DE112017003403T5

DE112017003403T5 - Mikrofonanordnung mit digitaler rückkopplungsschleife

Info

Publication number: DE112017003403T5
Application number: DE112017003403.5T
Authority: DE
Inventors: Mohammad Shajaan; Claus Erdmann Fürst; Per Flemming Hovesten; Kim Spetzler BERTHELSEN; Henrik Thomsen
Original assignee: Knowles Electronics LLC
Current assignee: Knowles Electronics LLC
Priority date: 2016-07-05
Filing date: 2017-06-09
Publication date: 2019-03-28
Also published as: US20180014123A1; US11323805B2; US10880646B2; CN109479174A; US10499150B2; CN112770226B; US20210112337A1; CN109479174B; CN112770226A; US20200186922A1; WO2018009306A1

Abstract

Eine Mikrofonanordnung enthält ein Wandlerelement und eine Verarbeitungsschaltung. Die Verarbeitungsschaltung enthält einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, ein von dem Wandlerelement erzeugtes Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren, um ein entsprechendes digitales Mikrofonsignal zu erzeugen. Die Verarbeitungsschaltung enthält einen Rückkopplungskanal mit einem digitalen Schleifenfilter, der ausgebildet ist, das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern, um ein erstes digitales Rückkopplungssignal bereitzustellen, und enthält einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der ausgebildet ist, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln. Die Verarbeitungsschaltung enthält ferner einen Summierknoten an dem Wandlerausgang, der ausgebildet ist, das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren.

Description

Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der US-Patentanmeldung mit der Nr. /202,404, die am 5. Juli 2016 eingereicht wurde und deren gesamter Inhalt hiermit durch Bezugnahme miteingeschlossen ist.
HINTERGRUND
Tragbare Kommunikations- und Recheneinrichtungen, etwa intelligente Telefone, Mobiltelefone, Tablet-Rechner, und dergleichen, sind kompakte Geräte, die durch wiederaufladbare Batteriequellen gespeist werden. Die kompakten Abmessungen und die Batteriequelle führen zu deutlichen Einschränkungen im Hinblick auf die maximal akzeptablen Abmessungen und auf die Leistungsaufnahme von Mikrofonen und Mikrofonverstärkerschaltungen, die in derartigen tragbaren Kommunikationseinrichtungen verwendet werden.
US 2011/0051954 A1 offenbart eine Signalaufbereitungseinheit für einen kapazitiven Wandler. Die Signalaufbereitungseinheit umfasst einen differentiellen Vorverstärker, der einen nicht invertierenden Eingang, der mit einem Mikrofonwandlerausgang verbunden ist, und einen separaten invertierenden Eingang aufweist, der mit dem Ausgang eines Rückkopplungskanals verbunden ist. Der Rückkopplungskanal enthält einen Digital-Analog-Wandler und erstreckt von einem Ausgang eines Analog-Digital-Wandlers bis zu dem invertierenden Eingang des Vorverstärkers.
Jedoch besteht ein fortdauernder Bedarf zur Verbesserung der Klangqualität und der Robustheit von Mikrofonanordnungen durch beispielsweise genaues Steuern der Frequenzantwort und durch Verringern oder Vermeiden von Überlastungsverzerrungen von Signalverarbeitungsschaltungen, etwa von Mikrofonvorverstärkern bei hohen Schalldruckpegeln. Die Problematik hinsichtlich Überlastung und Verzerrung werden häufig durch eine Sättigung und durch Nichtlinearität von aktiven Verstärkungselementen, etwa von Transistoren der Signalverarbeitungsschaltungen, hervorgerufen.
ÜBERBLICK
Ein erster Aspekt betrifft eine Mikrofonanordnung mit einem Wandlerelement, das ausgebildet ist, Schall in ein Mikrofonsignal an einem Wandlerausgang umzuwandeln, und mit einer Verarbeitungsschaltung. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet einen Vorverstärker mit einem Eingangsknoten, der mit dem Wandlerausgang zum Empfang des Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Vorverstärker ausgebildet ist, ein verstärktes Mikrofonsignal und/oder ein gepuffertes Mikrofonsignal zu erzeugen, und einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren, um ein entsprechendes digitales Mikrofonsignal zu erzeugen. Die Verarbeitungsschaltung enthält zusätzlich einen Rückkopplungskanal mit einem digitalen Schleifenfilter, der eine einstellbare oder feste Transferfunktion enthält, wobei der digitale Schleifenfilter ausgebildet ist, das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern, um dadurch ein erstes digitales Rückkopplungssignal bereitzustellen, und beinhaltet einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der ausgebildet ist, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet ferner einen Summierknoten an einem Wandlerausgang, der ausgebildet ist, das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren.
Ein zweiter Aspekt betrifft ein Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals eines Mikrofons. Das Verfahren beinhaltet a) Umwandeln von eintreffendem Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal an einem Mikrofonwandlerausgang; b) Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC) zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals; c) Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals zur Bereitstellung eines ersten digitalen Rückkopplungssignals; d) Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC); und e) Kombinieren des Mikrofonsignals und des analogen Rückkopplungssignals an den Mikrofonwandlerausgang, um eine digitale Rückkopplungsschleife zu schließen.
Der vorhergehende Überblick ist nur anschaulicher Natur und soll in keiner Weise einschränkend sein. Zusätzlich zu den anschaulichen Aspekten, Ausführungsformen und Merkmalen, die zuvor beschrieben sind, ergeben sich weitere Aspekte, Ausführungen und Merkmale durch Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und die detaillierte Beschreibung.
Figurenliste
Die vorhergehenden und anderen Merkmale der vorliegenden Offenbarung ergeben sich vollständig aus der folgenden Beschreibung und den angefügten Ansprüchen, wenn diese in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen studiert werden. Diese Zeichnungen zeigen lediglich einige Ausführungsformen gemäß der Offenbarung und sollen daher nicht als Einschränkung des Schutzbereichs betrachtet werden. Es sind diverse Ausführungsformen detaillierter nachfolgend in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen beschrieben.

