，这两组反向平行非线性元件都设置了第一限制电平和第二限制电平。通过合适的选择级联非线性元件的数目和类型，可将音频输入信号箝位在两个不同的限制电平，例如，在输入端子处高于静止的或DC偏置电压的在1.0V与2.5V之间的第一限制电平，而在输入端子处低于该静止的或DC偏置电压的在1.0V与2.5V之间的第二限制电平。

第一前置放大器或甚至第二前置放大器的输入，还可以配置有独立的过载保护或信号箝位，以防止所述前置放大器被过度驱动而进入过载状态。这种类型的过载会造成在音频输入信号的电平已回到比造成过载状态的电平低的电平之后第一和/或第二前置放大器的恢复和置位时间长。根据一个这样的实施例，单个或几个级联非线性半导体元件(诸如二极管或二极管耦合晶体管)被连接至第一前置放大器的输入短，以将输入信号箝位在第一前置放大器限制电平。第一限制电平在数值上大于第一前置放大器限制电平(诸如在0.5V与2.0V之间)。通过在输入端子和在各自的网络中在第一前置放大器输入端使用不同数目的级联非线性元件，可以实现在绝对值或数值限制电平的差。

在集成半导体电路包括用于信号传输的前述的外部可接入输出端子的情况下，其还可以包括数字音频接口，该数字音频接口可操作地连接在第一和第二数字音频信号与外部可接入输出端子或多个端子之间。该数字音频接口被配置为以最终或尼奎斯特采样率将第一和第二数字音频信号转换成遵循标准化数据通信/数字音频协议(诸如I²S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbus^TM)的数字音频流。在可选的实施例中，以其各自的过采样格式的第一和第二数字音频信号可以以专有的格式被发送至独立的外部可接入输出端子。

第一和第二数字音频信号作为数字音频采样的时间复用数据或流优选地在单个公共数据线上传输。可选地，两条独立的数据线可用于传输各自的第一和第二数字音频信号。

在本发明的一个实施例中，音频放大电路包括用于接收外部时钟信号的时钟输入端子，并且第一和第二模数转换器的各自采样频率通过从外部时钟信号获得的音频放大电路的内部时钟信号进行设置。这个实施例在相关联的音频信号控制器位于便携式终端内的情形中特别有用，该便携式终端是具有数据接口端子的适当编程或配置的数字信号处理器(DSP)的形式，该数据接口端子可操作地连接至用于接收第一和第二数字音频信号的外部可接入输出端子。外部时钟信号从便携式终端的DSP提供至音频放大电路的时钟输入端子，并且经由一个或多个外部可接入输出端子的第一和第二数字音频信号的传输与外部时钟信号同步，允许便携式终端的DSP用作传输处理的控制。

该音频放大电路可包括数字信号缩放函数，该缩放函数用于使用预置或合适的增益系数对第一或第二数字音频信号进行缩放，以补偿第一和第二信号放大率之间的放大率差。缩放函数用于在第一和第二数字音频信号传输到相关联的音频信号控制器之前均衡其电平。当然，缩放函数可以在相关联的音频信号控制器上实施。优选地，只缩放第一数字音频信号和第二数字音频信号中的一个，以最小化与其相关联的计算负担，但可选地，通过各自的预置或合适的增益系数可对第一和第二数字音频信号进行缩放。

第一或第二前置放大器可具有现有技术中公知的多个电路拓扑中的任意一个。第一和第二前置放大器可以具有基本上相同的电路拓扑，以便于在整个音频频率范围或该范围的至少一部分上与其小信号传递函数匹配。在一个实施例中，第一前置放大器或第二前置放大器包括具有同相输入端和反馈网络的差分放大器，该同相输入端可操作地连接至用于接收音频输入信号的音频放大电路的输入端子，该反馈网络连接在差分放大器的输出端和反相输入端之间。在一个其它的实施例中，第一或第二前置放大器具有单端输入端和差分输出端，在又一个实施例中，第一或第二前置放大器具有差分输入端和差分输出端。

在其他的实施例中，反馈网络被配置为提供从差分放大器的输出端到差分放大器的反相输入端的低通传递函数。因此，提供了用于在音频输入信号中衰减低频噪声和用于在第一或第二放大器的输入抑制DC偏置效应的高通小信号传递函数。

根据本发明的优选的实施例或方面，半导体晶片或基板包括根据音频放大电路的任意以上公开的实施例的音频放大电路。集成的半导体晶片优选地以亚微米CMOS半导体工艺制造。

本发明的另一方面涉及一种微型电容性扩音器，其包括响应于碰撞声以在换能信号端子处产生相应的换能信号的电容性换能元件。根据这方面，根据该电路的任意上述实施例的集成半导体电路的输入焊点或端子可操作地连接至传感器信号端子，用于接收传感器信号。具有用于移动终端应用的形状和大小的ECM或微型机电(MEMS)电容器可形成该微型电容扩音器。

本发明的又一方面涉及放大音频信号的方法，该方法包括：

在放大电路的输入端子处接收模拟音频输入信号，

向第一前置放大器的输入端施加该模拟音频输入信号，

通过具有第一信号放大率的该第一前置放大器产生第一放大的输出信号，

将第一放大的输出信号转换成第一数字音频信号，

向第二前置放大器的输入端施加该模拟音频输入信号，

通过具有第二信号放大率的第二前置放大器产生第二放大率音频信号。该第二信号放大率小于该第一信号放大率，优选地，在300Hz与3kHz之间的整个频率范围内，小至少10dB的值或量。

该放大音频信号的方法可以进一步包括以下步骤：

以预定的量或系数对模拟音频输入信号进行衰减，

将经衰减的模拟音频输入信号施加至第二前置放大器的输入端。

本放大音频信号的方法可进一步包括以下步骤：

通过级联两个以上诸如二极管或二极管耦合晶体管的非线性元件，将模拟音频输入信号钳位在第一限制电平，该非线性元件可操作地连接在DC电源干线、DC参考电压中的至少一个与输入端子之间。

本放大电路和放大音频信号的方法非常适于与音频信号控制器协作以及可选地物理地集成，从而形成完整的音频放大系统。如以下详细讨论的，音频信号控制器被配置为根据切换模式或算法来接收和处理第一和第二数字音频信号。

音频信号控制器优选地用于执行以下步骤：

接收第一和第二数字音频信号，

估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征，

将估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，

基于估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较，在第一数字音频信号或第二数字音频信号过零处，从向控制器输出端传送第一数字音频信号切换至向控制器输出端传送第二数字音频信号，或反之亦然。

本音频信号控制器很适于与由具有双通道结构(或更多个信号通道)的音频放大电路的各个信号通道产生的第一和第二数字音频输入信号协作并对其进行接收，以形成个完全互联的音频放大系统，如下面参照附图1所描述的。在这个音频放大系统中，本音频信号控制器可用作后端处理器，而上述的音频放大电路可用作适于从公共逻辑音频输入信号得到第一和第二数字音频信号的前端处理器。在某些类型的应用系统中，音频放大电路可以通过各自的第一和第二信号通道或路径，有利地产生分别具有第一和第二信号放大率的第一和第二数字音频信号。第二信号放大率可以显著地小于第一信号放大率，诸如在300Hz和3kHz之间的整个频率范围内，第二信号放大率比第一信号放大率小至少10dB，更优选地多于20dB或40dB。

然而，本领域的技术人员将理解，本音频信号控制器完全能够结合其他类型的前端放大/转换电路而不是上述的双通道音频放大电路进行操作。如前所述，本音频信号控制器可连接至匹配或内部可操作的前端放大/转换电路的输出端，该前端放大/转换电路提供表示公共模拟音频输入信号的第一和第二数字音频信号。在一个有用的应用中，前端放大/转换电路可包括双通道音频放大和数字化电路，以提供具有不同过载界限(例如由信号放大率上的差引起的)的第一和第二数字音频信号。

