DE102013206838B4 - System und verfahren für einen kapazitiven signalverstärker mit hohem eingangssignal - Google Patents

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Abstract

Verfahren, das Folgendes umfasst:
Bestimmen einer Amplitude eines von einer kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Eingangssignals in einem analogen Bereich;
Komprimieren des Eingangssignals in dem analogen Bereich zum Ausbilden eines komprimierten Analogsignals auf der Basis der bestimmten Amplitude;
Umwandeln des komprimierten Analogsignals in ein komprimiertes Digitalsignal und
Dekomprimieren des Digitalsignals in einem digitalen Bereich zum Ausbilden eines dekomprimierten Digitalsignals.

Description

  • ERFINDUNGSGEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Halbleiterschaltungen und -verfahren und insbesondere einen Verstärker für eine kapazitive Signalquelle mit geringer Verzerrung.
  • ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
  • Audiomikrofone werden üblicherweise in einer Vielzahl von Verbraucheranwendungen wie etwa Mobiltelefonen, digitalen Audioaufzeichnungsgeräten, PCs und Telekonferenz-Systemen verwendet. Insbesondere werden preiswertere Elektret-Kondensatormikrofone (EKM) in massenproduzierten kostensensitiven Anwendungen verwendet. Ein EKM-Mikrofon enthält in der Regel einen Film aus Elektretmaterial, das in einem kleinen Package mit einer Schallöffnung und elektrischen Ausgangsanschlüssen montiert ist. Das Elektretmaterial haftet an einer Membran oder bildet selbst die Membran. Die meisten EKM-Mikrofone enthalten auch einen Vorverstärker, der an einen Front-End-Audioverstärker innerhalb einer Zielanwendung wie etwa einem Mobiltelefon gekoppelt werden kann. Eine andere Art von Mikrofon ist ein MEMS-Mikrofon (Microelectro-Mechanical Systems), das als eine druckempfindliche Membran implementiert werden kann, die direkt auf eine integrierte Schaltung geätzt ist.
  • Umgebungsschalldruckpegel überspannen einen sehr großen Dynamikbereich. Beispielsweise liegt der Schwellwert des menschlichen Gehörs bei etwa 0 dBSPL, herkömmliche Sprache liegt bei etwa 60 dBSPL, während der Schall eines Düsenflugzeugs in 50 m Entfernung etwa 140 dBSPL beträgt. Während die Membran eines Mikrofons, wie etwa eines MEMS-Mikrofons, möglicherweise starken akustischen Signalen standhalten kann und diese starken akustischen Signale richtig in ein Elektroniksignal umwandelt, bereitet der Umgang mit solchen Signalen mit hohem Pegel einige Schwierigkeiten. Beispielsweise sind viele Verstärker und Vorverstärker für akustische Mikrofone für einen bestimmten Dynamikbereich optimiert. Als solches sind diese Systeme möglicherweise nicht in der Lage, den ganzen Audiobereich zu verarbeiten, ohne eine signifikante Verzerrung hinzuzufügen.
  • Die nachveröffentlichte EP 2 608 569 A1 beschreibt eine Schaltung zur Verarbeitung von Audiosignalen mit einem vergrößerten Dynamikbereich, die ein Audiosignal empfängt, verstärkt, in den digitalen Bereich umwandelt und verstärkt, wobei die Verstörung im analogen Bereich gesteuert wird, basierend auf einer Abschätzung der Amplitude des analogen Signals, wobei die Abschätzung unter Verwendung des in den digitalen Bereich umgewandelten Signals durchgeführt wird.
  • KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Verfahren und Vorrichtungen zu schaffen, die eine verbesserte Verarbeitung von Signalen über einen großen Audiobereich ermöglichen.
  • Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
  • Die Einzelheiten einer oder mehrerer Ausführungsformen der Erfindung sind in den beiliegenden Zeichnungen und der folgenden Beschreibung dargelegt. Weitere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen.
  • Figurenliste
  • Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen. Es zeigen:
    • 1a-e eine integrierte Verstärkerschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
    • 2a-c eine Ausführungsform einer integrierten Verstärkerschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform;
    • 3a-c eine Ausführungsform eines Nulldurchgangsdetektors, eine Ausführungsform eines Spitzendetektors und eine Ausführungsform eines Zeitsteuerdiagramms;
    • 4a-d eine Ausführungsform von Verstärkungssteuerkurven und
    • 5 eine Ausführungsform von Mikrofonsystempackages.
  • Entsprechende Zahlen und Symbole in verschiedenen Figuren beziehen sich allgemein auf entsprechende Teile, sofern nicht etwas anderes angegeben ist. Die Figuren wurden gezeichnet, um die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar darzustellen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Zur deutlicheren Veranschaulichung bestimmter Ausführungsformen kann auf eine Figurenzahl ein Buchstabe folgen, der Variationen der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder des gleichen Prozessschritts anzeigt.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die Herstellung und Verwendung der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen werden unten ausführlich erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte liefert, die in einer großen Vielzahl spezifischer Kontexte verkörpert werden können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen veranschaulichen lediglich spezifische Wege zum Herstellen und Verwenden der Erfindung und beschränken nicht den Schutzbereich der Erfindung.
  • Die vorliegende Erfindung wird bezüglich Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext beschrieben, nämlich einem Verstärker für eine kapazitive Signalquelle wie etwa einem MEMS- oder einem Elektretkondensatormikrofon (EKM). Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Arten von Schaltungen und Systeme wie etwa Audiosysteme, Kommunikationssysteme, Sensorsysteme und andere Systeme, die an Signalquellen mit hoher Impedanz koppeln, angewendet werden.
  • Bei einer Ausführungsform unterhält ein Verstärker einen großen Dynamikbereich einer kapazitiven Signalquelle wie etwa eines Mikrofons durch Komprimieren des Ausgangssignals der kapazitiven Signalquelle im analogen Bereich, Durchführen einer Analog-Digital-Umwandlung des komprimierten Signals und dann Dekomprimieren des Signals im digitalen Bereich. Durch Durchführen sowohl einer Komprimierung als auch Dekomprimierung kann die Gesamtempfindlichkeit des kapazitiven Sensors oder Mikrofons über seinen ganzen Ausgangsbereich hinweg konstant gehalten werden. Beispielsweise kann bei einigen Ausführungsformen ein starkes akustisches Signal bis zu 140 dB SPL erreicht werden, während der Gesamtklärfaktor des Systems unter 10% gehalten wird.
  • Bei einigen Ausführungsformen wird das Komprimieren des Ausgangssignals der kapazitiven Signalquelle durch Dämpfen des Ausgangssignals der kapazitiven Signalquelle erreicht. Bei einigen Ausführungsformen kann die Implementierung und Steuerung der Front-End-Dämpfung beispielsweise wie in der US 2013 / 0 051 582 A1 mit dem Titel System and Method for Low Distortion Capacitive Signal Source Amplifier implementiert werden. Beispielsweise kann bei einer Ausführungsform das Signal gedämpft werden durch Justieren einer Impedanz, die an den Eingang eines Eingangsverstärkers gekoppelt ist, die an den Ausgang der kapazitiven Signalquelle gekoppelt ist. Der Eingangspegel kann durch Steuern einer an den Eingang des Verstärkers gekoppelten Kapazität justiert werden. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Eingangspegel justiert werden durch Steuern eines an den Eingang des Verstärkers gekoppelten Widerstands, was zu einem justierbaren Hochpassnetzwerk führt. Alternativ können andere Impedanzarten am Eingang zum Verstärker verwendet werden. Bei einer weiteren Ausführungsform kann der Eingangspegel durch Justieren einer Spannung zwischen den beiden Platten des kapazitiven Sensors gesteuert werden, was den Signalverstärkungsfaktor von akustisch zu elektrisch des kapazitiven Sensors selbst justiert.
  • Bei einigen Ausführungsformen wird der Signalpegel des Mikrofons oder des kapazitiven Sensors an einem Ausgang einer Verstärkerstufe unter Verwendung eines Spitzendetektors erfasst. Die Amplitude des Eingangssignals wird dann justiert, bis der Ausgang der Verstärkerstufe unter dem durch den Spitzendetektor bestimmten Spitzenwert liegt. Bei einigen Ausführungsformen wird die Amplitude des Eingangssignals justiert, wenn ein Nulldurchgangsdetektor einen AC-Nulldurchgang des Eingangssignals oder ein verstärktes Eingangssignal detektiert. Alternativ können andere Pegel- oder Leistungserfassungssysteme, Schaltungen oder Verfahren verwendet werden, wie etwa RMS- oder Leistungspegelmittelwertdetektoren.