1 ist eine schematische Darstellung einer anschaulichen Miniaturmikrofonanordnung gemäß diversen Ausführungsformen.
2 ist eine vereinfachte elektrische Blockansicht einer Verarbeitungsschaltung einer Miniaturmikrofonanordnung gemäß diversen Ausführungsformen.
3 ist eine Blockansicht eines digitalen Schleifenfilters einer Rückkopplungsschleife oder eines Kanals gemäß diversen Ausführungsformen.
4 ist eine vereinfachte Blockansicht eines Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulators (PWAM) einer Rückkopplungsschleife oder eines Rückkopplungskanals einer Verarbeitungsschaltung gemäß diversen Ausführungsformen.
5 ist eine vereinfachte Blockansicht einer anschaulichen Ausführungsform eines Rauschformungs-Aufwärtsabtasters und Quantisierers.
6 ist eine schematische Blockansicht der Funktionsweise eines Modulatorbereichs eines Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulators (PWAM) gemäß diversen Ausführungsformen.
7 ist eine vereinfachte schematische Blockansicht einer anschaulichen Ausführungsform eines Teils, der einen Stromausgangswandler bildet für einen DAC im Strommodus der Verarbeitungsschaltung.
8 ist eine vereinfachte schematische Blockansicht eines steuerbaren Stromgenerators und des anschaulichen Stromausgangswandlers, der in einem Leerlaufzustand gemäß diversen Ausführungsformen arbeitet.
9A und 9B sind vereinfachte schematische Blockansichten eines steuerbaren Stromgenerators der entsprechend in einem ersten und einem zweiten Zustand gemäß diversen Ausführungsformen arbeitet.
10 ist eine vereinfachte schematische Blockansicht eines anschaulichen Mikrofonvorverstärkers einer Verarbeitungsschaltung.