在第一数字音频信号或第二数字音频信号的过零处，音频信号控制器用于从向控制器输出端传送或传输第一数字音频信号切换为向控制器输出端传送或传输第二数字音频信号，或反之亦然。在优选的实施例中，第一和第二数字音频信号之间的切换在第一和第二数字音频信号的基本同步过零处是唯一有效的。通过使在第一和/或第二数字音频信号的过零处的信号切换有效，去除或至少显著地抑制听得到的噪声，诸如“喀哒声”、“砰然声”或与之结合的其他不能采用的噪声。通过在信号切换点处抑制波形不连续，在第一和/或第二数字音频信号(多个信号)的过零处的切换，使控制器输出的输出数字音频信号的波形中的误差能量最小化。

估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较的结果，用于确定在哪个过零处将进行从向控制器输出端传送第一数字音频信号切换为向控制器输出传输第二数字音频信号，或反之亦然。音频信号控制器可用于检测第一或第二数字音频信号的不同类型的预定信号特征，诸如第一数字音频或第二数字音频信号的电平、第一或第二数字音频信号的非线性失真、第一或第二数字音频信号的DC电平、第一或第二数字音频信号的噪声电平、或第一或第二数字音频信号的频谱特征或这些信号特征的任意组合。在本发明的一个实施例中，预定的信号特征是第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平或第一和第二数字音频信号的电平的组合。

一个有用的信号特征是第一或第二数字音频信号的电平，或者二者的组合，其是可以通过相对直接的方式以良好的精度和可靠性进行计算或检测的。可在时域或频域或二者的组合中以各种方式对该电平进行估计。第一或第二数字音频信号的电平可以被估计为所述数字音频信号的运行平均振幅或功率。连续的平均振幅或功率可包括简单的半波或全波整流平均振幅，RMS平均振幅或功率，短期均振幅或功率，短期RMS振幅或功率。

可在长度在0.1毫秒与200毫秒之间的时间窗口上确定运行平均振幅或功率，其中，对所述数字音频信号的对应采样数目进行求和。自然地，在所选时间窗口内的采样可以与合适的权重函数(诸如三角函数或指数函数)相乘。

通过与一个或多个预定阈值电平进行比较(即，预定的特征标准)检测电平可用于指示第一或第二数字音频信号距其过载界限的距离。

当以上述方式分别从具有第一和第二信号放大率的公共音频输入信号中获得第一和第二数字音频信号时，该电平估计在本发明的一些实施例中可以从第一数字音频信号中获得。在第一前置放大器和第一模数转换器都具有可预测的过载特性的情况下，这是非常有意义的。在这个实施例中，预定门限电平可被设置为略低于第一前置放大器的过载界限和第一模数转换器的过载界限中的较低的一个(诸如在所述过载界限之下1dB与6dB之间)。

然而，在音频信号控制器的大量有用实施例中，估计电平是从第二数字音频信号获得的。使用第二数字音频信号用于电平估计确保在音频输入信号的整个目标动态范围示出了音频输入信号的实际电平。第二通道通常被设计为在相关联的音频放大电路的整个目标或预期的动态范围内基本线性地响应音频输入信号。这意味着由音频信号控制器计算的电平估计通过第二前置放大器和/或第二模数转换器的潜在地不可预测的非线性过载和恢复(settling)特性而保持无误。在本音频信号控制器的扩音器信号应用系统中，预定特征标准(例如包括特定门限电平)将通常被设置为与以参考频率在扩音器换能元件上的目标或期望的声压级相对应的值。对于本音频信号控制器的多个有用的移动终端应用系统，该目标声压级可以设置为100dB SPL与130dB SPL之间的值。以这种方式，第一数字音频信号将表示小的和正常的(在1米处测得的人讲话产生的声压级平均约为65～70dB SPL)声压级(例如在从0～100dB SPL的范围内)，而在100dB SPL以上的非常大的声压级将通过第二数字音频信号来表示，一旦估计的电平超过预定门限电平，则将第二数字音频信号而不是第一数字音频信号传输至控制器输出。当估计的电平随后回落到预定阈值电平之下的电平(例如，100dB SPL)时，音频信号控制器从向控制器输出传送第二数字音频信号切换为向控制器输出传送第一数字音频信号。这种在第一和第二数字音频信号之间的切换或之间的交换优选地通过如下所述的特定预置或合适的时间常数而生效。

在有利的实施例中，音频信号控制器用于执行以下步骤：

使用用于增加第一或第二数字音频信号的音频信号采样的绝对值的第一时间常量，来估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平，

使用用于减少第一数字音频信号或第二数字音频信号的音频信号采样的绝对值的第二时间常量，来估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的电平；

第二时间常量大于第一时间常量。

不同的时间常量可用于设置用于在第一或第二数字音频信号传送至控制器输出之间的切换的不同上升(attack)和释放时间。可将相对短的上升时间(诸如20μS和200μS)设置为用于增加第一数据音频信号或第二数字音频信号的音频信号采样的绝对值。第一时间常量可以在一个极端情况中被设置为对应于第一或第二数字音频信号的单个采样时间间隔的值，从而提供峰值跟踪电平估计。相对短的上升时间确保一旦估计的电平超过了预定的门限电平则音频信号控制器快速反应，并且一检测到过零就切换状态，从而将第二数字音频信号而不是第一数字音频信号传送至控制器输出。对信号电平超过预定门限电平的快速反应确保了在控制器输出端提供的输出数字音频信号中有效抑制了第一数字音频信号的限幅或过载失真。在被检测的数字音频信号(即第一或第二数字音频信号)的电平正好在预定门限电平上下快速振动的条件下，一个相对长的释放时间(诸如在1mS和200mS之间，或在1mS和40mS之间)有助于抑制在向控制器输出传送第一或第二数字音频信号之间的快速的来回切换。此外，当第一和第二数字音频信号以上述方式分别来源于(或表示)具有第一和第二信号放大的公共音频输入信号时，第二时间常量或释放时间的相对较大的值可以在多种情况中提供重要的益处，因为长释放时间允许第一信号通道的信号处理和调节电路(具体是第一前置放大器)，以在第一数字音频信号传输到控制器输出之前恢复它们的/它的标称操作点。在具有音频输入信号的非常高的电平的前述的时间段中，相关联的音频放大电路的第一信号通道的信号放大和处理电路可能已被强制进入高度非线性操作状态。因此，在该电路恢复到其标称操作点且能够进行低失真信号放大和处理之前，可能要花费相当长的时间。

一种提供第一数字音频信号或第二数字音频信号的第一和第二电平估计的实践方式包括使音频信号控制器用于执行以下步骤：

a)将峰值跟踪变量MaxPeak初始化为初始值，该峰值跟踪变量表示在第一数字音频信号或第二数字音频信号的一对连续的过零之间的第一数字音频信号或第二数字音频信号的最大绝对值，

b)将第一数字音频信号或第二数字音频信号的当前音频信号采样的绝对值ABSx(n)与当前电平估计Yp(n-1)进行比较，

c)如果当前音频信号采样的绝对值大于当前电平估计Yp(n-1)，则使用第一时间常量计算更新的电平估计Yp(n)，

d)如果当前音频信号采样的绝对值小于当前电平估计Yp(n-1)，则使用第二时间常量计算更新的电平估计Yp(n)，

d)将峰值跟踪变量MaxPeak的值与更新的电平估计Yp(n)进行比较，

e)如果更新的电平估计Yp(n)大于峰值跟踪变量MaxPeak，则将MaxPeak的值更新为Yp(n)，

f)如果更新的电平估计Yp(n)小于峰值跟踪变量MaxPeak，则保留MaxPeak的当前值，

g)检测第一数字音频信号或所述第二数字音频信号的过零，

h)当检测到过零时，将MaxPeak的值与第一预定门限电平进行比较，

i)如果MaxPeak的值大于第一预定门限电平：则切换为将第二数字音频信号传输至控制器输出或继续将第二数字音频信号传输至控制器输出，

j)如果MaxPeak的值小于第一预定门限电平：则切换为将第一数字音频信号传输至控制器输出或继续将第一数字音频信号传输至控制器输出。

在这个优选实施例中，监控第一或第二数字音频信号的过零。通过在音频信号控制器的专用的存储器位置或寄存器设置标记或类似的指示，可以方便地指示过零。如果没有检测到过零，则音频信号控制器优选地通过继续向控制器输出传输当前数字音频信号，并继续监控第一或第二数字音频信号的过零，来保持其当前输出状态。另一方面，一旦检测到过零，音频信号控制器就根据MaxPeak的值和第一预定门限电平之间的比较结果执行步骤i)和j)继续进行。如果当前输出状态将第一数字音频信号传输至控制器输出端，则在执行步骤i)期间音频信号控制器的输出状态的改变或切换可以生效。同样地，如果当前输出状态将第二数字音频信号传输至控制器输出端，则在执行步骤j)期间音频信号控制器的输出状态的改变可以生效。