  • 1a zeigt eine Ausführungsform einer integrierten Verstärkerschaltung (IC) 100, die konfiguriert ist zum Koppeln an ein MEMS-Mikrofon 102, das gepunktet gezeigt ist, um anzuzeigen, dass das Mikrofon 102 nicht notwendigerweise auf der IC 100 enthalten ist. Bei einigen Ausführungsformen kann das Mikrofon 102 auch auf der IC 100 oder auf einem innerhalb des gleichen Packages untergebrachten separaten Die enthalten sein. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Mikrofonarten wie etwa EKM-Mikrofone oder andere Arten von kapazitiven Sensorschaltungen anstelle des MEMS-Mikrofons 102 verwendet werden.
  • Die IC 100 weist einen Regelverstärker 106, einen Analog-Digital-Wandler (A/D) 108, einen Digitalverstärkungsregelblock 110, einen Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112, eine digitale Schnittstelle 114 und einen Vorspannungsgenerator 104 auf. Der Regelverstärker 106 weist eine oder mehrere Stufen auf, die den Ausgang des MEMS-Mikrofons 102 verstärken, das über ein Eingangspad 116 an die IC 100 gekoppelt ist. Bei einigen Ausführungsformen können Abschnitte des Regelverstärkers 106 beispielsweise implementiert werden, wie in der US 2013 / 0 015 919 A1 mit dem Titel System and Method for Capacitive Signal Source Amplifier beschrieben wird. Alternativ kann der Regelverstärker 106 gemäß in der Technik bekannten Verfahren implementiert werden. Bei einer Ausführungsform gibt eine digitale Schnittstelle 114 eine bitstrom- oder impulsbreitenmodulierte Darstellung des Mikrofonsignals an das Ausgangspad 118 aus. Zusätzlich und/oder alternativ wird ein Mehrbitausgang des Digitalverstärkungsblocks 110 an eine Ausgangsschnittstelle geliefert und/oder wird intern verwendet.
  • Bei einer Ausführungsform misst der Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112 eine Amplitude am Ausgang des Regelverstärkers 106 und berechnet Verstärkungssteuersignale GC1 und GC2 als Funktion der gemessenen Amplitude. Alternativ kann der Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112 die Amplitude des Signaleingangs zum Verstärker 106 messen. Der Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112 senkt bei einigen Ausführungsformen den Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers 106 als Reaktion auf von der kapazitiven Signalquelle oder dem Mikrofon 102 ausgegebene erhöhte Amplituden. Während der Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112 den Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers 106 über GC1 senkt, erfolgt eine entsprechende Erhöhung des Verstärkungsfaktors des Digitalverstärkungsregelblocks 110. Durch Anwenden einer entsprechenden Erhöhung auf den Digitalverstärkungsblock 110 als Reaktion auf eine Senkung bei dem Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers 106 ist die Empfindlichkeit des Mikrofonsystems über einen sehr breiten Dynamikbereich hinweg linear.
  • Bei einigen Ausführungsformen ist der Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers 106 und der Verstärkungsfaktor des Digitalverstärkungsblocks 110 für Eingangspegel bis zu einem vorbestimmten Schwellwert festgelegt. Über diesen Schwellwert wird eine Komprimierung auf den Regelverstärker 106 angewendet und eine Expansion wird auf den Digitalverstärkungsblock 110 angewendet. Bei einer Ausführungsform ist dieser Schwellwert auf etwa 115 dB SPL eingestellt. Alternativ können andere Schwellwerte verwendet werden. Bei einigen Ausführungsformen ist dieser Schwellwert so eingestellt, dass so viel von dem Eingangsdynamikbereich des A/D-Wandlers 108 wie möglich verwendet wird, ohne das Eingangssignal des A/D-Wandlers 108 bei hohen Signalpegeln zu kappen und/oder ohne eine exzessive Audioverzerrung bei hohen Eingangspegeln zu verursachen. Bei alternativen Ausführungsformen oder in alternativen Modi kann der Signaldetektions- und Pegeladaptationsblock 112 konfiguriert sein zum Bereitstellen einer Signalverstärkung am Regelverstärker 106 und einer Kompression am Digitalverstärkungsblock 110 bei niederigeren Eingangspegeln, um den Rauschbeitrag des ADC weiter zu reduzieren und um die Designanforderung des Systems hinsichtlich Flächen- und Stromverbrauch zu lockern. Beispielsweise wird durch das Verwenden eines höheren Verstärkungsfaktors bei niedrigeren Eingangspegeln der Rauschbeitrag des A/D-Wandlers 108 weniger betont, indem es gestattet, dass der Rauschbeitrag der kapazitiven Eingangsquelle 102 und der Eingangsstufe des Regelverstärkers 106 dominanter werden, was zu einem niedrigeren, auf das Eingangssignal bezogenen Rauschpegel bei niedrigeren Eingangspegeln führt.
  • Bei einer Ausführungsform kann der A/D-Wandler 108 unter Verwendung eines überabtastenden Audiodatenwandlers wie etwa eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers implementiert werden. Alternativ können andere A/D-Architekturen vewendet werden. Bei einer Ausführungsform besitzt der A/D-Wandler 108 eine Abtastrate von etwa 1 MHz bis etwa 4 MHz, was bei Einsatz eines Dezimationsfilters auf etwa 8,33 kHz bis etwa 33,33 kHz reduziert wird. Die digitale Schnittstelle 114 liefert einen bitstream- oder impulsbreitenmodulierten Ausgang mit einer Frequenz von etwa 1 MHz bis etwa 4 MHz. Bei alternativen Ausführungsformen können auch Abtastraten außerhalb dieser Bereiche verwendet werden. Der digitale Ausgang 118 kann zum Ansteuern solcher Schaltungen einschließlich unter anderem von Dezimationsfiltern und anderen Nachverarbeitungsblöcken verwendet werden.
  • Bei einigen Ausführungsformen, die ein MEMS-Mikrofon verwenden, liefert der Vorspannungsgenerator 104 eine Vorspannung für das Mikrofon 102 selbst bei Pin 117. Bei einigen Ausführungsformen kann diese Vorspannung je nach der jeweiligen Mikrofon- und Systemimplementierung zwischen etwa 3V und etwa 16V liegen. Alternativ können andere Spannungsbereiche verwendet werden. Der Vorspannungsgenerator 104 kann entfallen, falls das Mikrofon oder der Sensor 102 keine Vorspannung erfordert oder falls die erforderliche Vorspannung anderweitig bereitgestellt wird. Es versteht sich weiterhin, dass die Komponenten auf dem IC 100 bei alternativen Ausführungsformen unter Einsatz von mehr als einer Komponente und/oder mehr als einem IC implementiert werden können.
  • 1b zeigt eine Ausführungsform einer Implementierung des Signaldetektions- und Pegeladaptationsblocks 112. Der Spitzendetektor 122 detektiert Spitzensignale am Ausgang des Regelverstärkers 106 und der Kontroller 124 steuert den Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers 106 über das Verstärkungssteuersignal GC1 und den Verstärkungsfaktor des Digitalverstärkungsblocks 110 über das Verstärkungssteuersignal GC2 gemäß dem Ausgang des Spitzendetektors122. Das Verstärkungssteuersignal GC1 kann unter Einsatz eines digitalen Worts, eines impulsmodulierten Signals oder eines Analogsignals wie etwa eines Stroms oder einer Spannung implementiert werden. Das Verstärkungssteuersignal GC2 wird beispielsweise als ein digitales Wort oder als ein impulsmoduliertes Digitalsignal implementiert.
  • 1c zeigt den Regelverstärker 106 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Regelverstärker 106 enthält ein Dämpfungsglied 126, gefolgt von einem Verstärker 128. Bei einer Ausführungsform kann das Dämpfungsglied 126 unter Einsatz eines wählbaren Kondensatorarrays, eines wählbaren Widerstandsarrays oder anderer aktiver oder passiver Dämpfungsgliedstrukturen implementiert werden. Bei einer Ausführungsform kann das wählbare Widerstandsarray zum Verschieben der Eckfrequenz einer elektrischen Hochpasstransferfunktion verwendet werden, um eine justierbare Dämpfung bereitzustellen, wobei die untere Eckfrequenz eine Funktion der Kapazität des kapazitiven Sensors und der Eingangsimpedanz des IC 100 ist. Der Verstärker 128 wandelt das Eintakt-Eingangssignal 127 in das Differenz-Ausgangssignal Vp und Vn um. Das Dämpfungsglied 126 und der Verstärker 128 können unter Einsatz von in der US 2013 / 0 015 919 A1 und in der US 2013 / 0 051 582 A1 beschriebenen Schaltungen oder unter Einsatz anderer in der Technik bekannter Verstärkerstrukturen implementiert werden. Alternativ kann der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 128 auch durch das Verstärkungssteuersignal GC1 gesteuert werden.
