CN101924973A - 信号处理设备和信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及信号处理设备和信号处理方法。一种信号处理设备，包括：模数转换装置，所述模数转换装置接收通过检测扬声器的振动板的运动而获得的模拟检测信号，通过进行第一Δ-∑调制处理，把模拟检测信号转换成数字信号，并输出数字信号；信号处理装置，所述信号处理装置接收数字检测信号输出，产生数字反馈信号，并输出数字反馈信号；合成装置，所述合成装置把输入的数字音频信号转换成具有与反馈信号相同的采样频率，随后组合输入数字音频信号与作为负反馈的反馈信号；和数模转换装置，所述数模转换装置具有进行第二Δ-∑调制处理，和进行数字音频信号到模拟信号的转换的部分，在所述第二Δ-∑调制处理中，与反馈信号组合之后的数字音频信号被输入，并且数字音频信号被转换成数字信号。

Description

信号处理设备和信号处理方法

技术领域

本发明涉及按照预定目的对音频信号进行信号处理的信号处理设备及其方法。

背景技术

在声学领域中，已知MFB(动反馈)。MFB是一种通过检测扬声器单元的振动板的运动，和对输入音频信号施加负反馈，控制例如扬声器单元的振动板和输入音频信号以具有相同运动的技术。因此，例如低频带共振频率f0附近的振动被衰减，从而对低频带的不良影响，比如听觉上的所谓“嗡嗡低音(boomy base)”被抑制。

在JP-A-9-289699中公开了相关的技术。

发明内容

但是，迄今为止实际使用的MFB信号处理系统是由模拟电路构成的。

为了有效地获得MFB的优点，需要把通过利用传感器、电路等检测扬声器振动板的运动而获得的检测信号与从按照被反馈检测信号的音频信号驱动的扬声器再现的声音之间的相差调整到预定值之内。当相差不符合该预定值，超出允许范围时，例如，易于发生振荡等等，难以实际使用MFB信号处理系统。

从而，通过用数字电路代替模拟电路，能够容易地实现特性或操作模式之间的变化或转变，而不改变物理组件的常量，或者替换物理组件，从而能够获得显著的优点。

但是，为了利用数字电路构成MFB信号处理系统，要在检测信号的输入级和反馈后的音频信号的输出级中包括A/D转换器和D/A转换器。考虑到目前情况下广泛使用的A/D转换器和D/A转换器的处理时间，当在MFB信号处理系统中使用A/D和D/A转换器时，延迟相当长。因此，难以获得有效的控制优点。例如，在军事应用，工业应用之类领域中，存在延迟很小，采样频率相当高的A/D转换器和D/A转换器。不过，这种A/D转换器和D/A转换器相当昂贵，用在民用设备中并不实际。因此，在目前的情况下，MFB信号处理系统不是由数字电路构成，而是由模拟电路构成。

于是，需要提供一种使用数字电路，并且具有足够实用性的MFB信号处理电路。

按照本发明的一个实施例，提供一种信号处理设备，包括：模数转换装置，所述模数转换装置接收通过检测扬声器的振动板的运动而获得的模拟检测信号作为输入，通过进行第一Δ-∑(德尔塔-西格马，delta-sigma)调制处理，把模拟检测信号转换成具有预定采样频率，和等于或大于1比特的预定量化比特率的数字信号，和输出数字信号；信号处理装置，所述信号处理装置接收从模数转换装置输出的数字检测信号作为输入，产生数字反馈信号，和输出数字反馈信号；合成装置，所述合成装置把输入的数字音频信号转换成具有与反馈信号相同的采样频率，随后通过组合将由扬声器再现为声音的输入数字音频信号与作为负反馈的反馈信号，在合成阶段组合输入的数字音频信号和反馈信号；和数模转换装置，所述数模转换装置被配置成至少具有进行第二Δ-∑调制处理，和进行数字音频信号到模拟信号的转换的部分，在所述第二Δ-∑调制处理中，通过接收从合成装置输出的，与反馈信号组合之后具有采样频率f1和量化比特率a的数字音频信号，与反馈信号组合后的数字音频信号被输入，并且数字音频信号在预定的采样频率f1下被转换成具有量化比特率b(b＜a)的数字信号。

按照上述结构，在第一Δ-∑调制处理中，MFB的模拟检测信号被转换成具有预定采样频率和预定量化比特数的数字信号。信号处理装置接收这种信号格式的数字检测信号，并产生数字反馈信号，反馈信号与输入的数字音频信号组合，以实现负反馈。随后，为了以组合后的采样频率f1把预定量化比特数的音频信号转换成模拟信号，进行其中以采样频率f1把信号转换成量化比特率b(b＜a)的信号的Δ-∑调制处理。

这种信号处理系统的结构可被看作其中省略了A/D转换处理中的抽取处理和D/A转换处理中的过采样处理的结构。这样处理需要对应的处理时间。于是，按照本发明的实施例的信号处理系统的结构，由于不进行这样的处理，减小了信号传播时间。

通过如上所述减小信号传播时间，能够满足对MFB信号处理系统的响应速度的条件。换句话说，能够容易地实现实际使用数字MFB。当如上所述实际使用数字MFB时，能够获得诸如可实现利用模拟电路难以实现的功能，高音质之类的优点。