In der folgenden detaillierten Beschreibung werden diverse Ausführungsformen mit Verweis auf die angefügten Zeichnungen erläutert. Der Fachmann erkennt, dass die begleitenden Zeichnungen zum Zwecke der Klarheit schematisch und vereinfacht sind und daher lediglich Details zeigen, die für das Verständnis der vorliegenden Offenbarung wesentlich sind, während andere Details weggelassen sind. Durchgängig bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente oder Komponenten. Gleiche Elemente oder Komponenten sind daher nicht notwendigerweise detailliert im Hinblick auf jede Zeichnung beschrieben. Des Weiteren ist zu beachten, dass gewisse Aktionen und/oder Schritte in einer speziellen Reihenfolge des Auftretens beschrieben oder dargestellt sein können, obwohl der Fachmann erkennt, dass eine derartige Reihenfolge tatsächlich nicht erforderlich ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Ein Aspekt der vorliegenden Offenbarung betrifft eine Mikrofonanordnung mit einem Wandlerelement und einer Verarbeitungsschaltung. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, ein von dem Wandlerelement erzeugtes Mikrofonsignal zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet einen Rückkopplungskanal mit einem digitalen Schleifenfilter, der ausgebildet ist, das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern, um damit ein erstes digitales Rückkopplungssignal bereitzustellen, und beinhaltet einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der ausgebildet ist zum Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet des Weiteren einen Summierknoten an dem Wandlerausgang, der ausgebildet ist, das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren.
Ein weiterer Aspekt betrifft eine Mikrofonanordnung mit einem Wandlerelement, das ausgebildet ist, Schall in ein Mikrofonsignal an einem Wandlerausgang umzuwandeln, und beinhaltet eine Verarbeitungsschaltung. Die Verarbeitungsschaltung umfasst einen Vorverstärker mit einem Eingangsknoten, der mit dem Wandlerausgang zum Empfang des Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Vorverstärker ausgebildet ist, ein verstärktes Mikrofonsignal und/oder ein gepuffertes Mikrofonsignal zu erzeugen, und umfasst einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet ferner einen Rückkopplungskanal mit einem digitalen Schleifenfilter, der eine einstellbare oder feste Transferfunktion enthält, wobei der digitale Schleifenfilter ausgebildet ist, das digitale Mikrofonsignal zu empfangen und zu filtern, um ein erstes digitales Rückkopplungssignal bereitzustellen, und beinhaltet einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der ausgebildet ist, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln. Die Verarbeitungsschaltung beinhaltet des Weiteren einen Summierknoten an dem Wandlerausgang, der ausgebildet ist, das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren.
Das Wandlerelement kann ein kapazitives Wandlerelement (beispielsweise einen Wandler als mikroelektromechanisches System (MEMS)) aufweisen, das ausgebildet ist, eintreffenden Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal umzuwandeln. Das kapazitive Wandlerelement kann beispielsweise eine Wandlerkapazität zwischen 0,5 pF und 10 pF besitzen. Einige Ausführungsformen des kapazitiven Wandlerelements können eine erste und eine zweite zueinander geladene Wandlerplatten, beispielsweise eine Membran und eine Rückseitenplatte, aufweisen, die das Mikrofonsignal bereitstellen. Die Ladung kann auf die Membran oder die Rückseitenplatte durch eine geeignete hochohmige DC-Vorspannungsversorgung aufgebracht werden. Die Verarbeitungsschaltung kann einen Halbleiterchip, beispielsweise ein CMOS-Halbleiterbaueelement für Mischsignale aufweisen, in welchem der Vorverstärker, der Analog-Digital-Wandler, der digitale Schleifenfilter, der Digital-Analog-Wandler und optional diverse andere analoge und digitale Schaltungen integriert sind, wie sie nachfolgend erläutert werden.
Die Mikrofonanordnung kann so geformt und dimensioniert sein, dass sie in tragbare Audio- und Kommunikationsgeräte, etwa intelligente Telefone, Tablet-Rechner und Mobiltelefone, etc. passt. Das Wandlerelement kann auf hörbaren Schall ansprechen.