  • 1d zeigt eine alternative Schaltung zum Implementieren eines variablen Verstärkungsfaktors am Eingang. Hierbei steuert das Verstärkungssteuersignal GC1 den Vorspannungsgenerator 132, der eine Vorspannung an das MEMS-Mikrofon 102 liefert, das an den Verstärker 134 gekoppelt ist. Bei einigen Ausführungsformen ist der Verstärkungsfaktor des MEMS-Mikrofons 102 proportional zu der gelieferten Vorspannung. Durch Variieren der Vorspannung als Reaktion auf die detektierte Spitzensignalspannung wird die Empfindlichkeit des kapazitiven Sensors geändert, was zu einem Ändern des Signalpegels am Eingang zum Verstärker 108 führt. Der Variable-Spannung-Vorspannungsgenerator 132 kann unter Einsatz eines Digital-Analog-Wandlers, gefolgt von einer Ladepumpe, implementiert werden, wie in der US 2013 / 0 051 582 A1 beschrieben wird, oder durch Einsatz anderer Schaltungen, Systeme oder in der Technik bekannter Verfahren.
  • 1e zeigt eine Ausführungsform einer Implementierung des Digitalverstärkungsblocks 110 und der digitalen Schnittstelle 114. Der Digitalverstärkungsblock 110 kann unter Einsatz eines Digitalfilters 140 und eines Verstärkungskoeffizientenwählblocks 142 implementiert werden. Bei einer Ausführungsform empfängt das digitale Tiefpassfilter 140 eine Ein-Bit-Ausgabe des A/D-Wandlers 108, führt eine digitale Tiefpassfilterfunktion durch und erzeugt ein digitales N-Bit-Filter-Ausgangssignal. Alternativ kann das Digitalfilter 140 beliebige andere Filterfunktionen implementieren, einschließlich unter anderem eine Bandpass- und eine Hochpassfilterfunktion. Bei einer Ausführungsform erzeugt das Digitalfilter 140 ein 8-Bit-Signal; andere Auflösungen können jedoch verwendet werden. Das Digitalfilter 140 kann je nach der jeweiligen Anwendung und ihren Spezifikationen als ein FIR-Filter (Finite Impulse Response - Filter mit endlicher Impulsantwort), ein IIR-Filter (Infinite Impulse Response-Filter mit unendlicher Impulsantwort) oder einer anderen Digitalfilterart implementiert werden. Der Verstärkungskoeffizientenblock 142 wählt gemäß dem Verstärkungssteuersignal GC2 Filterkoeffizienten wie etwa Filterkoeffizienten im z-Bereich. Bei einer Ausführungsform ist das digitale Tiefpassfilter 140 ein Filter zweiter Ordnung mit einer justierbaren Transferfunktion 144 und einer Abtastrate zwischen etwa 1 MHz und etwa 4 MHz. Alternativ können andere Filterordnungen, Abtastraten und Transferfunktionen verwendet werden. Das digitale Tiefpassfilter 140 kann auch ein Dezimationsfilter für den A/D-Wandler 108 enthalten.
  • Bei einer Ausführungsform wird die digitale Schnittstelle 114 unter Einsatz eines digitalen Rausch-Formers (Noise-Shaper) 146 implementiert. Der digitale Rausch-Former 146 kann unter Verwendung eines Sigma-Delta-D/A wie etwa einer Rückkopplungsstruktur 5. Ordnung mit einer Abtastrate zwischen etwa 1MHz und etwa 4MHz implementiert werden. Alternativ können andere Strukturen verwendet werden. Bei einer Ausführungsform sind der Digitalverstärkungsblock 110 und die digitale Schnittstelle 114 konfiguriert, ein niedrigeres Grundrauschen als der A/D-Wandler 108 zu haben. Bei einigen Ausführungsformen liegt dieses Grundrauschen mindestens 20 dB unter dem Grundrauschen des A/D-Wandlers 108; je nach der jeweiligen Anwendung und ihren Spezifikationen können jedoch andere Spielräume verwendet werden.
  • 2a zeigt einen IC 200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei einigen Ausführungsformen können Komponenten des IC 200 zum Implementieren der Funktionalität des in 1a gezeigten IC 100 verwendet werden. Bei einer Ausführungsform ist die IC 200 über einen Verstärkereingangspin 244 und einen Vorspannungspin 248 an ein MEMS-Mikrofon 202 oder eine andere Art von kapazitivem Sensor gekoppelt. Der Regelverstärker 278 kann unter Einsatz eines Dämpfungsglieds 272, eines Vorverstärkers 206 und eines Verstärkers 208 implementiert werden. Der Verstärker 208 führt eine Eintakt-zu-Differenz-Umwandlung des Ausgangssignals des Verstärkers 206 durch. Durch Umwandeln des Eintakt-Ausgangssignals des Verstärkers 206 in ein Differenzsignal wird bewirkt, dass das resultierende Signal gegenüber Störungen wie etwa Stromversorgungsstörungen unempfindlicher wird. Bei Ausführungsformen, bei denen der Verstärker 206 bereits ein Differenzausgangssignal erzeugt, kann der Verstärker 208 entfallen. Ein Positivspitzendetektor 210 und ein Negativspitzendetektor 212 werden durch die Ausgangssignale von 260 bzw. 262 des Verstärkers 208 angesteuert. Bei einer Ausführungsform halten der Positiv- und Negativspitzendetektor 210 und 212 ihre Spitzenwerte für eine begrenzte Zeitperiode von beispielsweise zwischen etwa 10 µs und etwa 1 ms. Natürlich können Spitzenwerte für andere Zeitperioden außerhalb dieses Bereichs gehalten werden. Alternativ können der Positiv- und Negativspitzendetektor 210 und 212 Differenz- anstatt Eintakteingänge aufweisen.
  • Bei einer Ausführungsform ist das Dämpfungsglied 272 durch eine wählbare Eingangsimpedanz oder einen Eingangssignalteiler implementiert, wobei beispielsweise wählbare Kondensatoren und Eingangswiderstände verwendet werden. Ein Dekodierer 270 erzeugt Schaltwählsignale für das Dämpfungsglied 272 auf der Basis des Digitalsignals 256 und kann bei einigen Ausführungsformen auch zum Ändern des Verstärkungsfaktors im Verstärker 206 verwendet werden. Alternativ können andere Dämpfungsgliedstrukturen verwendet werden.
  • Der Eingang zum Verstärker 206 kann durch den Vorspannungsgenerator 235, der durch eine Spannungsquelle 231 und einen Reihenwiderstand 233 dargestellt ist, vorgespannt werden. Bei einigen Ausführungsformen kann dieser Vorspannungsgenerator unter Verwendung von in der Technik bekannten Vorspannungverfahren implementiert werden.
  • Ein Nulldurchgangsdetektor 214 ist an den Ausgang des Verstärkers 206 gekoppelt. Bei einer Ausführungsform wird mit dem Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 214 sichergestellt, dass sich Schalteinstellungen des Dämpfungsglieds oder der Signalverstärkungsfaktor nur ändern, wenn ein Nulldurchgang detektiert wird, wodurch eine hörbare Verzerrung während einer Änderung der Eingangsdämpfungsgliedeinstellung reduziert wird. Alternativ kann der Eingang des Nulldurchgangsdetektors 214 an andere Punkte in der Signalkette wie etwa an den Ausgang des Eintakt-zu-Differenz-Wandlers 208 gekoppelt sein. Bei weiteren alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der Nulldurchgangsdetektor 214 entfallen.
  • Ein Differenzvergleicher 216 vergleicht die Ausgangssignale des Positivspitzendetektors 210 und des Negativspitzendetektors 212 mit festen Schwellwerten Vnmax und Vlmin. Bei einer Ausführungsform sind diese festen Schwellwerte so eingestellt, dass sie einem äquivalenten Eingangsdruck zwischen etwa 114 dBSPL und etwa 118 dBSPL entsprechen. Die Beträge dieser Schwellwerte hängen von der Mikrofonempfindlichkeit, den Packagecharakteristika, den Vorspannungsbedingungen und anderen Faktoren ab. Alternativ können anderen Schalldruckbereichen entsprechende Schwellwerte verwendet werden. Justierbare Schwellwerte können ebenfalls verwendet werden, um justierbare oder schaltbare Verstärkungsprofile bereitzustellen.