在进一步改进的实施例中，利用两个不同的预定门限电平来在音频信号控制器的输出状态之间的切换中提供额外的滞后。这两个不同的预定门限电平可以以3dB至10dB的电平量相间隔。音频信号控制器用于执行步骤i)之后的步骤：

i1)将所述MaxPeak的值与第二预定的门限电平进行比较，第二预定门限电平比第一预定的门限电平小预定量，

i2)如果MaxPeak的值在第二预定门限电平和第一预定门限电平之间：则继续将第一或第二数字音频信号中的当前一个传输至控制器输出端，

i3)如果MaxPeak的值小于第二预定阈值电平：则将第一数字音频信号传输至控制器输出。

在另一实施例中，信号特征包括第一数字音频信号的DC电平。例如，DC电平可以用于(例如)指示上述的音频放大电路的第一信号通道是否在其过载界限之下的基本上线性的状态中工作。如果第一数字音频信号的估计的DC电平指示第一信号通道在基本上线性的区域或状态中工作，则音频信号控制器可适用于切换输出状态，以将第一数字音频信号而不是第二数字音频信号传送至控制器输出端。在音频信号控制器已将第一数字音频信号传输至控制器输出端的情况下，音频信号控制器保持这个输出状态。另一个有用信号特征可以是第一数字音频信号的频谱形状，其中，第一信号通道的显著过载可以由音频信号控制器通过识别由前置放大器限幅和/或A/D转换器过载引起的第一数字音频信号的歪斜的频谱来检测。

在另一个有利的实施例中，通过检测第一和第二数字音频信号的基本同步过零，可进一步增强与音频信号处理器的输出状态的切换有关的音频噪声的抑制，并且输出状态的切换只在检测到同步过零时而不是在检测到第一和第二数字音频信号的仅仅一个过零时，切换输出状态。因此，信号控制器用于执行以下步骤：

监控第一和第二数字音频信号，并检测第一和第二数字音频信号各自的过零，

检测第一和第二数字音频信号的基本同步过零，

在第一数字音频信号和第二数字音频信号的基本同步过零处，从将第一数字音频信号传送到控制器输出端切换到将第二数字音频信号传送到控制器输出端，或反之亦然。

在本上下文中，术语“基本同步过零”指明发生在10个或更少的采样时间间隔(诸如少于3个采样时间间隔)内的第一数字音频信号的过零和第二数字音频信号的过零。通过第一和第二数字音频信号各自的尼奎斯特采样频率(优选地在8kHz与48kHz之间，诸如在16kHz与48kHz之间)确定采样时间间隔。这个实施例具有的优点是，动态控制音频信号控制器的输出状态的切换，并且可以考虑到相关联信号放大电路的第一和第二信号通道的一个或两个的传递函数的非线性行为。本发明人已用实验方法验证了在相关联的音频放大电路的输入端子处的输入阻抗可在音频输入信号的非常高或大的电平下非线性工作，并调制第一和第二信号通道的一个或两个的传递函数。传递函数或多个传递函数的调制有助于削弱第一和第二数字音频信号之间的另外的(对于小信号操作)很好匹配的相位关系。根据本发明的实施例，音频信号控制器用于响应第一和第二数字音频信号的基本同步过零而单独地改变输出状态。以这种方式，忽略了在第一和第二数字音频信号中仅一个过零，并且音频信号控制器根据具体情况，通过继续向控制器输出端传送第一或第二数字音频信号，来保持其当前状态。

在音频信号控制器的实施例中，第一和第二数字音频信号以上述与音频放大电路的功能性有关的方式分别从具有第一和第二信号放大率的公共音频输入信号中获得，本音频信号控制器在音频输入信号的低电平和正常电平下，以第一数字音频信号的形式完成将基本上无噪声的数字音频信号传输至控制器输出端。此外，本音频信号控制器在音频输入信号的高电平和正常电平下，通过适当设置预定特征标准，将第二数字音频信号传输至控制器输出端，以将未失真的数字音频信号提供至控制器输出端。

当第一和第二数字音频信号以上述方式分别从具有第一和第二信号放大率的公共音频输入信号中获得时，控制器输出端相应地低灵敏或放大状态(第二数字音频信号被传输至控制器输出)和正常灵敏状态(相反，第一数字音频信号被传输)形式的在两个不同的输出状态之间来回切换。尽管在在控制器输出端传输第二数字音频信号的时间间隔内，由于第二通道的低信号放大率，可提高涉及输入的基噪声(input referred noise floor)，通过音频输入信号的同步高电平此效果可有效地掩蔽人的听觉系统。如下所述，如果选择了用于在控制器输出端切换输出状态的上升和释放时间的形式的适当的时间常量，可改善提高的涉及输入的基噪声的听觉掩蔽的有效性。

优选地，从向控制器输出传送第一数字音频信号切换至向控制器输出传送第二数字音频信号(或反之亦然)是有效的，无需再通过音频信号控制器选择第一和第二数字音频信号中的一个之前对其进行任何求和、混合或混频。由于可以通过向简单的2-1复用器(如果提供三个、四个或多个分离通道，则为3-1、4-1等复用器)提供适当的控制信号可以使信号选择生效，所以第一数字音频信号或第二数字音频信号的选择性传输使音频信号控制器的计算和硬件资源消耗最小化。同样地，根据程序指令或功耗也可非常有效地实现在可编程微处理器上的相应复用操作。以这种方式，在控制器输出处传输的输出数字音频信号基本上形成连接的数字音频采样流，该数字音频采样流包括根据估计的信号特征和预定的特征标准的比较结果所设置或选择的第一和第二数字音频信号的间断设置或邻接的片段。

音频信号控制器可用于以各种不同的方式检测第一和/或第二数字音频信号的过零。根据优选的实施例，信号控制器用于检测第一和/或第二数字音频信号的标记变化。根据的特定二进制数字系统(这些数字音频信号在其中表示)的特征，通过监控第一和/或第二数字音频信号的采样的标记位或其他特征的值可检测标记变化。二进制数字系统可以是有符号数值、冗余的二进制有符号数、2的补码等中的一个。

优选地，音频信号控制器用于在第一或第二数字音频信号的过零内在少于1mS、更优选地少于625μS、甚至更优选地少于208μS(诸如少于62.5μS)中切换输出状态。这些时间间隔可对应于当第一和第二数字音频信号设置在它们各自的最终或尼奎斯特采样频率时，第一和第二数字音频信号中的每个的一个或一些采样时间间隔(诸如在10个采样时间间隔内)。第一和第二数字音频信号的各自的尼奎斯特采样频率可方便地在16kHz与48kHz之间，从而在第一数字音频信号的采样或第二数字音频信号的采样之间的采样时间间隔在20.8μS与62.5μS之间，以遵照标准的或数字音频系统的至少常用的采样频率。在检测到的过零之前或之后的快速切换确保在切换瞬间第一和/或第二数字音频信号仍具有合理地接近于零的瞬间振幅，以确保最小的“喀哒声”声。从零偏离的实际信号将取决于第一或第二数字音频信号在过零处的转换速率(slew rate)。

如上所述，音频信号控制器的输出状态的切换或交换优选地在估计电平超过预定的门限电平之后，在第一或第二数字音频信号的第一过零处执行。

然而，在某些实施例中，输出状态的切换可备选地在估计电平超过预定的门限电平的时间点之前不久的过零处有效。如果第一和第二数字音频信号的各自片段立即储存在延迟缓冲器中，则这是可能的。每个片段均可包括第一或第二数字音频信号的预定数量的采样，例如，对应于在所述数字音频信号的1和100毫秒之间的持续时间的采样数。在本发明的这个实施例中，音频信号控制器可用于响应于检测到估计电平超过预定的门限电平，而搜索在延迟缓冲器中保留的预定的采样数，以找到第一和第二数字音频信号中的一个或两个的过零。在可选的实施例中，第一和/或第二数字音频信号的过零由音频信号控制器连续地标记或标志，同时第一和第二数字音频信号的各个片段在由音频信号控制器选择之前暂时地储存在延迟缓冲器中。当估计电平超过预定的门限电平并且音频信号控制器确定输出状态要被切换时，音频信号控制器用于计算存储位置或延迟缓冲器的地址，第一和/或第二数字音频信号(多个信号)的先前过零基于标记的设置而出现在其中。一旦已计算出延迟缓冲器中的合适的过零存储地址，则音频信号控制器在确定的过零存储地址使延迟缓冲器中的第一和第二数字音频信号的交换生效。