附图说明

图1是表示数字MFB信号处理系统的基本结构例子的方框图。

图2A-2C是表示DSP的符合MFB的数字信号处理单元的信号处理结构的例子的示图。

图3是对应于图1中所示的基本结构，在当前情况下自然考虑的数字MFB信号处理系统的具体结构例子的方框图。

图4是表示按照第一实施例的MFB信号处理系统的结构例子的方框图。

图5A和5B是表示包括在按照本发明的实施例的符合MFB的数字信号处理单元中的数字滤波器的结构例子的示图。

图6是按照第二实施例的MFB信号处理系统的结构例子的方框图。

图7是按照第三实施例的MFB信号处理系统的结构例子的方框图。

图8是表示其中对耳机(头戴式)应用按照本发明实施例的MFB信号处理系统的结构的例子的示图。

图9是表示其中对耳机(耳塞式)应用按照本发明实施例的MFB信号处理系统的结构的例子的示图。

图10是表示模拟MFB信号处理系统的结构例子的示图。

具体实施方式

下面，按照下述顺序说明本发明的模式(下面称为实施例)。

1.模拟MFB信号处理系统的结构例子

2.数字MFB信号处理系统：基本结构例子

3.数字MFB信号处理系统：考虑当前情况的实际结构的例子

4.数字MFB信号处理系统：第一实施例

5.数字MFB信号处理系统：第二实施例

6.数字MFB信号处理系统：第三实施例

7.应用于耳机的例子

1.模拟MFB信号处理系统的结构例子

由于诸如扬声器之类的音响设备具有能够按照信号移动的物理机械单元，因此与只具有电路的系统相比，这些音响设备具有较大的失真。从而，作为系统，对输入音频信号的追随能力不足，这被看作音质恶化的影响因素。从而，提出了通过建立把扬声器的实际驱动状态(比如扬声器的振动行为或者散发到空间中的声压)转换成电信号，以便反馈给利用扬声器再现音频信号的系统，从而降低失真的系统，改善再现音频的质量的技术。这被称为MFB(动反馈)。更具体地说，通过应用MFB，扬声器单元振动板的不必要振动，例如低频带共振频率f0附近的振动被抑制。因此，能够获得对低频带的不良影响(所谓的“嗡嗡低音”)受到抑制的声音。

图10表示其中用模拟电路构成对应于MFB的信号处理系统(MFB信号处理系统)的情况的例子。如图10中所示，首先，由低频带均衡器108对模拟音频信号进行后面说明的低频带补偿，模拟音频信号被输入合成器102。

合成器102接收从低频带均衡器108传送的音频信号，和从信号处理电路107传送的信号，作为输入。如后所述从信号处理电路107传送的信号是根据扬声器单元104的运动的检测而获得的MFB的反馈信号。合成器102组合从低频带均衡器108传送的音频信号和反相的反馈信号。换句话说，通过利用反馈信号施加负反馈，输出音频信号。

从合成器102输出的音频信号在功率放大器103被放大，并输出给扬声器单元104。因此，按照音频信号在扬声器单元104中再现声音。

按照MFB，在从功率放大器103延伸到扬声器单元104的驱动信号线中设置由电阻器R1、R2和R3构成的桥接电路105，桥接电路105的输出被配置成输入检测器/放大器电路106。

检测器/放大器电路106放大通过检测在扬声器单元104的音圈中产生的反电动势而获得的信号，并把放大的信号输出给低通滤波器(LPF)107。这里，桥接电路105检测的反电动势对应于与扬声器单元104的振动板的移动相应的振动板的速度的检测。

信号处理电路107被配置成根据从检测器/放大器电路106传送的检测信号，产生反馈信号。例如，信号处理电路107由用于消除检测信号的噪声分量的滤波电路、和调整反馈信号的增益的增益电路等构成。信号处理电路107产生的反馈信号被输出给合成器102。

因此，对输入音频信号施加与扬声器单元104的振动板的移动相应的负反馈。

从而，按照被施加负反馈的音频信号的放大输出，驱动扬声器单元104。因此，MFB的控制系统控制扬声器单元104按照输入音频信号的波形精确振动。例如，这变成在低频带共振频率f0被用作中心的情况下施加阻尼的操作。从而，如上所述，抑制了对低频带的不必要影响，从而改善了再现声音。

但是，由于如上所述，在低频带共振频率f0被用作中心的情况下施加阻尼，因此作为再现声音的频率特性，低频带的功率往往会降低。

设置低频带均衡器108，以便补偿低频带的功率的降低。换句话说，低频带均衡器108进行均衡，以致通过预先校正其中功率按照MFB降低的输入音频信号的低频带(频带补偿)，能够获得以最终再现音频为目标的频率特性。

2.数字MFB信号处理系统：基本结构例子

图10中所示的MFB信号处理系统是模拟系统。不过，通过把该系统配置成数字系统，例如，能够获得如下所述的许多优点。

首先，在反馈处理中，通过利用数字滤波器等，进行数字计算。

因此，原则上，来自周边或其外部的噪声难以影响反馈处理，于是，能够预期具有高精度的处理结果。另外，在使用模拟电路的情况下，由于电子组件器件的制造差异，难以获得足够高的精度。但是，通过进行数字计算，在计算结果中难以产生归因于这种差异的误差。因此，例如，能够预期对初始设计的产品的性能的控制。另外，不需要考虑所述差异设定对振幅、相位等的控制设计余量，能够严格设定控制设计余量。于是，能够获得较大的反馈，可期待较高的性能。另外，通过使用数字滤波器进行计算，能够获得使用模拟滤波器难以设计的复杂滤波器特性。因此，例如，能够进行更精细的控制处理。另外，在其中诸如DSP之类计算处理单元的资源并非不足的范围中，能够用软件设定复杂特性，而不会导致任何成本增加。

此外，由于能够用软件控制数字电路，因此易于恰当地改变施加反馈(例如改变反馈量)的方法。

因此，通过改变控制处理，以便与连接的扬声器等的特性匹配，能够进行具有较宽应用范围的控制处理。

从而，将说明其中在MFB信号处理系统中使用的数字电路的结构。图1表示利用数字电路构成MFB信号处理系统的情况的基本结构例子。图1中所示的MFB信号处理系统主要由DSP 11，DAC 12，功率放大器13，扬声器单元14，桥接电路15，检测器/放大器电路16和ADC 17构成。

这种情况下的输入音频信号是从数字音频源再现的数字音频信号。该数字音频信号被输入DSP(数字信号处理器)11。

在DSP 11中，形成数字均衡器11a，合成器11b和符合MFB的数字信号处理单元11c的信号处理单元。另外，DSP 11的信号处理功能由程序，例如分配给DSP 11的调用指令等实现。

输入DSP 11的数字音频信号首先被输入数字均衡器11a。数字均衡器11a对应于图10中所示的低频带均衡器108，按照预定的均衡特性均衡数字音频信号。因此，数字均衡器11a补偿从扬声器单元16传送的被施加MFB的再现声音的频带，以致获得目标频率特性。

从数字均衡器11a输出的数字音频信号被输出给合成器11b。合成器11b是对输入音频信号施加负反馈的部分。合成器11b使从符合MFB的数字信号处理单元11c输出的反馈信号反相，并组合输入的数字音频信号和反相的反馈信号。

在这种情况下，作为合成器11b的输出的数字音频信号被配置成作为DSP 11的输出，被输入DAC(D/A转换器)12。DAC 12把输入的数字音频信号转换成模拟音频信号。