  • Bei einer Ausführungsform kann das System konfiguriert sein, durch Einführen eines zweiten Differenzschwellwertpegels einen erhöhten Verstärkungsfaktor für abnehmende Schalldruckpegel bei niedrigen Eingangspegeln bereitzustellen. Hier wird der Verstärkergewinn derart erhöht, dass das Signal immer über dem ersten Schwellwertpegel, aber unter dem zweiten Schwellwertpegel liegt. Bei einem Beispiel kann der niedrigere Schwellwertpegel so eingestellt sein, dass er einem ADC-Ausgangspegel von etwa -15dBFS entspricht, und der höhere Schwellwertpegel kann so eingestellt sein, dass er einem ADC-Ausgangspegel von etwa -12dBFS entspricht. Je nach dem jeweiligen System, seinen Spezifikationen und der jeweiligen Auslegung des ADC können andere Schwellwertpegel verwendet werden.
  • Der Vergleicher 216 kann bei alternativen Ausführungsformen jedoch unter Einsatz von Schmitt-Triggern implementiert werden; andere Vergleicherarten können verwendet werden. Bei der dargestellten Ausführungsform von 2a wird der Vergleicher 216 unter Einsatz einer Differenzimplementierung implementiert, weil der Differenzausgang des Eintakt-zu-Differenz-Umwandlungsblocks 208 direkt mit einem im Positivspitzendetektor 210 gespeicherten größten positiven Differenzsignal und einem im Negativspitzendetektor 212 gespeicherten größten negativen Differenzsignal verglichen wird.
  • Der Ausgang des Vergleichers 216 generiert ein Spitzendetektierungssignal 264, das mit dem Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors über ein AND-Gatter 222 AND-verknüpft wird. Es versteht sich, dass das Logikgatter 222 eine Logikfunktion veranschaulicht, die auf eine Vielzahl von in der Technik bekannten Wegen implementiert werden kann.
  • Das Ausgangssignal des AND-Gatters, das eine detektierte Spitze bei einem detektierten Nulldurchgang darstellt, wird an den Eingang des Auf-Ab-Zählers 224 gekoppelt. Bei einer Ausführungsform inkrementiert eine detektierte Spitze den Auf-Ab-Zähler 224, und eine fehlende detektierte Spitze dekrementiert den Auf-Ab-Zähler 224. Die Dekrementierung des Auf-Ab-Zählers sinkt auf eine definierte Grenze, was dem Fall entspricht, bei dem das Dämpfungsglied 272 konfiguriert ist, keine Dämpfung bereitzustellen. Dies geschieht, falls der Vergleicher 216 immer anzeigt, dass das Eingangssignal unter den Schwellwertpegeln liegt. Bei einigen Ausführungsformen benötigt das Herunterzählen länger als das Heraufzählen. Bei einer Ausführungsform können die Heraufzähl- und Herunterzählraten programmiert werden. Diese Raten können so gewählt werden, dass sie in einem Bereich liegen, der keine hörbaren Artefakte erzeugt. Beispielsweise werden die Raten bei einigen Ausführungsformen als zwischen etwa 50 Hz und 200 Hz gewählt. Alternativ können andere Raten außerhalb dieses Bereichs verwendet werden.
  • Eine Nachschlagetabellte (LUT - Lookup Table) 226 ist an den Ausgang des Auf-Ab-Zählers gekoppelt. Bei Ausführungsformen gibt die LUT 226 ein digitales n-Bit-Wort 256 aus, das von einem Dekodierer 270 und von einem digitalen Dekomprimierungsblock 276 dekodiert wird. Bei einer Ausführungsform beträgt das digitale n-Bit-Wort 256 8 Bit; je nach der bestimmten Ausführungsform und ihren Spezifikationen können jedoch andere Bitbreiten verwendet werden. Alternativ kann die LUT 226 zwei separate Wörter mit unterschiedlichen Bitbreiten für den Dekodierer 270 und für den Digitaldekomprimierungsblock 276 ausgeben.
  • Der A-D-Wandler 274 kann unter Einsatz eines Sigma-Delta-A-D-Wandlers implementiert werden, und der Digitalkomprimierungsblock 276 kann unter Verwendung eines Digitalfilters mit justierbaren Koeffizienten gefolgt von einem digitalen Rausch-Former implementiert werden, wie in der Ausführungsform von 1e oben beschrieben. Alternativ können andere Wandler und Variable-Verstärkungs-Architekturen verwendet werden. Bei einer Ausführungsform liefert der Digitaldekomprimierungsblock 276 ein Ein-Bit-Bitstrom-Ausgangssignal an den Ausgangspin 280.
  • Bei einer Ausführungsform gibt der Vorspannungsgenerator 234, durch eine Spannungsquelle 236, einen Widerstand 238 und ein Tiefpassfilter 240 dargestellt, auf dem Pin 248 eine Vorspannung für das Mikrofon 202 aus. Der Vorspannungsgenerator 234 kann beispielsweise unter Einsatz einer Ladepumpe und/oder anderer in der Technik bekannter Verfahren implementiert werden. Bei einer Ausführungsform wird ein Tiefpassfilter mit einer Eckfrequenz im mHz- Hz-Bereich während einer Änderung bei der Dämpfungsgliedeinstellung durch einen Schalter 242 überbrückt. Das Überbrücken des Tiefpassfilters 240 erlaubt das schnelle Stabilisieren der Vorspannung des Mikrofons 202 nach einer Änderung bei der Einstellung des Dämpfungsglieds 272.
  • 2b zeigt eine Ausführungsform einer Implementierung der Verstärker 206 und 208 bezüglich der kapazitiven Signalquelle 202. Eine MEMS-Einrichtung 202 ist an eine erste Verstärkerstufe 206 gekoppelt, die weiterhin an eine zweite Stufe 208 gekoppelt ist. Das Dämpfungsglied 272 ist parallel zum Eingang 244 der ersten Verstärkerstufe 206 gekoppelt. Die erste Verstärkerstufe 206 weist eine Sourcefolgerschaltung mit erhöhtem Verstärkungsfaktor auf der Basis eines Transistors M1 und von Kondensatoren C11 und C22 auf, und die zweite Verstärkerstufe 208 weist einen Volldifferenzverstärker 260 in einer kapazitiven Rückkopplungskonfiguration auf. Die MEMS-Einrichtung 202 wird durch die Spannungsquelle Vmic, die Mikrofonkapazität Cmic und die parasitäre Kapazität Cp modelliert. Bei einer Ausführungsform wird die MEMS-Einrichtung 202 durch die Spannungsquelle VB in Reihe mit dem Widerstand RB, der einen Widerstandswert im GΩ-Bereich aufweist, vorgespannt. Der Widerstand RB und der Kondensator C22 bilden einen Tiefpassfilter, das von der Spannungsquelle VB kommendes Rauschen filtert. Alternativ können je nach dem jeweiligen System und seinen Spezifikationen niedrigere Widerstandswerte für RB verwendet werden.
  • Bei einer Ausführungsform sind Vorspannungeinrichtungen VB, RB, erste Stufe 206 und zweite Stufe 208 auf einer gleichen integrierten Schaltung (IC) 200 angeordnet, und das MEMS-Mikrofon 202 ist über Verbindungspads 244 und 248 an den IC 200 gekoppelt. Alternativ kann auch das MEMS-Mikrofon 202 auf dem gleichen IC 200 wie die erste Stufe 206 und die zweite Stufe 208 angeordnet sein, wobei dann die Anschlüsse des MEMS-Mikrofon 202 intern an die erste Stufe 206 und den Vorwiderstand RB gekoppelt sein können.
  • Bei einer Ausführungsform ist ein Anschluss des MEMS-Mikrofons 202 an die Gateelektrode des Transistors M1 gekoppelt, und der andere Anschluss ist an die Kondensatoren C11 und C22 und den Widerstand RB gekoppelt. Die Kombination aus Transistor M1 und Kondensatoren C11 und C22 bildet eine Sourcefolgerschaltung mit erhöhtem Verstärkungsfaktor. Bei Ausführungsformen ist M1 als eine Sourcefolger- oder Spannungsfolgereinrichtung konfiguriert, bei der ein Signal an der Gateelektrode des Transistors M1 an der Sourceelektrode des Transistors M1 gepuffert wird. Da zwischen der Gateelektrode des Transistors M1 und der Sourceelektrode des Transistors M1 eine minimale Phasenverschiebung besteht, hat der Transistor M1 einen verstärkenden Effekt auf die Spannung Vmic. Bei einer Ausführungsform beträgt der Verstärkungsfaktor der ersten Stufe 206 bezüglich Vmic etwa G1=1 + C11/C22 unter Vernachlässigung des Effekts von Cmic, der parasitären Kapazität Cp, der Transkonduktanz von M1 und anderer parasitärer Komponenten. Bei einer Ausführungsform ist Gl zwischen etwa 0dB und etwa 20dB eingestellt. Alternativ können je nach dem jeweiligen System und seinen Spezifikationen andere Werte für G1 verwendet werden.