对于某些实时约束的语音应用系统(诸如移动电话应用系统)，用于中间存储第一和第二数字音频信号的这种延迟缓冲器的使用是不能接受的，这是因为其到音频信号控制器的传播延迟的增加。然而，在其他实时约束较少的音频应用(诸如摄像机的录音机)中，延迟缓冲器的使用是可以完全接受的。

本音频信号控制器的优选实施例用于在估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征之前，执行以下步骤：

使用第一数字DC阻断滤波器对第一数字音频信号进行滤波；

使用第二数字DC闭塞滤波器对第二数字音频信号进行滤波。

第一和第一数字DC阻断滤波器可包括具有基本上相同的高通截止频率的各自的数字高通滤波器，其中，高通截止频率低于30Hz优选地低于15Hz，以使信号特征估计能够准确地检测或反映施加在相关联的音频信号放大电路的模拟信号处理和放大电路上的大的低频或次声信号的峰值振幅。具有基本上相同的高通截止频率的数字高通滤波器可通过良好匹配的传递函数匹而容易地高度准确地实现。这个特征有助于保持第一和第二数字音频信号之间的良好的相位匹配。

第一和第二数字DC阻断滤波器可附加地用于消除第一和第二数字音频信号之间的DC电压差。这样的DC电压差可以通过涉及第一和第二数字音频信号的产生的模拟信号处理和放大电路的不匹配的DC偏置设置来引入。模拟信号处理和放大电路(例如)可以包括第一和第二前置放大器和/或前述的音频放大电路的第一和第二模数转换器，其中，后面的电路负责产生第一和第二数字音频信号。实际上，尽管可将精心设计和集成电路布线技术用于改善匹配，但这些模拟信号处理和放大电路之间的DC电平匹配将永不会完全精确。

在音频信号控制器的一个实施例中，在具有传递函数的数字补偿滤波器中对第二数字音频信号进行数字滤波，该传递函数包括零点，该零点位于在频率上接近相关联的音频放大电路的第二前置放大器的极点，以消除该极点对第二前置放大器的小信号传递函数的频率响应的影响。该数字补偿滤波器可附加地包括在频率上与相关联的音频放大电路的第一前置放大器的小信号传递函数的最低极点匹配的极点。由于数字补偿的极点可设置为高精度，所以在第一和第二数字音频信号之间的良好相位匹配是可能的。

通过将音频信号控制器用于以多种格式(包括比特流格式)支持接收和处理第一和第二数字音频信号，可提高本音频信号控制器的灵活性和互操作性。音频信号控制器的优选的实施例用于执行以下步骤：

在第一抽选滤波器中，以过采样频率接收第一数字音频信号，并下采样该第一数字音频信号至最终或尼奎斯特采样频率，

在第二抽选滤波器中，以过采样频率接收第二数字音频信号，并下采样该第二数字音频信号至最终或尼奎斯特采样频率。

因此，音频信号控制器可以接收第一和第二数字音频信号作为由∑-Δ型模数转换器产生的响应的过采样的比特流，以及对这些中的每一个进行抽选，并转换为标准的N-比特格式(N通常是8与24之间的正整数)诸如2的补码等。

如果以过采样的格式接收到第一或第二数字音频信号，则音频信号控制器优选地用于在尼奎斯特采样频率下估计第一或第二数字音频信号的信号特征。下采样过程通常包括对所述数字音频信号进行低通过滤，以抑制由∑Δ型模数转换器产生的音频带宽之上的高频噪声。一旦高频噪声被抑制或消除，就可改善信号特征估计的可靠性。

同样地，音频信号控制器可以有利地用于执行以下步骤：以第一或第二数字音频信号的尼奎斯特采样频率，检测第一或第二数字音频信号的过零，通过依靠低噪声数字音频信号改善过零检测中的可靠性。

最后，音频信号控制器的输出状态的切换有利地以尼奎斯特采样频率应用于第一或第二数字音频信号。

第一或第二数字音频信号的振幅可优选地在它们被选择性地传输至音频信号控制器的控制器输出之前被缩放为具有基本上相同的电平。音频信号控制器优选地用于通过使用预置或合适的增益系数缩放第一或第二数字音频信号，以补偿相关音频放大电路的第一信号放大率和第二信号放大率之间的放大率的差的步骤来用于确保这个功能。该步骤或信号处理确保在控制器输出端传输的连接输出的数字音频信号基本上独立于输出状态，即，独立于是第一数字音频信号还是第二数字音频信号在控制器输出端传输。优选地，通过使用与第一和第二信号放大率之间的确定的放大率的差对应的增益系数与第一数字音频信号相乘来进行缩放。根据相关联的音频放大电路的第一和第二信号通道之间的放大率的差的现有知识，增益系数可以具有预设值，或者增益系数可在完整的音频放大系统(包括互相连接至相关联的音频放大电路的本音频信号控制器)的工厂校正期间进行确定。根据又一个实施例，在音频放大系统的操作期间，增益系数由音频信号控制器适应地确定。该信号控制器可用于在第一数字音频信号的电平低于预定的门限电平或另一适当的门限电平的时间段内(其中，已知第一和第二信号通道在基本上线性的模式下工作)检测和比较第一和第二数字音频信号的各自电平。

音频信号控制器可包括诸如可编程定点或可编程浮点数字信号处理器的可编程微处理器。然而，本领域的技术人员将理解，本音频信号控制器的上述步骤和功能可由可编程微处理器执行的程序指令/程序来实现，或可选地，实施为固定的或硬接线的专用电路块，其具有适当配置的数字运算和逻辑单元或微处理器程序指令和硬接线的专用电路块的任意组合。

根据音频信号控制器的另一方面，提供了计算机可读数据载体，该计算机可读数据载体包括可编译或可执行微处理器程序指令，用于在指令被加载入上述可编程微处理器的程序存储器时使微处理器执行音频信号控制器的上述实施例的任意一个的各个步骤、或一组步骤。

根据本发明的优选实施例或方面，根据以上公开的实施例中的任意一个，音频信号控制器集成在半导体晶片或芯片上。集成的半导体晶片优选地以亚微米CMOS半导体工艺进行制造，从而实现以非常的低成本大规模制造音频信号控制器。

音频信号控制器的又一方面涉及选择性地将第一数字音频信号或第二数字音频信号传送到音频信号控制器的控制器输出端的方法，该方法包括以下步骤：

a)在第一和第二数据存储位置分别接收第一和第二数字音频信号，

b)估计第一数字音频信号或第二数字音频信号的信号特征，

c)将估计的信号特征与预定的特征标准进行比较，

d)基于估计的信号特征和预定的特征标准之间的比较，在第一数字音频信号或第二数字音频信号的过零处，将第一数字音频信号传送到音频信号控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到音频信号控制器输出，或反之亦然。

有利地，该方法可进一步包括以下步骤：

e)监控第一和第二数字音频信号，并检测第一和第二数字音频信号各自的过零，

f)检测第一和第二数字音频信号的基本同步过零，

g)在第一和第二数字音频信号的基本同步过零处，将第一数字音频信号传送到控制器输出切换到将第二数字音频信号传送到控制器输出，或反之亦然。

本发明的另一方面涉及计算机可读数据载体，该计算机可读数据载体包括可编译或可执行微处理器程序代码或指令，用于在被加载入微处理器程序存储器时使得微处理器执行选择性地将第一或第二数字音频信号传送至音频信号控制器的控制器输出的以上参考方法的步骤a)～d)的。计算机可读数据载体可包括用于使得微处理器执行以上步骤e)～g)的附加的可编译或可执行微处理器程序代码。