功率放大器13放大从DAC 12传来的模拟音频信号，并把放大的模拟音频信号作为驱动信号提供给扬声器单元14的音圈。因此，从扬声器单元14再现数字音频源的声音。

类似于图10中所示的桥接电路105，如图1中所示，通过连接电阻器R1、R2和R3与从功率放大器13延伸到扬声器单元14的驱动信号线，构成桥接电路15。类似于图10中所示的检测器/放大器电路106，检测器/放大器电路16从桥接电路15的传感器部分接收信号，并产生与扬声器单元14的运动速度对应的检测信号。

在这种情况下，从检测器/放大器电路16输出的模拟检测信号由ADC(A/D转换器)17转换成数字信号，并被输入DSP 11的符合MFB的信号处理单元11c中。

符合MFB的信号处理单元11c对应于作为所谓的反馈电路的信号处理系统，并根据输入的数字检测信号产生反馈信号。图2A-2C表示桥接电路15获得与速度成比例的检测信号的前提下，符合MFB的信号处理单元11c的结构的三个例子。作为MFB的反馈控制方法，已知的有速度控制，加速度控制，位移控制等。不过在这里，图2A、2B和2C表示与其中按照桥接电路15的具备，采用速度控制，加速度控制，以及组合式速度控制和加速度控制的情况对应的结构。

首先，图2A表示其中作为与速度控制对应的结构，提供数字滤波器34a的结构。例如，数字滤波器34a被配置成FIR(有限脉冲响应)式或IIR(无限脉冲响应)式数字滤波器。数字滤波器34a的信号处理功能例如由从对应于速度的检测信号中除去与噪声对应的不必要频带分量的LPF，和设定反馈信号的输出增益的增益电路等实现。通过利用与速度对应的反馈信号，对输入音频信号施加反馈，能够获得按照检测的速度制动扬声器单元14的振动板的操作，作为MFB。换句话说，能够获得利用速度控制的MFB操作。

图2B是与加速度控制对应的结构，该结构包括微分处理部分34b和数字滤波器34c，如图中所示。微分处理部分34b计算输入检测信号的微分，并输出结果信号。如上所述，从桥接电路15获得的检测信号表示扬声器振动板的速度。因此，通过计算与速度对应的检测信号的微分，计算表示扬声器振动板的加速度的信号。换句话说，微分处理部分34b能够根据对应于速度的检测信号，获得对应于加速度的检测信号。例如，如图2A中所示，数字滤波器34c对从微分处理部分34b输出的信号进行信号处理，并输出结果信号，作为与加速度控制对应的反馈信号。通过利用反馈信号对输入音频信号施加反馈，能够获得作为加速度控制的MFB操作。

图2C是其中一起使用速度控制和加速度控制的结构，该结构包括数字滤波器34a，微分处理部分34b，数字滤波器34c和合成器34d。与如图2A中所示的速度控制相应地布置数字滤波器34a，微分处理部分34b和数字滤波器34c对应于如图2B中所示的加速度控制。

这种情况下，使检测信号分支，从而被输入由数字滤波器34a构成的系统，及由微分处理部分34b和数字滤波器34c构成的系统中。从数字滤波器34a输出对应于速度控制的反馈信号，按照由微分处理部分34b和数字滤波器34c进行的信号处理，输出与加速度控制对应的反馈信号。合成器34d组合与上述速度控制和加速度控制对应的反馈信号，并输出结果信号。换句话说，在这种情况下，通过把速度控制分量和加速度控制分量组合在一起，获得从符合MFB的数字信号处理单元11c输出的反馈信号。通过利用反馈信号对输入音频信号施加反馈，作为MFB的操作，一起获得对应于速度的控制和对应于加速度的控制。

另外，如图1中所示，通过布置桥接电路15作为检测扬声器振动板的运动的传感器，首先，根据扬声器振动板的运动检测速度。可以考虑MFB用传感器的其它结构。例如，作为检测速度的传感器，可以布置与扬声器单元的音圈分离的传感线圈，以便检测在传感线圈中获得的电流。另外，通过利用麦克风检测从扬声器单元施加的声压，与所检测的声压对应的检测信号可被视为扬声器单元的振动板的加速度。此外，通过在扬声器单元的振动板中布置物理加速度传感器，可检测加速度。另外，可以考虑其中通过根据静电电容的变化，检测扬声器单元的振动板的运动，获得与扬声器单元的振动板的位移对应的检测信号的情况。即使在如图1中所示，用数字电路构成MFB信号处理系统的情况下，传感器的结构也并不特别受限，而可以使用任意结构。这点也适用于其中构成按照后面说明的本发明实施例的MFB信号处理系统的情况。

3.数字MFB信号处理系统：考虑当前情况的实际结构的例子

图3表示对于其中按照图1和图2A-2C中表示的基本结构，利用目前已知的数字器件实际建立MFB信号处理系统的情况，自然考虑的实际结构例子。在下面的说明中，假定用Fs表示的基准采样频率(1Fs)代表当利用耳机设备最初收听数字音频源时，数字音频信号的采样频率。数字音频源的一个实际例子是类似于记录在CD(光盘)中的数字音频信号的、具有Fs＝44.1kHz和16比特量化比特数的音频源。在图3中，与图1中所示相同的每个部分被赋予相同的附图标记。图3中所示的整体结构和用模拟器件构成的部分与参考图1所述的相同，从而这里省略对其的说明。

首先，说明ADC 17。这种情况下，ADC 17例如实际上由一个组件或器件构成。ADC 17接收从检测器/放大器电路16输出的模拟检测信号作为输入，把检测信号转换成用与后面说明的数字音频源的采样频率和量化比特数相同的1Fs采样频率和16比特量化比特数([1Fs和16比特)]数字化(量化)的数字信号(PCM信号)，并输出转换后的数字信号。

作为实现这种功能的一种结构，如图3中所示，这种情况的ADC17包括Δ-∑调制器17a，抽取滤波器17b和输出缓冲器17c。首先，输入ADC 17的模拟音频信号由Δ-∑调制器17a转换成[64Fs(＝2.8224MHz)和1比特]的数字信号。通过使该数字信号经过FIR(有限脉冲响应)抽取滤波器17b，[64Fs和1比特]的数字信号被转换成[1Fs和16比特]的数字信号，并用输出缓冲器17c在数字信号阶段进一步放大。这种情况下，作为ADC 17的输出，输出缓冲器17c的输出被输入DSP11的符合MFB的数字信号处理单元11c中。