  • Bei einer Ausführungsform wird M1 in dem Unterschwellwertgebiet über die Stromquelle IB vorgespannt, um thermisches und Funkelrauschen zu reduzieren. Bei einigen Ausführungsformen liefert das Vorspannen von M1 in dem Unterschwellengebiet einen guten Kompromiss zwischen Stromverbrauch und thermischem/Funkelrauschen. Weiterhin ist das Bauelement M1 mit einer großen Fläche bemessen, um das Funkelrauschen weiter zu reduzieren.
  • Bei einer Ausführungsform enthält die zweite Stufe 208 einen Differenzverstärker 260, wobei die Kondensatoren C3P, C3N, C4P und C4N ein kapazitives Rückkopplungsnetzwerk bilden. Der Spannungsgewinn der zweiten Stufe 206 beträgt etwa C3/C4. Bei einer Ausführungsform ist der Verstärkungsfaktor der zweiten Stufe 208 auf zwischen etwa 0 dB und etwa 20 dB eingestellt; Verstärkungsfaktoren außerhalb dieses Bereichs können jedoch ebenfalls verwendet werden. Rückkopplungswiderstände RFB mit hohem Widerstand werden zum Vorspannen des Eingangssignals des Verstärkers 260 verwendet. Bei einigen Ausführungsformen liegen die Widerstände RFB im GΩ-Breich. Alternativ können je nach der jeweiligen Anwendung und ihren Spezifikationen niedrigere Widerstandswerte verwendet werden. Bei einer Ausführungsform werden die Widerstände RFB unter Einsatz von als diodengeschalteten, in Reihe gekoppelten MOS implementiert. Durch den Einsatz von diodengeschalteten Transistoren, falls die Eingangsvorspannungen des Verstärkers 260 zu driften beginnen, leiten die diodengeschalteten Transistoren, wodurch ein vorübergehender Gleichstromrückkopplungsweg den Eingang des Verstärkers 260 auf einer richtigen Vorspannung halten kann.
  • Bei einer Ausführungsform wird der Verstärker 260 als ein steilheitsgesteuerter Volldifferenz-Operationsverstärker (OTA - Operational Transconductance Amplifier) mit Gleichtaktrückkopplung implementiert, doch können bei alternativen Ausführungsformen andere Verstärkerarchitekturen verwendet werden, einschließlich unter anderem ein symmetrischer Verstärker, ein Folded-Cascode-Verstärker, ein Differenzverstärker und ein Miller-Verstärker.
  • Bei einer Ausführungsform ist der Einfluss der Kondensatorgröße Cmic bezüglich von innerhalb der Verstärkerschaltung vorliegenden Kondensatoren stark reduziert, und zwar wegen der durch das phasengleiche Ansteuern des gegenüberliegenden Endes von C11 am Ausgang der ersten Stufe 206 mit dem Eingangssignal an den Anschlüssen 248 und 244 realisierten niedrigeren Impedanz. Die Eingangseckfrequenz kann durch die Kapazität Cmic und einen zusätzlichen Eingangswiderstand Ri definiert werden, der das Vorspannungsnetzwerk der Gateelektrode von Mlmodelliert. Bei einer Ausführungsform ist Ri zwischen etwa 10 GΩ und etwa 1 TΩ. Alternativ kann Ri auch außerhalb dieses Bereichs liegen. Bei einigen Ausführungsformen kann die in 2b dargestellte Implementierung eine gute Rauschleistung bei kleinen Sensorkondensatorwerten erzielen.
  • Bei einer Ausführungsform beträgt der Wert von Cmic etwa 3,3 pF, der Verstärkungsfaktor der ersten Verstärkerstufe 206 etwa 1, der Verstärkungsfaktor der zweiten Verstärkerstufe 208 etwa 5, die niedrigere 3dB-Eckfrequenz etwa 20 Hz und die höhere 3dB-Eckfrequenz etwa 100 kHz. Hier begrenzen Ausgangslastkondensatoren CL die Bandbreite des Verstärkers 208 und können als ein Anti-Aliasing-Filter für den an den Ausgang der zweiten Stufe 208 gekoppelten A-D-Wandler 274 wirken (2a). Bei alternativen Ausführungsformen kann die obere Eckfrequenz für Systeme mit größerer Bandbreite oder für keine Filterung erfordernde Systeme weitaus höher liegen, beispielsweise 200 kHz.
  • Bei einer Ausführungsform kann das thermische Rauschen der zweiten Stufe 208 durch Erhöhen von C3P und C3N reduziert werden. Da die zweite Stufe 208 durch die erste Stufe 206 gepuffert wird, belastet eine Erhöhung bei den Kondensatoren C3P und C3N nicht direkt die Ausgänge des MEMS-Mikrofons 202. Bei einigen Ausführungsformen kann die Schaltung derart konfiguriert sein, dass die erste Stufe 206 einen maximalen Verstärkungsfaktor realisiert, beispielsweise 6 dB, und die zweite Stufe 208 für die Signalmodusumwandlung verwendet wird, wobei beispielsweise ein Eintaktsignal in ein Differenzsignal umgewandelt wird. Auch die zweite Stufe 208 kann für die Adaptation der Empfindlichkeit verwendet werden, da die erste Stufe 206 möglicherweise nicht alleine die 30 dB liefern kann.
  • 2c zeigt eine weitere Ausführungsform der Verstärker 206 und 208, bei denen ein Verstärkungssteuersignal GC1 den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 206 durch Justieren der Werte von C11, C22 und/oder Ri steuert.
  • 3a zeigt eine Ausführungsform einer Nulldurchgangsschaltung 300, die zum Implementieren eines Nulldurchgangsdetektors 214 in 2a verwendet werden kann. Das Eingangssignal in die Nulldurchgangsschaltung 300 wird durch eine AC-Spannungsquelle 301 in Reihe mit einer DC-Spannungsquelle 303 dargestellt. Das Tiefpassfilter 302 filtert das Eingangssignal, und die Summierverzweigung 306 subtrahiert das tiefpassgefilterte Eingangssignal von einer ungefilterten Version des Eingangssignals. Bei einer Ausführungsform liegt die Eckfrequenz des Tiefpassfilters 302 im Bereich zwischen etwa 1 mHz und etwa 10 Hz. Alternativ können je nach der jeweiligen Anwendung und ihren Spezifikationen andere Eckfrequenzen verwendet werden. Die Kombination aus Tiefpassfilter 302 und 306 fungiert als ein Hochpassnetzwerk, das die Gleichvorspannung sowie das Niederfrequenzwandern ausfiltert. Der Vergleicher 304 vergleicht den Ausgang der Summierungsverzweigung mit Masse oder einer Referenzspannung. Das Signal Zdet wird entsprechend aktiviert, wenn Vsig die Polarität ändert. Bei Ausführungsformen kann der Nulldurchgangsdetektor unter Einsatz von in der Technik bekannten Schaltungstopologien implementiert werden. Bei einigen Ausführungsformen wird der Vergleicher 304 unter Einsatz eines Schmitt-Triggers implementiert.
  • 3b zeigt eine Ausführungsform der Spitzendetektierungsschaltung 310, die zum Implementieren der Spitzendetektoren 210 und 212 in 2a verwendet werden kann. Die Eingangsspannung Vin wird am Kondensator 314 unter Verwendung eines Schalters 312, der während der Phase φ1 aktiv ist, abgetastet. Das Ausgangssignal des Verstärkers 316, puffert die am Kondensator 314 abgetastete Spannung, wird am Kondensator 320 über den Schalter 318 abgetastet. Der Vergleicher 322 vergleicht das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 316 mit der abgetasteten Spannung am Kondensator 320, um die Spitzenspannung Voutpeak bereitzustellen. Der Vergleicher 322 wird während der Phase φ1 abgetastet und der Schalter 318 ist aktiv, wenn die Phase φ2 und das Ausgangssignal Voutpeak des Vergleichers 322 beide positiv sind. Bei einer Ausführungsform kann die Schaltung 310 beispielsweise unter Einsatz von in der Technik bekannten Schaltkondensatorschaltungsverfahren implementiert werden. 3c zeigt eine Ausführungsform eines Zeitsteuerdiagramms von nichtüberlappenden Phasen φ1 und φ2. Bei Ausführungsformen können die Phasen φ1 und φ2 unter Verwendung in der Technik bekannter Verfahren generiert werden.