计算机可读数据载体可包括诸如光盘或磁盘的数据载体、包括诸如闪存、ROM、PROM、EPROM或EEPROM的半导体存储设备的存储组件或存储棒。

本发明的最后一方面涉及一种数字信号处理器组件，其包括存储用于使数字信号处理器执行以下步骤的可执行程序指令或代码的程序存储器：

选择性地将第一或第二数字音频信号传送到音频信号控制器的控制器输出端的以上参考的方法的步骤a)～d)，以及优选地还具有，

上述步骤e)～g)。该数字信号处理器组件优选地包括诸如由Analog Devices制造的浮点SHARC处理器的通用商用数字信号处理器。

附图说明

将结合附图来详细描述本发明的优选实施例，其中：

图1是根据本发明的第一实施例的包括音频放大电路和音频信号控制器的音频放大系统的示意图；

图1a)是根据本发明的第二实施例的音频放大电路的示意图；

图2是音频放大电路的前置放大器的详细框图，该音频放大电路形成图1示出的音频放大系统的一部分；

图3是在图1示意性地示出的音频信号控制器的框图；

图4是示出由音频信号控制器执行的程序或处理步骤的流程图，该音频信号控制器执行图3示意性示出的信号处理功能；

图5示出测量的第一和第二数字音频信号的波形，该第一和第二数字音频信号由图3的音频信号控制器的正常和低灵敏度信号通道产生；

图6示出了在音频信号控制器的控制器输出处测量的输出数字音频信号的波形，及其在处理图5示出的信号波形期间的输出状态；以及

图7是在音频信号控制器的输出状态的切换附近，根据图6绘制的测量的输出波形的时间缩放(time-zoomed)图。

具体实施方式

将在下列段落中描述并讨论本发明的优选实施例。将结合相关联的音频信号控制器来描述本发明的本实施例以阐述本发明的益处和优点，其中该音频信号控制器可操作地连接至本音频放大电路。

图1是音频放大系统101的示意图，其包括音频放大电路102和控制器或选择电路122形式的两个分开的电路部分，其中，音频放大电路102用作前端，控制器或选择电路122用作音频放大系统101的后端。如虚线分界线103所示，音频放大电路102和信号控制器122既可以在公共的COMS半导体晶片(die)上制造或实现，也可以在两个不同的CMOS半导体晶片上制造或实现。具体地，可以远程设置音频信号控制器122，例如设置在适当地编程的或配置的具有数据接口端子的数字信号处理器(DSP)形式的便携式终端内，该数据接口端子操作地连接至示出的本音频放大电路102的外部可接入输出端子121，其中，音频放大电路102用于接收复用的第一和第二数字音频信号或数字音频流。在这样的结构中，音频放大电路102可以设置在印刷电路板或便携式终端的其他载体上，或者可选地安装在便携式终端的扩音器的微型扩音器壳体内。

可使放大电路102的形状和大小适合于集成进微型EMC壳体内，并且在示出的实施例中经由传统的引线结合技术(wire bondingtechniques)通过放大电路102的输入端子或焊点105连接至微型电容性扩音器104。放大电路102分别包括在该实施例中作为同相操作放大器实现的第一前置放大器109和第二前置放大器110，均具有由两个阻抗Z1和Z2的阻抗比率控制的音频放大率。阻抗Z1和Z2可以包括分别设定第一前置放大器109和第二前置放大器110的各音频带电压增益的各电阻器或电容器。

第一前置放大器109和第二前置放大器110分别形成通过输入端子105可操作地连接至公共模拟音频输入信号的上部的和下部的信号路径或通道的一部分。上部信号路径包括由电容器108形成的DC阻断滤波器(blocking filter)，该电容器进行操作，以将输入音频信号在施加到第一前置放大器109(A1)的同相输入之前，从中去除DC直流成分。在该实施例中，DC阻断电容器108的电容值优选地在1pF和20pF之间，更优选地约2pF。下部信号路径包括两个电容器C1 106和C2 107，作为音频输入信号的电容性分压器被连接。分压器的功能是通过下式给出的系数对至下部信号路径的前置放大器A2 110的音频输入信号进行衰减，

$V_{\mathrm{audio}}=V_{\mathrm{mic}}\frac{C_1}{C_2+C_1}$

其中，V_audio是至下部信号路径的前置放大器110的音频输入信号，而V_mic是由微型ECM扩音器104的扩音器换能元件产生的音频输入信号。因此，包括C1 106和C2 107的电容性分压器连接在输入端子105和第二前置放大器110的同相输入端之间。C1和C2的电容值的大小通常适合于通过输入端子105提供音频输入信号的音频源的发生器阻抗。在本实施例中，其中音频源是微型ECM 104，C1的值优选地在20fF和100fF(1fF＝10^-15F)之间的范围内。优选地，C2比C1大2～20倍，更优选地约大9倍，导致至第二前置放大器110的输入信号的信号衰减是大约20dB。第一对反平行偏置二极管115c连接在第一前置放大器109的同相输入端和GND之间，以设定第一前置放大器109的适当的DC偏置点。这对反平行偏置二极管115c用作具有10GΩ以上阻抗的极高阻抗偏置电路，用于第一前置放大器109的小信号操作。该极高的阻抗使信号输入端子105上的负载最小化，并且因此使由扩音器换能元件传递的音频输入信号的电平最大化。另外，该对反平行偏置二极管115c通过将峰值信号输入电压限制为约+/-0.5V(其对应于该对反平行偏置二极管115c的单个前向二极管上的一个二极管电压降)而用作第一前置放大器A1的同相输入端的过载保护或信号限制。类似的一对反平行偏置二极管也连接在第二前置放大器110的同相输入端子和GND之间。最后，第三组反平行二极管115a连接在音频放大系统的输入端子105和正DC电源电压或干线(rail)V_DD之间。第三组反平行二极管115a的每一个分支包括两个或者可选地更多个级联的二极管，用于将至音频放大系统的峰值信号输入电压限制在约+/-1.0V(或者如果在每个分支中级联了更多个二极管则更高)，其对应于穿过正向导通二极管的两个二极管电压降。

上部的、或正常灵敏度信号路径，和下部的、或低灵敏度信号路径，分别包括∑Δ模数转换器111和112，用于将第一前置放大器109和第二前置放大器110的各输出处提供的模拟输出信号转换成对应于分别传输到各个抽选滤波器(decimation filter)113、114的第一和第二数字音频信号。在一个实施例中，第一∑Δ模数转换器111和第二∑Δ模数转换器112分别都是以过采样的采样率或2.4MHz进行操作的单比特(sigle-bit)转换器。在本实施例中，每个抽选滤波器以2.4MHz的过采样的采样率接收1比特数字音频流，并对该单比特音频流进行采样，以形成在48kHz最终采样频率下具有16比特字长的抽选的或低通滤波的数字音频信号。然而，本领域的技术人员能够理解，可以通过根据特定应用的要求的所示实施例的合适匹配来使用诸如在1.0MHz和10MHz之间的宽范围的过采样的采样频率和诸如在8kHz和96kHz之间的最终采样频率。

通过各个数据总线116、117将抽选并且低通滤波的数字音频信号传输至数字音频接口120，该数字音频接口操作地连接在第一和第二数字音频信号和外部可接入输出端子121之间。数字音频接口120被配置为以16kHz最终或尼奎斯特(Nyquist)采样率接收第一和第二数字音频信号，并将其转换成遵循标准化数据通信/数字音频协议(诸如I²S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbus^TM)的数字音频流。

信号选择电路122可以包括相应的数字音频接口(未示出)，用于对数字音频流进行接收和解码。信号选择电路122还包括被配置为基于第二数字音频信号的电平(或其他信号特征)选择性地传送或传输第一和第二数字音频信号之一的逻辑和运算电路。优选地，信号选择电路122包括通过适当收集可执行程序指令或子程序来实现信号控制器122的功能性的软件编程的微处理器或DSP。

从正DC电源电压或通过供电端子V_DD的干线对音频放大系统101供电。GND电平用作负DC电源电压或音频放大系统101的干线。在本发明的实施例中，音频放大系统101设计为在1.2V和2.0V之间(诸如1.8V)的DC电源电压上操作。优选地，音频放大系统101包括用于接收并同步外部产生的系统时钟的时钟输入端子(未示出)，以允许从信号控制器122的输出端(OUT)传输的第一和第二数字音频信号与外部产生的系统时钟同步。