本例的DSP 11是以例如单芯片组件的形式提供的。类似于图1，DSP 11具有数字均衡器11a、合成器11b和符合MFB的数字信号处理单元11c，用于按照指令(程序)实现信号处理功能。

这种情况的符合MFB的数字信号处理单元11c具有FIR滤波器的结构。符合MFB的数字信号处理单元11c被配置成接收16比特量化比特数的信号作为输入，并把该信号乘以16比特系数。因此，从符合MFB的数字信号处理单元11c输出的反馈信号的格式为[1Fs和16比特]，与输入检测信号的格式相同。

另外，在数字音频源信号被输入DSP 11的时候，数字音频源的信号是[1Fs和16比特]格式的数字音频信号。类似于接收数字音频源信号作为输入的数字均衡器11a或者符合MFB的数字信号处理单元11c，DSP 11被配置为FIR滤波器。DSP 11被配置为接收16比特量化比特数的信号作为输入、并把输入信号乘以16比特系数的计算电路。因此，从数字均衡器11a输出的校正频率特性之后的数字音频信号呈[1Fs和16比特]的格式。

作为施加负反馈的处理，合成器11b把呈[1Fs和16比特]格式的数字音频信号和反相的反馈信号组合在一起。因此，从合成器11b输出给DAC 12的数字音频信号也呈[1Fs和16比特]的格式。

例如，以单芯片组件的形式提供DAC 12。DAC 12把由上述ADC17转换格式的数字信号转换成模拟信号。作为DAC 12的内部构成，例如如图中所示，包括过采样滤波器12a、Δ-∑调制器12b和模拟LPF(低通滤波器)12c。

过采样滤波器12a对输入DAC 12的[1Fs和16比特]的数字信号进行过采样处理，以便把输入的数字信号转换成[64Fs和16比特]格式的数字信号，转换后的数字信号被输出给Δ-∑调制器12b。Δ-∑调制器12b把输入的数字信号转换成1比特的格式。换句话说，Δ-∑调制器12b把输入的数字信号转换成[64Fs和1比特]格式的数字信号，并输出转换后的数字信号。通过使作为Δ-∑调制器12b的输出的[64Fs和1比特]的数字信号经过模拟LPF 12c，获得模拟音频信号，作为模拟LPF 12c的输出。换句话说，输入DAC 12的[1Fs和16比特]的数字音频信号被转换成模拟音频信号，作为DAC 12的输出的转换后的模拟音频信号被输入功率放大器13。

在图3中所示的结构中，例如，使用对商业用途来说，能够容易地获得的A/D转换器、DSP、D/A转换器等等。图3中所示的结构是当在目前情况下，建立与诸如CD之类的音频源对应的实际数字MFB系统(MFB信号处理系统)时，首先自然考虑的结构。

不过，已知按照上述结构，实际上难以获得足以满足实际应用的MFB控制效果。其原因在于信号处理时间，即，作为ADC 17和DAC12的实际器件的输入/输出时间间隔的延迟相当长。最初，这种器件是考虑到均匀处理作为音频声源(比如普通乐曲)的音频信号而构成的。因此，即使在存在与信号处理相应的延迟的情况下，也不存在问题。但是，当在MFB信号处理系统中使用这种器件时，延迟相当长。换句话说，在利用这种器件构成的整个MFB信号处理系统中，在检测器/放大器电路16按照来自桥接电路15的输出获得检测信号之后，到从扬声器单元14以声音的形式再现和输出被施加反馈的音频信号为止，存在时间(响应速度)方面的较长延迟。由于上述延迟的缘故，作为MFB的反馈操作被大大延迟，难以实际获得良好的控制结果。例如，当用于44.1KHz及以下的采样频率的仅ADC 17的延迟是对应于40个样本的时间时，仅仅归因于上述延迟，频率等于或大于约550Hz的信号的相位延迟就等于或大于180°。因此，仅仅通过A/D转换，相位就被旋转这样的数量。于是，当通过LPF(低通滤波器)、BPF(带通滤波器)等额外进行滤波处理时，相位的旋转会进一步增大。在延迟增大到这种程度的情况下，难以获得利用MFB的控制效果，容易出现诸如声音重现作用之类的现象。从而，为了保持系统的稳定性，以MFB控制为目标的频带被大大缩小。换句话说，在图3中所示的结构中，难以获得足以满足实际应用的MFB的效果。这是直到目前为止，实际上仅仅使用模拟型MFB的原因。

但是，如上所述，采用数字MFB信号处理系统具有重大的优点。从而，作为本发明的一个实施例，提出一种其中采用数字MFB信号处理系统来解决上述延迟问题，以便得到实际应用的结构，如下所述。

4.数字MFB信号处理系统：第一实施例

图4表示按照第一实施例的MFB信号处理系统的结构例子。这里，在图4中，与图3中所示相同的每个部分被赋予相同的附图标记，其说明将被省略或简化。在图4中所示的结构中，首先，提供ADC 20，代替图3中所示的ADC 17。例如，ADC 20由单芯片组件构成。如图4中所示，ADC 20被配置成只包括Δ-∑调制器21。Δ-∑调制器21把输入模拟信号转换成[64Fs(＝2.8224MHz)和1比特]格式的数字信号。随后，Δ-∑调制器21的输出作为ADC 20的输出被输入DSP 30。

例如，DSP 30同样由单芯片组件构成。对于这种情况，如图4中所示，DSP 30被配置成包括数字均衡器31、过采样滤波器32、合成器33和符合MFB的数字信号处理单元34。

类似于图3中所示的DSP 11的符合MFB的数字信号处理单元11c，图4中所示的符合MFB的数字信号处理单元34具有作为根据检测信号产生反馈信号的反馈电路的信号处理功能。对图3中所示的DSP 11的符合MFB的数字信号处理单元11c来说，输入或输出的数字音频信号的格式为[1Fs和16比特]。另一方面，对图4中所示的符合MFB的数字信号处理单元34来说，输入信号的格式为[64Fs和1比特]，通过利用16比特系数进行计算，输出的格式为[64Fs和16比特]。例如，符合MFB的数字信号处理单元34可由FIR数字滤波器构成。因此，以多比特的形式形成符合MFB的数字信号处理单元34的输出。这里，作为所述多比特的量化比特数(或比特率)被设为16比特。根据下面的说明能够理解，把从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的格式配置成[64Fs和16比特]的原因是为了在合成阶段，使反馈信号的格式与[64Fs和16比特]的数字音频信号的格式一致。