  • Die 4a-d zeigen eine Ausführungsform von Verstärkungsfaktorprofilen, die unter Einsatz von einer Ausführungsform von Systemen implementiert werden können, beispielsweise 100, in 1a gezeigt, und System 200, in 2a gezeigt. 4a zeigt eine Ausführungsform eines Eingabediagramms Verstärkungspegel über Schallpegel. Die Kurve 402 stellt den Verstärkungsfaktor eines Eingangsregelverstärkers dar, und die Kurve 404 stellt den Verstärkungsfaktor des Digitalverstärkungsblocks dar. Die gepunktete Linie 406 stellt einen Schwellwertpegel dar, über dem eine Komprimierung auf den Eingangsregelverstärker angewendet wird und eine Dekomprimierung auf den Digitalverstärkungsblock angewendet wird. Nach 4a ist der Eingangsregelverstärker so eingestellt, dass er einen Verstärkungsfaktor von etwa 10 dB aufweist, und der Digitalverstärkungsblock ist so eingestellt, dass er einen Verstärkungsfaktor von etwa -20 dB für eingegebene Schalldruckpegel bis zu etwa 115 dB SPL aufweist. Über diesem Pegel wird der Verstärkungsfaktor des Eingangsregelverstärkers um ein dB für jede Erhöhung um ein dB bei dem Eingangsschalldruckpegel reduziert. Dementsprechend wird der Verstärkungsfaktor des digitalen Dekomprimierungsblocks um ein dB für jede Erhöhung um ein dB bei dem Eingangsschalldruckpegel über den Schwellwert 406 erhöht. Es versteht sich, dass das Dekomprimierungsprofil von 4a nur ein Beispiel vieler möglicher Verstärkungsfaktorprofile ist. Bei alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können anfängliche Verstärkungsfaktoren und Schwellwerte gemäß dem jeweiligen verwendeten bestimmten Mikrofon oder kapazitiven Sensor differieren.
  • 4b zeigt eine resultierende Systemempfindlichkeit, wenn das Verstärkungsprofil von 4a auf ein MEMS-Mikrofon mit einer Empfindlichkeit von -36 dBV bei 94 dB SPL angewendet wird. Die Kurve 410 stellt die Systemempfindlichkeit bei dB-Vollausschlag (FS) über dem Eingangsschalldruckpegel dar. Wie in 4a zu sehen ist, beträgt die Gesamtsystemempfindlichkeit bei 94 dB SPL etwa -46 dB FS in dem Gebiet, in dem 10 dB an Verstärkungsfaktor an der Vorderseite angewendet wird und -20 dB an Verstärkungsfaktor am Digitalverstärkungssteuerblock hinter dem A-D-Wandler angewendet wird.
  • 4c zeigt ein Eingangsdiagramm Verstärkungspegel über Schallpegel gemäß einer alternativen Ausführungsform. Die Kurve 414 stellt den Verstärkungsfaktor eines Eingangsregelverstärkers dar, und Kurve 412 stellt den Verstärkungsfaktor des Digitalverstärkungsblocks dar. Gemäß 4c liefert der Eingangsregelverstärker einen erhöhten Verstärkungsfaktor bei abnehmendem Eingangsschalldruckpegel, der sich zu niedrigeren Eingangspegeln erstreckt, während der Digitalverstärkungsblock einen entsprechenden abnehmenden Verstärkungsfaktor bei abnehmenden Eingangsschalldruckpegeln liefert. Die Kurve 416 in 4d stellt die Systemverstärkungsantwort dar, die den Verstärkungskurven von 4c entspricht. Bei einer Ausführungsform kann das Bereitstellen eines erhöhten Verstärkungsfaktors bei niedrigeren Eingangspegeln das Rauschen des A/D bezüglich des Eingangs des Regelverstärkers reduzieren, oder falls der gleiche Rauschpegel erreicht werden sollte, ist eine höhere Rauschbeteiligung des ADC möglich, was zu einer kleineren Fläche und weniger Stromverbrauch für den ADC führt.
  • Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verschiedene Verstärkungskurven gewählt oder programmiert werden, um verschiedene Mikrofone oder verschiedene akustische Umgebungen zu unterstützen. Beispielsweise können die in 4a und 4c gezeigten Verstärkungskurven in dem gleichen System selektiv implementiert werden. Bei einer weiteren Ausführungsform können die Verstärkungskurven mehrere Gebiete verwenden. Beispielsweise kann der Eingangsverstärker ein Gebiet mit niedriger Amplitude aufweisen, in dem der Verstärkungsfaktor gemäß einer abnehmenden Eingangsamplitude oder einem abnehmenden Schalldruckpegel erhöht ist, ein Gebiet mit mittlerer Amplitude, in dem der Verstärkungsfaktor konstant ist, und ein Komprimierungsgebiet mit großem Eingangssignal, in dem der Verstärkungsfaktor gemäß einer erhöhten Eingangsamplitude vermindert ist. Bei dieser Ausführungsform kann der Digitalverstärkungsblock ein komplementäres Verstärkungsprofil aufweisen, das zusammen mit einer entsprechenden Zunahme des Eingangsverstärkungsprofils zunimmt. Bei einer weiteren Ausführungsform kann das Verstärkungsprofil des Eingangsregelverstärkers mit dem Digitalverstärkungsblock fehlangepasst sein, um eine resultierende Systemverstärkungskurve bereitzustellen, die eine Komprimierung und/oder Dekomprimierung liefert.
  • 5 zeigt eine Ausführungsform eines Packagemikrofonverstärkungssystems 500, das einen MEMS-Mikrofon-Die 514 enthält, der über einen Bonddraht 510 an eine Ausführungsform eines Mikrofon-Schnittstellen-Die 516 gekoppelt ist. Der Mikrofon-Schnittstellen-Die 516 kann eine Schaltungsanordnung wie in obigen Ausführungsformen beschrieben enthalten. Bei einer Ausführungsform ist der Bitstromausgang des Mikrofon-Schnittstellen-Die 516 über einen Bonddraht 512 an einen Systemträger und/oder einen Packagepin 508 gekoppelt. Der MEMS-Mikrofon-Die 514 und der Mikrofon-Schnittstellen-Die 516 sind auf dem Substrat 506 angeordnet, auf dem ein Gehäuse 502 montiert ist. Eine Schallöffnung 504 gestattet, dass Schallenergie den MEMS-Mikrofon-Die 514 erreicht. Bei alternativen Ausführungsformen können der MEMS-Mikrofon-Die 514 und der Mikrofon-Schnittstellen-Die 516 auf einem einzelnen Die implementiert sein.
  • Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren: Bestimmen einer Amplitude eines von einer kapazitiven Signalquelle gelieferten Eingangssignals, Komprimieren des Eingangssignals in einem analogen Bereich zum Ausbilden eines komprimierten Analogsignals auf der Basis der bestimmten Amplitude, Umwandeln des komprimierten Analogsignals in ein komprimiertes Digitalsignal und Dekomprimieren des Digitalsignals in einem digitalen Bereich zum Ausbilden eines dekomprimierten Digitalsignals. Bei einer Ausführungsform beinhaltet das Komprimieren des Analogsignals das Justieren eines ersten Verstärkungsfaktors eines an die kapazitive Signalquelle gekoppelten Verstärkers und das Dekomprimieren des Digitalsignals umfasst das Justieren eines zweiten Verstärkungsfaktors eines digitalen Verarbeitungsblocks. Bei einigen Ausführungsformen beinhaltet das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers das Justieren der an einen Ausgang der kapazitiven Signalquelle gekoppelten steuerbaren Impedanz.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers das Einstellen des ersten Verstärkungsfaktors als umgekehrt proportional zu der bestimmten Amplitude, und das Justieren des Verstärkungsfaktors des Digitalsignalverarbeitungsblocks beinhaltet das Einstellen des zweiten Verstärkungsfaktors als direkt proportional zu der bestimmten Amplitude. Der erste Verstärkungsfaktor des Verstärkers und der zweite Verstärkungsfaktor des Digitalsignalverarbeitungsblocks können konstant sein, falls die bestimmte Amplitude unter einer ersten Schwellwertamplitude liegt. Bei einigen Ausführungsformen beinhaltet das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers das Einstellen des ersten Verstärkungsfaktors als umgekehrt proportional zu der bestimmten Amplitude über einer ersten Schwellwertamplitude, und das Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors des Digitalsignalverarbeitungsblocks beinhaltet das Einstellen des zweiten Verstärkungsfaktors als direkt proportional zu der bestimmten Amplitude über der ersten Schwellwertamplitude.