图1a)是根据本发明的另一实施例的音频放大电路102的示意图。在音频放大电路的第一和第二实施例中的对应特征可具有相同电特性(电容值、电阻值、放大率等)，并且已设置有相同的参考标号以易于比较。

音频放大电路102包括第一前置放大器109和第二前置放大器110，其在该实施例中，类似于上述的第一实施例的音频放大电路102，分别作为同相运算放大器来实现。第一前置放大器109和第二前置放大器110分别形成通过输入端子105操作地连接至公共模拟音频输入信号的上部和下部信号路径或通道的一部分。

下部信号路径包括两个电容C1 106和C2 107，作为施加至输入端子105的音频输入信号的电容性分压器连接。该分压器的功能是通过上述的系数对至下部信号路径的前置放大器110的音频输入信号进行衰减。

该音频放大电路102包括连接在第一前置放大器109的同相输入127和第二前置放大器110的反相输入之间的同相增益缓冲器125。根据由电容性分压器提供的输入信号衰减，同相增益缓冲器125的增益可以小于1、或等于1、或大于1。在本实施例中，由于至第二前置放大器110的输入信号的约20dB的衰减，同相增益缓冲器125的增益小于1。同相增益缓冲器125可以包括形成统一增益缓冲器的有源器件或具有大输入阻抗和小输出阻抗的放大器，以减小第一前置放大器109的同相输入127的负载。

同相增益缓冲器125在音频输入信号的大输入信号电平在下部信号路径或通道的前置放大器110的差分输出处减小信号失真。在这样的大输入信号电平的情况下，由于一对反平行二极管115a的非线性，上部信号路径的前置放大器109上的输入信号可能会严重失真。前置放大器109上失真的输入信号通过穿过耦合电容108、C1和C2延伸的信号路径而连接至(couple to)下部信号路径的前置放大器110的输入信号。通过经同相增益缓冲器125向前置放大器110的反相输入提供一个仔细调节的对应失真量，来补偿前置放大器110的同相输入的不希望的该失真溢出效应。当基本上相等的失真信号被同时施加在前置放大器110的同相输入和反相输入时，由于前置放大器的差分放大特性，前置放大器110的差分输出信号中的失真基本上被抵消，或者至少显著地衰减。

图2是图1示意性示出的具有差分输出的前置放大器109、110的优选实施例的详细的框图。

优选地，该前置放大器209分别用作图1示意性地示出的第一前置放大器109和第二前置放大器110的每一个的有利的实现。前置放大器209包括第一放大级209a和第二放大级209b，其分别配置成将在端子Audio IN处输入的单端音频输入信号转换成端子NINV OUT和INV OUT上的差分输出信号。第一放大级A1 209a和第二放大级A2 209b中的每一个分别包括具有用于低噪声性能的PMOS输入晶体管的操作类型差分放大器。

第一放大级A1 209a配置为具有通过C1施加到其反相输入的AC反馈的同相操作放大器，并且AC增益(即音频放大率)通过C1和C2之间的比例进行设定。DC增益通过R2和R3之间的比例来进行设定。BR1是在三极管区中操作的MOS晶体管，以提供与第一放大级209a或A1的反相输入端串联的GΩ电阻。第二放大级A2 209b配置为具有通过C3施加于其反相输入端的AC反馈的反相操作放大器，使得AC增益通过C3和C2之间的比例进行设定。优选地，C1、C2和C3是pF规模的电容器(例如多晶-多晶(poly-poly)电容器)，用于分别精确地设定第一放大级209a和第二放大级209b的各AC增益。在本实施例中，前置放大器209的差分增益(测量为端子Audio IN处的单端音频输入信号和端子NINV OUT和INVOUT处的差分输出信号之间比例)被设定为约14dB。在优选的实施例中，C1、C2和C3具有在1pF和20pF之间的各值，从而使前置放大器209的半导体衬底区消耗量最小化。

C4和BR2的组合(BR2是在三极管区中操作的MOS晶体管以提供大电阻值)形成具有约80kHz至200kHz的截止频率的低通滤波器，该低通滤波器用作如图1所示的前置放大器相连接的∑Δ模数转换器的抗混叠滤波器(anti-aliasing filter)。

一对反平行二极管215(优选地实现为一对二极管耦合PMOS晶体管)连接至DC偏移或DC偏置电压源V_offset，以将施加至放大级209a的同相输入的音频输入信号的最大振幅限制在预定的限制电平。一旦在端子Audio IN上的音频输入信号的振幅超过由V_offset提供的DC电压大于门限电压V_T，则由于PMOS二极管开始导通并且形成至V_offset的低阻抗路径，音频输入信号被有效地钳位在那个电压。

图3是图1示出的可编程音频信号控制器或选择电路122的详细框图。音频信号控制器122包括从各信号输入IN1和IN2延伸至复用器311的对应的输入的两个平行的信号路径或者通道，该复用器实现在音频信号控制器122的控制器输出端OUT处的第一和第二数字音频信号之间的切换或交换。在该实施例中，信号输入IN1和IN2分别以相同的16kHz尼奎斯特采样频率按抽选格式接收第一和第二数字音频信号。如上面结合图1说明的，通过以I²S接口220形式标准化的数字信号接口提供第一和第二数字音频信号。

随后通过上部和下部高通滤波步骤303、304分别对第一和第二数字音频信号中的每一个进行高通滤波，以去除DC分量。优选地，上部和下部高通滤波器303、304的传递函数(transfer function)基本上相同，以保持上部和下部信号通道之间的良好相位匹配。优选地，高通滤波器303、304的中的每一个的截止频率设置为约20Hz的频率。

通过由增益缩放函数(gain scaling function)306控制的乘法器305将增益分级操作或步骤应用于上部信号通道中的第一数字音频信号。乘法器305将第一数字音频信号与由增益缩放函数306作为预定值提供的缩放系数相乘。如前所述，音频输入信号通过由连接至音频输入信号的C1和C2(参见图1)形成的电容性分压器被衰减了约20dB。因此在该情形中，该缩放系数被设定为值0.1，以补偿相关联的放大电路102的第一和第二信号放大率之间的放大率差。之后，将具有适当均等化的电平的第一和第二数字音频信号传输到相位匹配操作或功能308，其控制设定上部信号通道的数字补偿滤波器307的传递函数。数字补偿滤波器307的传递函数包括零点(zero)和极点(pole)。将零点定位在在频率上靠近由通过Z2和Z1(参照图1)形成的反馈网络设定的第二前置放大器的亚音速极点，以消除该亚音速极点在第二前置放大器的小信号传递函数上的影响。该零点在频率中的确切位置不是特别关键，可以设定为与第二前置放大器110的亚音速极点的标称频率(nominal frequency)相匹配。数字补偿滤波器307还包括在频率上与第一前置放大器109的小信号传递函数的最低极点相匹配的极点。数字补偿滤波器307的该极点的确切频率可以在在制造音频放大系统101的过程中执行的校准(calibration)步骤的过程中确定，并且载入音频信号控制器122的合适的寄存器或存储器地址或位置。可选地，通过比较传输到相位匹配操作或功能308的第一和第二数字扩音器信号的相位特征，音频信号控制器122可以适合于确定极点的最佳位置。因此，这些相位匹配程序都可以确保第一和第二数字音频信号之间的优良的相位匹配。第一过零检测器309和第二过零检测器310分别通过检查第一和第二数字音频信号的各采样的标记值，分别适合于监控这些数字音频信号的过零。可通过二者的与许多工业标准可编程DSP兼容的补码格式的各16位或24位采样方便地表示第一和第二数字音频信号。如果如下所述达到关于第二数字音频信号的电平的某些其他标准，则信号选择器311使用检测到的第一和第二数字音频信号的同步过零，在向控制器输出端OUT传递的第一或第二数字音频信号之间进行切换。