类似于图3中所示的数字均衡器11a，图4中所示的数字均衡器31接收[1Fs和16比特]格式的数字音频源信号(数字音频信号)作为输入，并通过利用16比特系数进行计算，对数字音频源信号进行量化处理，以便补偿低频带。随后，数字均衡器31输出与输入的格式相同的[1Fs和16比特]格式的音频信号。

在这种情况下，从数字均衡器31输出的[1Fs和16比特]的音频信号被输入过采样滤波器32。这种情况下，过采样滤波器32把数字音频信号从[1Fs和16比特]的格式转换成[64Fs和16比特]的格式。这里，把数字音频源信号转换成[64Fs和16比特]的格式的原因是为了使输出的数字音频信号具有与从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号相同的数字信号格式。

合成器33接收如上所述具有相同的[64Fs和16比特]格式的数字音频源信号和反馈信号作为输入。随后，合成器33组合数字音频源信号和其相位被反转的反馈信号，并输出被施加反馈的数字音频信号。作为DSP 30的输出，合成器33的输出被输入DAC 40。

例如，图4中所示的DAC 40由单芯片组件构成。DAC 40包括Δ-∑调制器41和模拟LPF 42。通过比较DAC 40和图3中所示的DAC12，可注意到在DAC 40中省略了过采样滤波器12a。

Δ-∑调制器41接收从DSP 30的合成器33输出的[64Fs和16比特]的数字音频信号作为输入，通过进行1比特转换处理，把数字音频信号转换成[64Fs和1比特]的数字信号，并输出转换后的数字信号。作为Δ-∑调制器41的输出的数字信号通过模拟LPF 42被转换成模拟音频信号，从DAC 40输出该模拟音频信号。如上所述获得的模拟音频信号被功率放大器13放大，用于驱动扬声器单元14。

这里，在图4中所示的结构中，根据桥接电路15和检测器/放大器电路16检测的检测信号，产生反馈信号。将关注在扬声器单元14以声音的形式输出与(反相的)反馈信号组合的输入音频信号之前进行的数字信号处理系统的操作。从而，数字信号处理系统可被看作按照Δ-∑调制器21，符合MFB的数字信号处理单元34，合成器33，Δ-∑调制器41和模拟LPF 42的顺序进行数字信号处理。当与图1的情况比较时，这可被看作未经过置于A/D转换一侧的抽取滤波器和置于D/A转换一侧的过采样滤波器。

如上所述，在图3中所示的结构中，ADC 17和DAC 12中的延迟相当大。实际上，作为导致这种延迟的一个因素，在ADC 17中，归因于抽取滤波器17b的延迟是主要的，在DAC 12中，归因于过采样滤波器12a的延迟是主要的。由于关注到这一点，构成了本实施例。换句话说，为了在MFB数字信号处理系统中排除置于A/D转换一侧的抽取滤波器和置于D/A转换一侧的过采样滤波器中的延迟的影响，使DSP 30的符合MFB的数字信号处理单元34的输入和输出分别直接与Δ-∑调制器21(ADC 21)和Δ-∑调制器41(在DAC 40内)连接。因此，排除了导致MFB信号处理系统的D/A转换一侧和A/D转换一侧的延迟的主要因素，从而显著减小MFB的信号处理的延迟。因此，减小了上面说明的相位旋转。结果，能够获得足以满足实际应用的MFB控制效果。换句话说，能够获得可实际应用的数字MFB系统。

另外，在本实施例中，符合MFB的数字信号处理单元34被配置成具有很小的延迟，从而能够获得具有高实用性和高性能的MFB信号处理系统。为了构成具有很小延迟的符合MFB的数字信号处理单元34，例如可以考虑使用下述结构。首先一般地，在采用FIR数字滤波器(FIR滤波器)作为符合MFB的数字信号处理单元34的情况下，采用如图5A中所示的结构。换句话说，在利用8抽头FIR滤波器构成符合MFB的数字信号处理单元34的情况下，如图中所示，首先通过把七个延迟器D1-D7串联连接在一起，形成移位寄存器。另外，布置接收延迟器D1的输入数据，和延迟器D1-D7的输出数据(它们是移位寄存器的输出)作为输入，并利用预定系数对该数据进行乘法的系数器h0-h7，和将系数器h0-h7的输出相加起来的加法器P。在这种情况下，由于输入数字信号呈[64Fs和1比特]的格式，因此延迟器D1-D7和系数器h0-h7接收一比特的信号。另外，为了把输出配置成[64Fs和16比特]的格式，以多比特的形式，把在系数器h0-h7中设置的系数配置成16比特，从而，系数器h0-h7的输出被配置成16比特。随后，加法器P把系数器h0-h7的输出加起来。

图5A中所示的结构可被看作其中通过排列延迟器D1的输入数据和延迟器D1-D7的输出数据而获得的8比特数据被转换成与比特模式线性对应的16比特的比特模式，并被输出的结构。根据上述结构，符合MFB的数字信号处理单元34能够由延迟器D1-D7和ROM 60构成，如图5B中所示。在图5B中，8比特数据由在相同计时的1比特的延迟器D1的输入数据，和1比特的每个延迟器D1-D7的输出数据(它们被看作移位寄存器的输出)构成，ROM 60的地址被配置成根据该8比特数据指定。由于8比特能够表示的比特模式为256种，因此0-255被设为ROM 60的地址。随后，在ROM 60中，组合地址0-255保存16比特的适当比特模式。通过采用这种结构，能够获得通过在每一个样本的定时，对ROM 60指定0-255的地址，从ROM 60读出与指定地址对应的16比特比特模式的数据的操作。如上所述读出的16比特数据被配置成按照本实施例的符合MFB的数字信号处理单元34的输出。按照这种结构，省略了如图5A中所示的系数器h0-h7和加法器P。因此，通过在指定地址读取ROM 60，实现这样的处理，从而简化了电路规模。

另外，作为实现具有很小延迟的符合MFB的数字信号处理单元34的另一种结构，存在一种利用最小相移滤波器的结构。例如，按照图5A中所示的结构，这可通过把将在系数器h0-h7中设置的系数模式设置成最小相移模式来实现。另一方面，可以考虑使用IIR(无限脉冲响应)数字滤波器的另一种结构。IIR滤波器具有结果延迟量较小的特性。