  • Bei einer Ausführungsform enthält der Digitalsignalverarbeitungsblock ein Digitalfilter, und das Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors beinhaltet das Justieren von Filterkoeffizienten des Digitalfilters. Bei einer Ausführungsform kann das Verfahren weiterhin das Umwandeln des dekomprimierten Signals in einem einzelnen Bitstrom beinhalten. Dies kann das Verwenden eines digitalen Rausch-Formers beinhalten. Bei einigen Ausführungsformen beinhaltet das Bestimmen der Amplitude des Eingangssignals das Verstärken oder Puffern eines durch eine kapazitive Signalquelle belieferten Signals zum Ausformen eines verstärkten Signals und das Detektieren einer Spitzenspannung des verstärkten Signals.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält das System zum Verstärken eines durch eine kapazitive Signalquelle bereitgestellten Signals einen Regelverstärker, einen Analog-Digital-Wandler, einen Digitalverstärkungsblock und eine Verstärkungssteuerschaltung. Der Regelverstärker enthält einen Eingangsknoten, der konfiguriert ist zum Koppeln an die kapazitive Signalquelle. Der Analog-Digital-Wandler ist an einen Ausgang des Regelverstärkers gekoppelt, und der Digitalverstärkungsblock ist an einen Ausgang des Analog-Digital-Wandlers gekoppelt. Der Verstärkungssteuerblock ist konfiguriert zum Messen einer Amplitude eines an den Regelverstärker gekoppelten Analogsignals und Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Regelverstärkers gemäß einer ersten Verstärkungsfunktion und Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors des Digitalverstärkungsblocks gemäß einer zweiten Verstärkungsfunktion. Bei einigen Ausführungsformen umfasst der Regelverstärker eine Verstärkungseinstellung, bei der der Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers kleiner als eins ist.
  • Bei einer Ausführungsform definiert die erste Verstärkungsfunktion den ersten Verstärkungsfaktor als umgekehrt proportional zu einer Amplitude des durch die kapazitive Signalquelle gelieferten Signals, und die zweite Verstärkungsfunktion definiert den zweiten Verstärkungsfaktor als proportional zu der Amplitude des durch die kapazitive Signalquelle gelieferten Signals. Bei einer anderen Ausführungsform definiert die erste Verstärkungsfunktion den ersten Verstärkungsfaktor als umgekehrt proportional zu einer Amplitude des durch die kapazitive Signalquelle gelieferten Signals über einen ersten Schwellwert, und die zweite Verstärkungsfunktion definiert den zweiten Verstärkungsfaktor als proportional zu der Amplitude des durch die kapazitive Signalquelle gelieferten Signals über den ersten Schwellwert. Die erste Verstärkungsfunktion kann weiterhin den ersten Verstärkungsfaktor als konstant unter dem ersten Schwellwert definieren, und die zweite Verstärkungsfunktion kann weiterhin den zweiten Verstärkungsfaktor als konstant unter dem ersten Schwellwert definieren.
  • Bei einigen Ausführungsformen enthält das System auch die kapazitive Signalquelle, bei der es sich um ein MEMS-Mikrofon oder eine andere Art von Mikrofon handeln kann. Bei einigen Ausführungsformen enthält das System auch einen digitalen Rausch-Former, der an einen Ausgang des Digitalverstärkungsblocks gekoppelt ist. Der digitale Rausch-Former kann einen Ein-Bit-Bitstromausgang enthalten. Bei einigen Ausführungsformen enthält der Digitalverstärkungsblock ein Digitalfilter, und die Verstärkungssteuerschaltung ist konfiguriert zum Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors durch Justieren von Filterkoeffizienten des Digitalfilters. Bei einer Ausführungsform sind der Regelverstärker, der Analog-Digital-Wandler und die Verstärkungssteuerschaltung auf einer integrierten Schaltung angeordnet.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält eine integrierte Schaltung zum Verstärken eines durch eine kapazitive Signalquelle gelieferten Signals einen Signalverstärker, der einen Eingangsknoten aufweist, der konfiguriert ist zum Koppeln an die kapazitive Signalquelle, einen an einen Ausgang des Signalverstärkers gekoppelten Spitzendetektor, einen an einen Ausgang des Spitzendetektors gekoppelten Verstärkungscontroller und eine an den Eingangsknoten des Signalverstärkers und an ein erstes Verstärkungssteuersignal des Verstärkungscontrollers gekoppelte steuerbare Dämpfungsschaltung. Bei einigen Ausführungsformen kann der Signalverstärker einen Verstärkungsfaktor von unter eins aufweisen. Die integrierte Schaltung enthält weiterhin einen an einen Ausgang des Signalverstärkers gekoppelten Analog-Digital-Wandler, ein an einen Ausgang des Analog-Digital-Wandlers gekoppeltes Digitalfilter und einen an das Digitalfilter und ein zweites Verstärkungssteuersignal des Verstärkungscontrollers gekoppelten Verstärkungskoeffizientensteuerblock. Der Verstärkungscontroller kann konfiguriert sein zum Erhöhen einer Dämpfung der steuerbaren Dämpfungsschaltung oder Verringern eines Verstärkungsfaktors des Signalverstärkers als Reaktion auf eine erhöhte Amplitude der kapazitiven Signalquelle oder Erhöhen eines Verstärkungsfaktors des Digitalfilters als Reaktion auf die erhöhte Amplitude der kapazitiven Signalquelle. Der Analog-Digital-Wandler kann mit einem Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler implementiert werden.
  • Bei einer Ausführungsform ist der Verstärkungscontroller konfiguriert zum Erhöhen der Dämpfung der steuerbaren Dämpfungsschaltung und Erhöhen des Verstärkungsfaktors des Digitalfilters, wenn ein Signal am Ausgang der kapazitiven Signalquelle über einer ersten Schwellwertamplitude liegt.
  • Bei einer Ausführungsform enthält die steuerbare Dämpfungsschaltung mehrere Kondensatoren und mehrere zwischen die mehreren Kondensatoren und den Eingang des Signalverstärkers gekoppelte Schalter, so dass die mehreren Schalter durch den Verstärkungscontroller gesteuert werden können. Bei einigen Ausführungsformen umfasst die steuerbare Dämpfungsschaltung eine steuerbare Eingangsimpedanz zum Signalverstärker.
  • Ein Vorteil einer Ausführungsform von Systemen beinhaltet die Fähigkeit zum Verarbeiten großer akustischer Eingangssignale, ohne eine große Nichtlinearität in das System einzuführen. Beispielsweise kann bei einer Ausführungsform ein Gesamtklirrfaktor (THD - Total Harmonic Distortion) von unter 10% für ein MEMS-Mikrofon bei einem akustischen Eingangspegel von 140 dBSPL erreicht werden. Ein weiterer Vorteil einer Ausführungsform von Systemen beinhaltet die Fähigkeit, einen sehr hohen äquivalenten Dynamikbereich zu haben, ohne eine große Menge an Strom und Siliziumbereich aufzusenden. Da große Eingangspegel nicht den Eingang des A-D-Wandlers aufgrund einer Signalkomprimierung im Front-End-Verstärker erreichen, kann das Design des A-D-Wandlers für kleine akustische Eingangspegel optimiert werden. Durch Bereitstellen von höheren Verstärkungsfaktoren bei niedrigeren Eingangspegeln kann eine gute Rauschleistung bei niedrigen Eingangspegeln erreicht werden, wo die dominanten Rauschbeiträge das Mikrofon und der Eingangsverstärker sind.
  • Wenngleich die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist diese Beschreibung nicht in einem beschränkenden Sinne zu verstehen. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen sowie andere Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich dem Fachmann bei Bezugnahme auf die Beschreibung. Es ist deshalb beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche alle derartigen Modifikationen oder Ausführungsformen umfassen.

Claims (27)

  1. Verfahren, das Folgendes umfasst: Bestimmen einer Amplitude eines von einer kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Eingangssignals in einem analogen Bereich; Komprimieren des Eingangssignals in dem analogen Bereich zum Ausbilden eines komprimierten Analogsignals auf der Basis der bestimmten Amplitude; Umwandeln des komprimierten Analogsignals in ein komprimiertes Digitalsignal und Dekomprimieren des Digitalsignals in einem digitalen Bereich zum Ausbilden eines dekomprimierten Digitalsignals.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei: das Komprimieren des Analogsignals das Justieren eines ersten Verstärkungsfaktors eines an die kapazitive Signalquelle (102, 202) gekoppelten Verstärkers (106, 278) umfasst und das Dekomprimieren des Digitalsignals das Justieren eines zweiten Verstärkungsfaktors eines Digitalsignalverarbeitungsblocks (110, 276) umfasst.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers (106, 278) das Justieren einer an einen Ausgang der kapazitiven Signalquelle (102, 202) gekoppelten steuerbaren Impedanz umfasst.