电平估计器312适合于检测一对第二数字音频信号的电平估计，并将这些电平传输至信号选择器311。检测第一电平估计作为用于增加第二数字音频信号的电平的第二数字音频信号的运行(running)绝对峰值幅值。以较大的时间常数来计算或检测第二电平估计，作为通过以16kHz采样频率对对应于约6.25mS的平均时间的第二数字音频信号的约100个样本进行平均提供的运行平均电平。信号选择器311配置为根据运行读取或确定第一和第二电平估计，并且将这些电平估计与预定的门限电平(或可选地，与两个不同门限电平中的一个)进行比较，以确定将第一和第二数字音频信号中的哪一个传送到信号选择器311的控制器输出端OUT。预定的门限电平设定为对应于约3dB以下(诸如在2dB和6dB以下之间)的信号电平，相关联的放大电路102的第一信号通道的过载界限或电平确保信号选择器311可以在第一通道到达其过载界限或电平之前或至少在其后不久切换状态并传输第二数字音频信号而不是第一音频信号。结合图3的流程图的描述，另外详细说明电平估计功能或步骤和信号选择处理。

图4示出了由可编程音频信号控制器(图1中的122)执行的程序步骤，该可编程音频信号控制器实现图2示意性示出的信号处理功能。在步骤401，从I²S接口(图2中的220)以尼奎斯特采样率接收第一和第二数字音频信号。在步骤402，如前所述，对第一和第二数字音频信号都进行高通滤波，在步骤403，以前述的缩放系数乘以第一数字信号，以在对应的信号通道中对准(align)第一和第二数据音频信号的音频信号电平。

在步骤404，通过如上所述的数字补偿滤波器(图2的207)对第二数字音频信号进行滤波。

在步骤405，计算两个不同的更新电平估计中的一个Yp(n)。根据下面的电平计算算法或等式，由音频信号控制器122根据第二数字音频信号的样本的绝对振幅是增加还是减小，从具有不同时间常数的第二数字音频信号获得两个电平估计：

Xp(n)＝ABS(x(n))；

If Xp(n)＞Yp(n-1)

        Yp(n)＝(1-A)*Xp(n)+A*Yp(n-1)；

else，

        Yp(n)＝(1-B)*Xp(n)+B*Yp(n-1)

End；

x(n)是电平估计器的输入，

Yp(n-1)是在电平估计器的输出处的当前电平估计，

Yp(n)是在电平估计器的输出处的更新的电平估计，

A＜B；A和B是具有0和1之间的相应值的实数。

以这种方式，A的值设定电平估计器的第一时间常数或上升时间(attack time)，而B设定第二时间常数或释放时间(release time)。

在处理步骤406的执行处，将更新的电平估计Yp(n)与之前检测的表示为“MaxPeak”的绝对峰值电平相比较。MaxPeak是表示在第一或第二数字音频信号的一对连续过零之间的第一或第二数字音频信号的最大绝对值的峰值跟踪变量。

如果更新的电平估计Yp(n)超过MaxPeak，则音频信号控制器继续进行步骤407，其中，通过将其设定为等于更新的电平估算Yp(n)来更新MaxPeak的值。另一方面，如果更新的电平估计Yp(n)小于当前MaxPeak，则音频信号控制器跳过处理步骤407并继续进行步骤408，使得MaxPeak的当前值保持不变。

音频信号控制器继续执行处理步骤408，以监控第一和第二数字音频信号二者用于检测基本上同步的过零。可以以各种方式确定第一和第二数字音频信号中每一个的过零。在优选的实施例中，比较第一数字音频信号的当前信号样本和之前的信号样本的标记，如果标记不同，则已检测到过零。随后，或在这之前，对第二数字音频信号进行相同的处理。如果音频信号控制器未能在第一和第二数字音频信号中检测到基本上同时发生的标记变化，则该音频信号控制器跳到处理步骤414。在处理步骤414，读取状态变量“State”的当前设置，状态变量“State”指示将由上部通道(ch1)提供的第一数字音频信号还是由下部通道(ch2)提供的第二数字音频信号传输到控制器输出端OUT。音频信号控制器响应于信号选择器311的输出状态而进行设置，以传递由状态变量指示的数字音频信号，即，由ch1提供的第一数字音频信号或由ch2提供的第二数字音频信号。

另一方面，如果在处理步骤408中音频信号控制器检测到第一和第二数字音频信号的基本同步过零，则进入处理步骤409，其中，音频信号控制器确定当前MaxPeak值是否大于第一预定门限电平“Threshold 1”，其是在本发明的本实施例中使用的两个单独的门限电平中较高的门限电平。如果结果是(Y)，由于之前的比较步骤309的输出指示音频输入信号的电平接近相关联的放大电路(图1中的102)的上部信号通道的过载界限，则处理或算法进入处理步骤410，并且将状态变量“State”的值设定为等于ch2。音频信号控制器从处理步骤410进入处理步骤413，其中，在对第一和第二数字音频信号的过零进行新搜索的准备中，MaxPeak的值被重新设定为零点。此后，音频信号控制器进入处理步骤414，其中，检测状态变量“State”的当前设置作为ch2。作为响应，在处理步骤416，如由状态变量的当前设置所指示的，音频信号控制器随后选择从下部通道(ch2)向控制器输出端OUT传递或传输第二数字音频信号。

另一方面，如果在处理步骤409中当前MaxPeak和“Threshold1”之间的比较结果为否(N)，则音频信号控制器进入步骤411，其中，将当前MaxPeak与低于“Threshold 1”的第二预定门限电平“Threshold 2”(优选地具有2dB和6dB之间的量)进行比较。如果在处理步骤411的比较结果为否，则其指示MaxPeak的当前值处于“Threshold 1”和“Threshold 2”之间，音频信号控制器进入步骤413。这意味着在进入步骤413、414、415/416之前，跳过对状态变量“State”的值的更新并且因此保持当前状态变量值。另一方面，如果在处理步骤411中当前MaxPeak低于第二预定门限电平，因为之前的比较步骤411的结果指示音频输入信号的电平安全地在上部信号通道的过载界限之下，则音频信号控制器进入处理步骤412并且设定状态变量“State”的值等于ch1。因此，两个单独的门限电平“Threshold 1”和“Threshold 2”的使用，引入了基于输出状态切换中的滞后现象的特定量电平，以防止在输出第一和第二数字音频信号之间的快速随机切换。

图5分别示出了测量的上部和下部信号通道的第一和第二数字音频信号的信号波形的曲线图，该数字音频信号响应于图1示出的音频放大电路的公共输入端子105上作为模拟输入信号施加的低频瞬时声音(鼓点)而产生。上部曲线图501a示出了在上部信号通道或正常灵敏度信号通道中随时间的信号放大率。时间刻度上的单位是秒，因此每幅曲线图对应于约0.5秒或500毫秒的时间期间。将图3的信号选择器操作或框311中的上部门限电平设定为约0.06的值，该值正好在上部信号通道的过载界限之下。上部门限电平由水平虚线503来指示。

在图3的信号选择器的各输入处捕获了示出的信号波形。因此，对两个信号波形进行了高通滤波，并且上部信号通道的第一数字音频信号波形还由增益缩放操作(图3中306)进行了缩放，以使第一和第二数字音频信号之间的电平/放大率相等，并且补偿在图1的音频放大电路102中引入的上部和下部信号通道之间的约20dB的模拟放大率差。

如所示，音频输入信号在t＝0.45秒附近第一次超过上部信号通道的过载或限幅界限(clipping limit)，其中负向刺波(spike)突出。在下部曲线501b上由符号“○”标记该时间点。随后，音频输入信号的峰值振幅不断超过上部信号通道的过载界限，但是没有超过下部信号通道的过载界限。这可以通过注意第一数字音频信号的峰值限幅波形的形状与下部曲线501b中的第二数字音频信号的未限幅波形相比较而观察到。