另外，在本实施例中，如下设定符合MFB的数字信号处理单元34的输出信号的采样频率。首先，这种情况的DSP 10接收[1Fs和16比特]格式的数字音频源信号(数字音频信号)作为输入，并通过由过采样滤波器32进行的过采样处理，把数字音频源信号转换成[64Fs和1比特]的格式。合成器33的输入和输出的格式不变。换句话说，通过过采样，将从DSP输出的数字音频信号的采样频率被设为64Fs。

因此，被输入从DSP 30输出的数字音频信号的DAC 40的Δ-∑调制器41被配置成把[64Fs和16比特]格式的信号转换成1比特的信号。从而，Δ-∑调制器41的输出具有[64Fs和1比特]的格式。另外，在本实施例中，从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号未通过过采样滤波器被输入合成器33。因此，反馈信号的格式被配置成与Δ-∑调制器41的输入(它对应于通过合成器33的过采样滤波器的输出)对应的[采样频率和量化比特数]。从而，在图2A和2B中，从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的格式被配置成[64Fs和16比特]。另外，就采样频率来说，从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号被设置成与Δ-∑调制器41的输出信号相同。另外，此处的过采样之后的采样频率，即，按照本实施例的符合MFB的数字信号处理单元34的输出信号(反馈信号)的采样频率被设为64Fs。不过，过采样后的采样频率并不局限于此。换句话说，可以设置高于1Fs(所述1FS是作为这里处理的数字音频源的数字音频信号(PCM(脉码调制)信号)的采样频率)，并且足以获得例如具有等于或高于预定水平的质量的再现声音的频率值。具体地说，当用Fs表示作为数字音频源的PCM信号的采样频率时，反馈信号的采样频率(过采样之后的采样频率)被设为下限为2Fs，并且具有由2的乘幂表示的Fs的系数的值。在实际应用中，可取的是把过采样之后的采样频率设为等于或大于4Fs的值。

5.数字MFB信号处理系统：第二实施例

下面参考图6，说明按照第二实施例的MFB信号处理系统的结构例子。在图6中，与图4中所示相同的每个部分被赋予相同的附图标记，这里省略对其的说明。首先，说明按照第二实施例的基本结构。图6中所示的DAC 40主要由过采样滤波器44，合成器45，Δ-∑调制器41，PWM(脉宽调制)调制器43和模拟LPF 42构成。通过在图4中所示的DAC 40的Δ-∑调制器41和模拟LPF 42之间插入PWM调制器43，获得这种结构。

另外，这种情况的[1Fs和16比特]格式的数字音频源信号被输入DSP 30的数字均衡器31，并按照[1Fs和16比特]的相同格式被输入DAC 40的过采样滤波器44。这种情况的过采样滤波器44接收上述[1Fs和16比特]格式的数字信号作为输入，把数字信号转换成[16Fs和16比特]格式的信号，并输出转换后的信号。

随后，布置在DAC 40内的合成器45需要把[16Fs和16比特]的数字信号组合在一起。因此，从这种情况下的符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号不应具有图4中所示情况的[64Fs和16比特]的格式，而应具有[16Fs和16比特]的格式。从而，这种情况的符合MFB的数字信号处理单元34需要包括对于64Fs的输入采样频率，输出16Fs的采样频率的提取处理。换句话说，符合MFB的数字信号处理单元34被配置成具有充当抽取滤波器34e的功能，以及产生反馈信号的初始功能。可以考虑几种结构作为这样的结构。不过，作为最有效的结构，可以考虑其中通过利用具有LPF特性的符合MFB的数字信号处理单元34的数字滤波器34a和34c的结构，数字滤波器还被直接用作抽取滤波器的结构。类似地，抽取滤波器具有LPF的特性。

合成器45组合由过采样滤波器44过采样成[16Fs和16比特]的数字音频源的数字音频信号，和从符合MFB的数字信号处理单元34输出的[16Fs和16比特]的反馈信号，以便相加在一起。合成信号被输入Δ-∑调制器41。在第二实施例中，在反转反馈信号的相位之后，符合MFB的数字信号处理单元34输出反馈信号。因此，这种情况的合成器45可实现其中只相加输入信号的合成处理。

这种情况的Δ-∑调制器41不把输入信号转换成1比特，而是把输入信号转换成其量化比特数为5比特的[16Fs和5比特]的信号。随后，[16Fs和5比特]的信号被输入PWM调制器43，对该信号进行PWM调制。另外，通过使信号经过模拟LPF 43，获得模拟音频信号，作为DAC 40的输出。换句话说，基于D类放大器的结构被用作第二实施例的D/A转换的一部分。

另外，作为第二实施例的改进例子，可以考虑下述内容。例如，如图中所示，通过在多级串联连接上采样电路46a-46d，形成过采样滤波器44。这里，每个上采样电路46a-46d把输入信号的采样频率转换成原来的2倍。从而，通过在四级连接这样的上采样电路，能够以[16(＝2×2×2×2)Fs和16比特]的格式输出[1Fs和16比特]的输入信号。另外，符合MFB的数字信号处理单元34通过利用抽取滤波器34e，把具有64Fs采样频率的输入信号转换成具有低于16Fs的8Fs、4Fs或2Fs采样频率的16比特信号，以便输出。随后，该信号被配置成按照采样频率被输入过采样滤波器44的预定上采样电路。

例如，当从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的格式为[8Fs和16比特]时，在过采样滤波器44中插入合成器47c，置于上采样电路46d之前。从而，合成器47c被配置成把从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号和上采样电路46c的输出组合在一起，并把组合后的信号输出给上采样电路46d。按照这种结构，被上采样到[8Fs和16比特]的数字音频源信号，和从符合MFB的数字信号处理单元34输出的[8Fs和16比特]相同格式的反馈信号由合成器47c组合在一起。随后，通过使组合后的信号经过上采样电路46d，最终，信号可作为[16Fs和16比特]的音频信号被输入Δ-∑调制器43(这种情况下，可以省略合成器42)。

类似地，当从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的格式为[4Fs和16比特]时，在过采样滤波器44中插入合成器47b，置于上采样电路46c之前。从而，合成器47b被配置成把符合MFB的数字信号处理单元34的输出信号和上采样电路46c的输出组合在一起，并把组合后的信号输出给上采样电路46c。另一方面，当从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的格式为[2Fs和16比特]时，在过采样滤波器44中插入合成器47a，置于上采样电路46b之前。从而，合成器47a被配置成把符合MFB的数字信号处理单元34的输出信号和上采样电路46b的输出组合在一起，并把组合后的信号输出给上采样电路47b。