  4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei: das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers (106, 278) das Einstellen des ersten Verstärkungsfaktors als umgekehrt proportional zu der bestimmten Amplitude umfasst und das Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors des Digitalsignalverarbeitungsblocks (110, 276) das Einstellen des zweiten Verstärkungsfaktors als direkt proportional zu der bestimmten Amplitude umfasst.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der erste Verstärkungsfaktor des Verstärkers (106, 278) und der zweite Verstärkungsfaktor des Digitalsignalverarbeitungsblocks (110, 276) konstant sind, falls die bestimmte Amplitude unter einer ersten Schwellwertamplitude liegt.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei: das Justieren des ersten Verstärkungsfaktors des Verstärkers (106, 278) das Einstellen des ersten Verstärkungsfaktors als umgekehrt proportional zu der bestimmten Amplitude über einer ersten Schwellwertamplitude umfasst und das Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors des Digitalsignalverarbeitungsblocks (110, 276) das Einstellen des zweiten Verstärkungsfaktors als direkt proportional zu der bestimmten Amplitude über der ersten Schwellwertamplitude umfasst.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei: der Digitalsignalverarbeitungsblock (110, 276) ein Digitalfilter umfasst und das Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors das Justieren von Filterkoeffizienten des Digitalfilters umfasst.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, weiterhin umfassend das Umwandeln des dekomprimierten Digitalsignals in einen einzelnen Bitstrom.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Umwandeln des dekomprimierten Digitalsignals das Verwenden eines digitalen Rausch-Formers umfasst.
  10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das Bestimmen der Amplitude des Eingangssignals Folgendes umfasst: Verstärken oder Puffern eines von einer kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals zum Ausbilden eines verstärkten Signals und Detektieren einer Spitzenspannung des verstärkten Signals.
  11. System zum Verstärken eines von einer kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals, wobei das System Folgendes umfasst: einen Regelverstärker (106, 278), der einen Eingangsknoten umfasst, der konfiguriert ist zum Koppeln an die kapazitive Signalquelle (102, 202); einen Analog-Digital-Wandler (108, 274), der an einen Ausgang des Regelverstärkers (106, 278) gekoppelt ist; einen Digitalverstärkungsblock (110, 276), der an einen Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (108, 274) gekoppelt ist; und eine Verstärkungssteuerschaltung (112, 210-216, 222-226, 270), die konfiguriert ist zum Messen einer Amplitude eines an den Regelverstärker (106, 278) gekoppelten Analogsignals, wobei die analoge Amplitude an einem Eingang oder an einem Ausgang des Regelverstärkers (106, 278) gemessen wird, Justieren eines ersten Verstärkungsfaktors des Regelverstärkers (106, 278) gemäß einer ersten Verstärkungsfunktion und Justieren eines zweiten Verstärkungsfaktors des Digitalverstärkungsblocks (110, 276) gemäß einer zweiten Verstärkungsfunktion.
  12. System nach Anspruch 11, wobei: die erste Verstärkungsfunktion den ersten Verstärkungsfaktor als umgekehrt proportional zu einer Amplitude des von der kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals definiert, die zweite Verstärkungsfunktion den zweiten Verstärkungsfaktor als proportional zu der Amplitude des von der kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals definiert.
  13. System nach Anspruch 11 oder 12, wobei: die erste Verstärkungsfunktion den ersten Verstärkungsfaktor als umgekehrt proportional zu einer Amplitude des von der kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals über einem ersten Schwellwert definiert, die zweite Verstärkungsfunktion den zweiten Verstärkungsfaktor als proportional zu der Amplitude des von der kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals über dem ersten Schwellwert definiert.
  14. System nach Anspruch 13, wobei: die erste Verstärkungsfunktion weiterhin den ersten Verstärkungsfaktor als konstant unter dem ersten Schwellwert definiert und die zweite Verstärkungsfunktion weiterhin den zweiten Verstärkungsfaktor als konstant unter dem ersten Schwellwert definiert.
  15. System nach einem der Ansprüche 11 bis 14, weiterhin umfassend die kapazitive Signalquelle (102, 202).
  16. System nach Anspruch 15, wobei die kapazitive Signalquelle (102, 202) ein MEMS-Mikrofon umfasst.
  17. System nach einem der Ansprüche 11 bis 16, weiterhin umfassend einen an einen Ausgang des Digitalverstärkungsblocks (110, 276) gekoppelten digitalen Rausch-Former.
  18. System nach Anspruch 17, wobei der digitale Rausch-Former einen Ein-Bit-Bitstromausgang umfasst.
  19. System nach einem der Ansprüche 11 bis 18, wobei: der Digitalverstärkungsblock (110, 276) ein Digitalfilter umfasst, und die Verstärkungssteuerschaltung (112, 210-216, 222-226, 270) konfiguriert ist zum Justieren des zweiten Verstärkungsfaktors durch Justieren von Filterkoeffizienten des Digitalfilters.
  20. System nach einem der Ansprüche 11 bis 19, wobei der Regelverstärker (106, 278), der Analog-Digital-Wandler (108, 274) und die Verstärkungssteuerschaltung (112, 210-216, 222-226, 270) auf einer integrierten Schaltung angeordnet sind.
  21. System nach einem der Ansprüche 11 bis 20, wobei der Regelverstärker (106, 278) eine Verstärkungseinstellung umfasst, bei der der Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers (106, 278) unter eins liegt.
  22. Integrierte Schaltung zum Verstärken eines von einer kapazitiven Signalquelle (102, 202) gelieferten Signals, wobei die integrierte Schaltung Folgendes umfasst: einen Signalverstärker (106, 278), der einen Eingangsknoten umfasst, der konfiguriert ist zum Koppeln an die kapazitive Signalquelle (102, 202); einen Spitzendetektor (122, 210, 212, 216), der an einen Ausgang des Signalverstärkers (106, 278) gekoppelt ist; einen Verstärkungscontroller, der an einen Ausgang des Spitzendetektors (122, 210, 212, 216) gekoppelt ist; eine steuerbare Dämpfungsschaltung, die an den Eingangsknoten des Signalverstärkers (106, 278) und an ein erstes Verstärkungssteuersignal des Verstärkungscontrollers gekoppelt ist; einen Analog-Digital-Wandler (108, 274), der an einen Ausgang des Signalverstärkers (106, 278) gekoppelt ist; ein Digitalfilter, das an einen Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (108, 274) gekoppelt ist; und einen Verstärkungskoeffizientensteuerblock, der an das Digitalfilter und an ein zweites Verstärkungssteuersignal des Verstärkungscontrollers gekoppelt ist, wobei der Verstärkungscontroller konfiguriert ist zum Erhöhen einer Dämpfung der steuerbaren Dämpfungsschaltung oder Senken eines Verstärkungsfaktors des Signalverstärkers (106, 278) als Reaktion auf eine erhöhte Amplitude der kapazitiven Signalquelle (102, 202) und Erhöhen eines Verstärkungsfaktors des Digitalfilters als Reaktion auf die erhöhte Amplitude der kapazitiven Signalquelle (102, 202).
  23. Integrierte Schaltung nach Anspruch 22, wobei der Verstärkungscontroller konfiguriert ist zum Erhöhen der Dämpfung der steuerbaren Dämpfungsschaltung und Erhöhen des Verstärkungsfaktors des Digitalfilters, wenn ein Signal am Ausgang der kapazitiven Signalquelle (102, 202) über einer ersten Schwellwertamplitude liegt.
  24. Integrierte Schaltung nach Anspruch 22 oder 23, wobei der Analog-Digital-Wandler (108, 274) einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler umfasst.
  25. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, wobei die steuerbare Dämpfungsschaltung Folgendes umfasst: mehrere Kondensatoren und mehrere Schalter, die zwischen die mehreren Kondensatoren und den Eingang des Signalverstärkers (106, 278) gekoppelt sind, wobei die mehreren Schalter durch den Verstärkungscontroller gesteuert werden können.
  26. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 22 bis 25, wobei die steuerbare Dämpfungsschaltung eine steuerbare Eingangsimpedanz dem Signalverstärker (106, 278) liefert.
  27. Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 22 bis 26, wobei der Signalverstärker (106, 278) einen Verstärkungsfaktor von unter eins umfasst.
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