图6的上部曲线图601a示出响应于图5上绘制的第一和第二数字音频信号波形的应用，在图2中示出的音频信号控制器122的控制器输出端OUT处测量的输出数字音频信号的信号波形。图6的下部曲线601b示出了指示音频信号控制器的输出状态的状态变量的伴随值(accompanying value)，即，将第一还是第二数字音频信号传输至控制器输出端OUT。零值指示将上部或正常灵敏度通道的第一数字音频信号传输至控制器输出端，值0.1指示将下部或低灵敏度通道的第二数字音频信号传输至控制器输出端。在本实施例中，音频信号控制器122被配置为首先将第二数字音频信号的峰值绝对振幅与0.06的预定门限电平相比较。一旦超过了预定的门限电平，音频信号控制器122检测第一和第二数字音频信号的同步过零是否已发生。在本实例中，音频信号控制器122检测到没有同时的过零紧随在由符号“○”标记的负向尖峰之后，无论是第一和第二数字音频信号中任意一个的几个过零。因此，在第一个随后的过零处没有由音频信号控制器执行的输出状态的瞬时切换。在t＝0.055秒时，检测到跟随在由符号“○”标记的负向尖峰之后的第一个同步过零，如由在状态变量值的下部曲线601b中的符号“Sw”处的上升状态转换所指示的。因此，具有第一和第二数字音频信号的同步过零的限制会引起输出状态转换的稍微延迟，或者如在本实例中允许短时间峰值限幅的第一和第二数字音频信号之间的切换。然而，发明人已发现为换取在切换点处(由为零的第一和第二数字音频信号引起的)的波形误差能量的最小化，只要这些短时间的峰值限幅短于10～20毫秒，这是可接受的。

在图7中，上部波形曲线701a示出了图6的下部曲线601b中的由“Sw”符号标记的输出状态转换点附近在控制器输出端传输的输出数字音频信号的测量波形。下部波形曲线701b示出了随时间的状态变量值。与图5和图6的时间轴相比，两幅曲线图上的时间刻度扩大了或放大了，使得仅显示10毫秒的时间期间，以在第一和第二数字音频信号之间的输出状态转换“Sw”或切换点处增强可能的波形伪像(artifact)。如图所示，输出数字音频信号的测量波形在输出状态转换附近的整个时间期间是显著地平滑且连续的，指示在第一和第二数字音频信号之间不存在DC偏移或相位或振幅的失配。

Claims (29)

1.一种音频放大电路，包括：

输入端子，用于接收音频输入信号；

第一前置放大器，具有可操作地连接至所述输入端子的输入端，以及可操作地连接至第一模数转换器以提供具有第一信号放大率的第一数字音频信号的输出端；

第二前置放大器，具有可操作地连接至所述输入端子的输入端，以及可操作地连接至第二模数转换器以提供具有第二信号放大率的第二数字音频信号的输出端；

其中，所述第二信号放大率小于所述第一信号放大率。

2.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括可操作地连接在所述输入端子与所述第二前置放大器的输入端之间的衰减器。

3.根据权利要求2所述的音频放大电路，其中，所述衰减器包括电阻性或电容性分压器。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的音频放大电路，其中，以1kHz测量，所述输入端子处的输入阻抗的电容性分量小于500fF，优选地小于200fF，更优选地小于100fF。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的音频放大电路，其中，以1kHz测量，所述输入端子处的输入阻抗大于100MΩ，优选地大于1GΩ，更优选地大于10GΩ。

6.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，在300Hz与3kHz之间的整个频率范围内，所述第二信号放大率至少比所述第一信号放大率小10dB，优选地多于20dB，或多于40dB。

7.根据权利要求1或2所述的音频放大电路，其中，以1kHz测量，所述第二信号放大率至少比所述第一信号放大率小20dB。

8.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，在100Hz与10kHz之间的整个频率范围内，所述第二前置放大器和所述第一前置放大器具有基本上相同的小信号传递函数。

9.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，所述第二前置放大器的小信号传递函数包括一个极点，所述极点所在的频率比所述第一前置放大器的小信号传递函数的最低极点频率低诸如20Hz。

10.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，所述第一前置放大器和所述第二前置放大器的各小信号传递函数之间的相位差小于下面任何一项：

15度，优选地小于10度，在1kHz，

10度，优选地小于5度，在100Hz。

11.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，以1kHz测量，所述第二前置放大器的增益比所述第一前置放大器的增益至少小10dB。

12.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括两个或多个级联的诸如二极管或二极管耦合晶体管的非线性元件，其可操作地连接在DC电源干线、DC参考电压中的至少一个与所述输入端子之间，以将所述音频输入信号箝位在第一限制电平。

13.根据权利要求12所述的音频放大电路，包括：

诸如二极管或二极管耦合晶体管的一个或多个级联的非线性元件，连接至所述第一前置放大器的输入端，以将所述第一前置放大器的输入端的所述输入信号箝位在第一前置放大器限制电平；

其中，所述第一限制电平比所述第一前置放大器限制电平大诸如在0.5V与2.0V之间的值。

14.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中：

所述第一模数转换器和所述第二模数转换器分别包括∑Δ转换器，所述∑Δ转换器适用于以诸如在1MHz与10MHz之间的采样率的过采样采样率，分别产生所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号。

15.根据权利要求14所述的音频放大电路，进一步包括：

第一抽选滤波器，配置为以从第一过采样采样率至最终或尼奎斯特采样率接收和下采样所述第一数字音频信号；

第二抽选滤波器，配置为以从第二过采样采样率至最终或尼奎斯特采样率接收和下采样所述第二数字音频信号。

16.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括第一外部可接入输出端子和第二外部可接入输出端子，分别可操作地连接至所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号。

17.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括外部可接入输出端子，适用于提供包括所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号的时间复用的数字音频流。

18.根据权利要求15所述的音频放大电路，包括：数字音频接口，可操作地连接在所述第一数字音频信号、所述第二数字音频信号与所述外部可接入输出端子或多个端子之间，

所述数字音频接口被配置为以最终或尼奎斯特采样率将所述第一数字音频信号和所述第二数字音频信号转换成遵循诸如I²S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbus^TM的标准化数据通信或数字音频协议的数字音频流。

19.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括：用于接收外部时钟信号的时钟输入端子，

其中，所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的各采样频率由从所述外部时钟信号获得的所述音频放大电路的内部时钟信号来设定。

20.根据权利要求19所述的音频放大电路，其中，经由一个或多个外部可接入输出端子，与所述外部时钟信号同步地传输所述第一数字音频信号和第二数字音频信号。

21.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括：数字信号缩放函数，适用于：

用预定的或合适的增益系数对所述第一数字音频信号或所述第二数字音频信号进行缩放，以补偿所述第一信号放大率和所述第二信号放大率之间的放大率差。

22.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中，所述第一前置放大器或所述第二前置放大器包括：

差分放大器，具有同相输入端，可操作地连接至用于接收所述音频输入信号的所述输入端子，

反馈网络，连接在所述差分放大器的输出端和反相输入端之间。

23.根据权利要求22所述的音频放大电路，其中，所述反馈网络配置为提供从所述差分放大器的所述输出端至所述差分放大器的所述同相输入端的低通传递函数。

24.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括：同相增益缓冲器，连接在所述第一前置放大器的同相输入端和所述第二前置放大器的反相输入端之间。

25.一种半导体晶片或基板，包括根据权利要求1所述的音频放大电路。

26.一种微型电容性扩音器，包括：

电容性换能元件，响应于碰撞音以在换能信号端子处产生相应的换能信号；

根据权利要求25所述的半导体晶片和基板，经由输入焊点或端子连接至所述换能信号端子，用于接收和放大所述换能信号。

27.一种放大音频信号的方法，包括以下步骤：

在放大电路的输入端子处接收模拟音频输入信号；

向第一前置放大器的输入端施加所述模拟音频输入信号；

通过具有第一信号放大率的所述第一前置放大器产生第一放大输出信号；

将所述第一放大输出信号转换成第一数字音频信号；

向第二前置放大器的输入端施加所述模拟音频输入信号；

通过具有第二信号放大率的所述第二前置放大器产生第二放大率音频信号：其中，

所述第二信号放大率小于所述第一信号放大率。

28.根据权利要求27所述的放大音频信号的方法，进一步包括以下步骤：

以预定的量或系数对所述模拟音频输入信号进行衰减；

将经所述衰减的模拟音频输入信号施加至所述第二前置放大器的所述输入端。

29.根据权利要求27或28所述的放大音频信号的方法，进一步包括以下步骤：

通过级联两个以上诸如二极管或二极管耦合晶体管的非线性元件，将所述模拟音频输入信号箝位在第一限制电平，所述非线性元件可操作地连接在DC电源干线、DC参考电压中的至少一个与所述输入端子之间。

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