在这种改进例子中，与约一个采样周期对应的计算步骤的数目被增大。因此，优点是当在一个采样周期内，符合MFB的数字信号处理单元34的必要计算量被增大时，能够在不增大系统的时钟频率的情况下实现所希望的滤波特性。

在第一实施例中，从符合MFB的数字信号处理单元34输出的反馈信号的采样频率被描述成和由置于DAC 40一侧的Δ-∑调制器41处理的信号的采样频率相同。不过，在上面说明的改进例子中，反馈信号的采样频率小于由Δ-∑调制器41处理的信号的采样频率。不过，当考虑在数字滤波器中包括置于反馈信号经过的过采样滤波器44内的上采样电路，作为其组成部分时，即使在这种情况下，反馈信号的采样频率也与由DAC 40的Δ-∑调制器41处理的信号的采样频率相同。另外，按照改进例子的结构，反馈信号经过DAC 40的过采样滤波器41的一部分。因此，与反馈信号不经过过采样滤波器41的情况相比，产生对应的延迟。不过，与如图3中所示，反馈信号完全经过过采样滤波器12a的情况相比，能够获得DAC 40中的延迟量被减小的优点。

6.数字MFB信号处理系统：第三实施例

图7表示作为第三实施例的结构例子。在图7中，与图4中所示相同的每个部分被赋予相同的附图标记，这里省略对其的说明。在到目前为止说明的实施例中，数字音频源被假定为CD之类的[1Fs和16比特]的PCM式数字音频源。[1Fs和16比特]的数字音频信号格式是目前的主流之一。不过，除此之外，如同记录在SACD(超级音频CD)等中的具有[64Fs和1比特]格式的数字音频信号，作为一种形式的音频内容处理在Δ-∑调制之后具有与该格式对应的DSD(直接流数字)等格式的信号。作为第三实施例，表示当数字音频源采取DSD格式时的结构例子。

图7中所示的DSP 30被配置成包括比特扩展器35，数字均衡器31，合成器33，和符合MFB的数字信号处理单元34。与图4中所示的结构相比，这种结构可被看作其中新增加了比特扩展器35，省略了过采样滤波器32的信号处理结构。另外，DAC 40和ADC 20的结构与图4中所示的相同。

图7中所示的数字音频源是具有[64Fs和1比特]的DSD格式的信号。该信号被输入DSP 30的比特扩展器35中。比特扩展器35接收[64Fs和1比特]的数字音频源信号作为输入，通过进行16比特扩展处理把输入信号转换成[64Fs和16比特]的信号，并把转换后的信号输出给数字均衡器31。

这里，比特扩展器35进行的比特扩展处理表示把具有DSD格式的1比特信号，即，只能处理1或0的二进制值的信号转换成由16比特构成的0x0400(0.5)或0xC000(-0.5)的处理。因此，比特扩展器35可由具有LPF特性的数字滤波器构成。此外，比特扩展器35可被配置成包括ROM，如图5B中所示。

这种情况的数字均衡器31接收上述[64Fs和16比特]格式的数字音频信号作为输入，并进行16比特计算处理。按照对应于64Fs的时钟定时进行该计算处理。随后，数字均衡器31以和在输入级相同的[64Fs和16比特]格式输出均衡处理之后的数字音频信号。数字均衡器31把上述信号输出给合成器33。

作为比较，在图4中，数字均衡器31被配置成接收与数字音频源信号的[1Fs和16比特]格式对应的[1Fs和16比特]信号，并输出相同的[1Fs和16比特]格式的信号。此外，数字均衡器31的输出被过采样滤波器32转换成[64Fs和16比特]的格式，并被输出给合成器33。换句话说，类似于图7中所示的例子，在数字音频信号采取[64Fs和1比特]格式的情况下，在DSP 30的输入级，采样频率可被保持为64Fs，从而能够省略过采样滤波器32。代替这种情况，通过进行比特扩展，音频信号的量化比特数被配置成16比特，与反馈信号相同。另外，数字均衡器31的输入和输出的格式被配置成与[64Fs和16比特]对应。

随后，合成器33组合如上所述从数字均衡器31输出的[64Fs和16比特]格式的数字音频信号，和相同的[64Fs和16比特]格式的反相反馈信号，并把得到的信号输出给DAC 40。

作为具有至此说明的本实施例的MFB信号处理系统的实际设备，存在一种有源扬声器。在该有源扬声器中，集成形成接收音频信号作为输入，并通过接收供电进行信号处理和信号放大的信号处理和放大电路与扬声器。另外，本实施例可应用于其中集成形成再现数字音频源的播放器和扬声器的音频再现设备等。此外，按照本实施例的结构可应用于除如上所述的包括扬声器和音频信号处理电路的单一设备之外的设备，例如应用于音频组件系统等。例如，在由扬声器单元和放大器构成的音频组件系统中，首先，在扬声器单元一侧布置诸如桥接电路15之类的传感器。另外，在放大器一侧，布置用于从传感器接收信号的端子，输入该端子的信号被输入检测器/放大器电路16。此外，例如，包括在至此说明的实施例中表示的ADC 20，DSP 30，DAC 40等。

7.应用于耳机的例子

在耳机中，包括通常称为驱动器的部分，该部分利用与扬声器的结构等同的结构，把音频信号转换成声音。根据这一点，本实施例的MFB信号处理系统的结构可被认为适用于耳机。图8表示把按照本实施例的MFB信号处理系统的结构应用于头戴式耳机的情况。在图8中，与一只耳朵(声道)对应的耳垫被表示成头戴式耳机100。在头戴式耳机100中，包括与至此说明的实施例的扬声器单元14对应的驱动器101。在图8中，作为利用MFB控制驱动上述驱动器的MFB信号处理系统的结构，表示了与图4中所示的第一实施例相同的结构。不过，代替第一实施例的结构，例如，可以使用图6和7中所示的第二和第三种结构。通过把本实施例的MFB信号处理系统的结构应用于如上所述的耳机，在耳机的收听环境中，能够获得利用数字电路的MFB信号处理系统的优点。

在为耳机实际构成本实施例的MFB信号处理系统的情况下，例如，首先，图8中所示的整个MFB信号处理系统可被认为被置于耳机一侧。在图8中所示的例子中假定了这种结构。换句话说，在图8中，在音频播放器19中再现的模拟音频信号被ACD 18转换成数字信号，并被输入DSP 30。例如，ADC 18可被置于耳机一侧。按照这种结构，例如，耳机100的插头与音频播放器19的模拟音频信号输出端子连接。结果，从音频播放器19输出的模拟音频信号被输入置于耳机100一侧的ADC中。

另一方面，作为对耳机应用MFB信号处理系统的情况的另一种结构，MFB信号处理系统可被认为被分成位于耳机一侧和音频播放器一侧的两个部分。例如，诸如桥接电路15之类的传感器被置于耳机一侧，包括检测器/放大器电路16，ADC 20，DSP 30，DAC 40和功率放大器13在内的剩余组件被置于与耳机连接的音频播放器一侧。

另外，作为如表示成图9中的耳塞式耳机101的耳机，已知一种把驱动器101的单元部分挂在耳廓上，或者插入耳穴中的耳机(也被称为管式耳机)。如图8中所示，按照本实施例的MFB信号处理系统也可应用于这样的耳塞式耳机101。

本申请包含于在2009年6月12日向日本专利局提出的日本优先权专利申请JP2009-140967中公开的主题相关的主题，该专利申请的整个内容在此引为参考。

本领域的技术人员应明白根据设计要求和其它因素，可以做出各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在附加权利要求或其等同物的范围之内。

Claims (7)

1.一种信号处理设备，包括：

模数转换装置，接收通过检测扬声器的振动板的运动而获得的模拟检测信号作为输入，通过进行第一Δ-∑调制处理，把所述模拟检测信号转换成具有预定采样频率和等于或大于1比特的预定量化比特数的数字信号，并输出该数字信号；

信号处理装置，接收从所述模数转换装置输出的数字检测信号作为输入，产生数字反馈信号，并输出该数字反馈信号；

合成装置，把输入的数字音频信号转换成具有与反馈信号相同的采样频率，随后通过组合反馈信号与将由所述扬声器再现为声音的输入的数字音频信号作为负反馈，在合成阶段组合输入的数字音频信号和反馈信号；和

数模转换装置，被形成为至少具有进行第二Δ-∑调制处理的部分，在所述第二Δ-∑调制处理中，通过接收从所述合成装置输出的、与反馈信号组合之后的具有预定采样频率f1和量化比特数a的数字音频信号，并进行所述数字音频信号到模拟信号的转换，与反馈信号组合后的数字音频信号被输入，并且该数字音频信号被转换成具有预定采样频率f1的量化比特数b(b＜a)的数字信号。

2.按照权利要求1所述的信号处理设备，

其中所述信号处理装置具有用于产生反馈信号的数字滤波器，以及

其中所述数字滤波器包括：

移位寄存器，具有预定数目的抽头，将被输入所述数字滤波器的数字信号的样本数据被输入所述移位寄存器中；和

数据处理装置，与每个地址相关联地把与所述数字滤波器的输出信号的量化比特数对应的比特数的输出数据保持在预定存储区中，从该存储区读出与由所述移位寄存器的输出指定的地址对应的输出数据，并把所述数字滤波器的输出设定为所读出的输出数据。

3.按照权利要求2所述的信号处理设备，

其中所述信号处理装置的所述数字滤波器被配置成具有作为抽取滤波器的功能，和

其中所述信号处理装置包括上采样装置，所述上采样装置把与从所述数字滤波器输出的反馈信号组合的输入音频信号的采样频率升高到将被输入用于进行所述第二Δ-∑调制处理的部分的采样频率。

4.按照权利要求3所述的信号处理设备，

其中所述数模转换装置包括过采样滤波器，所述过采样滤波器通过使用把预定数目的级串联连接在一起的上采样电路来对音频信号进行过采样，并把过采样的音频信号输入用于进行所述第二Δ-∑调制处理的部分，和

其中通过使用适合于将被升高到的采样频率的至少一级上采样电路来形成所述上采样电路。

5.按照权利要求4所述的信号处理设备，

其中所述合成装置组合从具有多级的上采样电路中的特定上采样电路输出的数字音频信号和反馈信号，和

其中所述数字滤波器的所述抽取滤波器进行下采样，以致采样频率与从所述特定上采样电路输出的数字音频信号的采样频率相同。

6.一种信号处理方法，包括下述步骤：

接收通过检测扬声器的振动板的运动而获得的模拟检测信号作为输入，通过进行第一Δ-∑调制处理，把所述模拟检测信号转换成具有预定采样频率和等于或大于1比特的预定量化比特数的数字信号，并输出该数字信号；

接收在所述模拟检测信号的转换中输出的数字检测信号，产生数字反馈信号，并输出数字反馈信号；

把输入的数字音频信号转换成具有与反馈信号相同的采样频率和量化比特数，随后通过组合反馈信号与将由所述扬声器再现为声音的输入的数字输入音频信号作为负反馈，在合成阶段组合输入的数字音频信号和反馈信号；和

至少形成用于进行第二Δ-∑调制处理部分，在所述第二Δ-∑调制处理中，通过接收在输入音频信号的转换中输出的、与反馈信号组合之后具有采样频率f1和量化比特数a的数字音频信号，并进行所述数字音频信号到模拟信号的转换，与反馈信号组合后的数字音频信号被输入，并且该数字音频信号被转换成具有预定采样频率f1的量化比特数b(b＜a)的数字信号。

7.一种信号处理设备，包括：

模数转换单元，被配置成接收通过检测扬声器的振动板的运动而获得的模拟检测信号作为输入，通过进行第一Δ-∑调制处理，把该模拟检测信号转换成具有预定采样频率和等于或大于1比特的预定量化比特数的数字信号，并输出该数字信号；

信号处理单元，被配置成接收从所述模数转换单元输出的数字检测信号作为输入，产生数字反馈信号，并输出该数字反馈信号；

合成单元，被配置成把输入的数字音频信号转换成具有与反馈信号相同的采样频率，随后通过组合反馈信号与将由所述扬声器再现为声音的输入的数字音频信号作为负反馈，在合成阶段组合输入的数字音频信号和反馈信号；和

数模转换单元，被配置成至少具有用于进行第二Δ-∑调制处理的部分，在所述第二Δ-∑调制处理中，通过接收从所述合成单元输出的、与反馈信号组合之后具有采样频率f1和量化比特数a的数字音频信号，并进行数字音频信号到模拟信号的转换，与反馈信号组合后的数字音频信号被输入，并且该数字音频信号在预定的采样频率f1下被转换成具有量化比特数b(b＜a)的数字信号。

Images