Der Analog-Digital-Wandler kann ausgebildet sein, ein Mehrbit- oder Einzelbit-Digitalmikrofonsignal zu erzeugen, das das Mikrofonsignal repräsentiert, wobei dies von der speziellen Wandlerart abhängig ist. Eine Ausführungsformen des Analog-Digital-Wandlers können einen Wandlertyp mit Überabtastung aufweisen, etwa einen Einzelbit- oder Mehrbit-Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ), der ausgebildet ist, ein Einzelbit-(PDM-) oder Mehrbit-Digitalmikrofonsignal einer ersten Abtastfrequenz zu erzeugen. Der Mehrbit-Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ) kann ausgebildet sein, das digitale Mehrbit-Mikrofonsignal mit Abtastungen aus zwei, drei oder vier Bits zu erzeugen. Die erste Abtastfrequenz kann zwischen 1 MHz und 20 MHz liegen, etwa zwischen 2,048 MHz und 4,196 MHz, beispielsweise bei 3,092 MHz. Der Rückkopplungskanal kann eine Dezimiereinheit aufweisen, die vor einem Eingang des digitalen Schleifenfilters angeordnet ist. Die Dezimiereinheit ist ausgebildet, das digitale Einzelbit- (PDM-) oder Mehrbit-Mikrofonsignal in ein dezimiertes Mehrbit- (PCM-) Mikrofonsignal bei einer zweiten Abtastfrequenz umzuwandeln. Die zweite Abtastfrequenz ist niedriger als die zuvor erläuterte erste Abtastfrequenz. Die zweite Abtastfrequenz kann 8- bis 64-mal niedriger sein als die erste Abtastfrequenz, was beispielsweise bewerkstelligt wird durch Konfigurieren der Dezimiereinheit mit Dezimierfaktoren zwischen 8 und 64, etwa 16 oder 32. Die Abtastwerte des dezimierten Mehrbit- (PCM-) Mikrofonsignals können eine höhere Anzahl an Bits, beispielsweise zwischen 12 und 32 Bits oder beispielsweise 24 Bits enthalten im Vergleich zu den Abtastwerten des digitalen Einzelbit- oder Mehrbit-Mikrofonsignals, um eine hohe Signalauflösung in dem Rückkopplungskanal trotz der reduzierten Abtastfrequenz beizubehalten. Der Fachmann erkennt, dass der Vorverstärker oder Puffer in einigen Ausführungsformen als Einheit mit dem Analog-Digital-Wandler aufgebaut sein kann.
Der Digital-Analog-Wandler ist ausgebildet, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln, das an dem Wandlerausgang mit dem Mikrofonsignal derart kombiniert wird, dass eine Rückkopplungsschleife vor und in der Nähe des Mikrofonvorverstärkers geschlossen wird. In einigen Ausführungsformen können das analoge Rückkopplungssignal und ein Mikrofonsignal durch elektrisches Verbinden des Wandlerausgangs und eines Ausgangs des Digital-Analog-Wandlers summiert werden. Das Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang des Wandlerelements führt zu zahlreichen Vorteilen im Vergleich zu konventionellen Vorgehensweisen. Das Kopplungsschema verhindert in effizienter Weise eine Überlastung im Niederfrequenzbereich des Vorverstärkers oder Puffers, der den vollen dynamischen Bereich des Mikrofonsignals, das von dem Wandlerelement erzeugt wird, ohne nicht akzeptable Verzerrung empfangen und verarbeiten muss. Dies wird durch eine Gegenphase-Niederfrequenzkomponente bewerkstelligt, die von dem analogen Rückkopplungssignal gespeist wird, und die Niederfrequenzkomponenten des Mikrofonsignals an dem Eingangsknoten oder dem Knoten des Vorverstärkers oder Puffers auslöscht oder reduziert. Somit werden hochpegelige Niederfrequenzkomponenten des Mikrofonsignals an dem Eingang des Vorverstärkers oder Puffers abgeschwächt oder reduziert. Die hochpegeligen Niederfrequenzkomponenten des Mikrofonsignals werden hervorgerufen durch die Einwirkung von intensiven Infraschall- oder Niederfrequenzschallkomponenten, die durch Windrauschen, große maschinelle Anlagen, und dergleichen erzeugt werden. Diese Reduzierung von hochpegeligen Niederfrequenzkomponenten des Mikrofonsignals an dem Eingang des Vorverstärkers oder Puffers führt zu einer deutlichen Reduzierung des maximalen Signalpegels des Mikrofonsignals, das der Vorverstärker oder Puffer in unverzerrter Weise handhaben können muss. Auf diese Weise wird die Empfindlichkeit des Vorverstärkers oder Puffers in Bezug auf durch Niederfrequenz hervorgerufene Überlastung und Verzerrung vermieden.
Der Vorverstärker kann ein DC-gekoppelter Aufbau oder ein AC-gekoppelter Aufbau sein. Der DC-gekoppelte Vorverstärker oder Puffer besitzt einige vorteilhafte Eigenschaften gegenüber dem AC-gekoppelten Aufbau aufgrund der Vermeidung von Wiederständen und eines Kondensators eines herkömmlichen analogen Hochpassfilters, der zur Einstellung einer Hochpassabschneidefrequenz eines vorwärtsgekoppelten Mikrofonverstärkungskanals verwendet wird. Der vorwärtsgekoppelte Mikrofonverstärkungskanal kann sich von dem Wandlerausgang bis zumindest zu dem Analog-Digital-Wandlerausgang erstrecken. Die Vermeidung der Widerstände und Kondensatoren des analogen Hochpassfilters an dem Vorverstärker oder dem Puffer führt zu einer kleineren Halbleiterchipfläche, zu einem reduzierten thermischen Rauschen und zu einer deutlich verbesserten Flexibilität bei der Auswahl der Hochpassabschneidefrequenz des vorwärtsgekoppelten Mikroverstärkungskanals. Stattdessen kann die Hochpassabschneidefrequenz des vorwärtsgekoppelten Mikrofonverstärkungskanals durch eine Tiefpassabschneidefrequenz des digitalen Schleifenfilters gesteuert oder überwacht werden, wie dies nachfolgend erläutert ist. Die Frequenzantwort des digitalen Schleifenfilters einschließlich seiner Tiefpassabschneidefrequenz ist an sich deutlich genauer als die Frequenzantwort des herkömmlichen analogen Hochpassfilters, da Widerstände und Kondensatoren des analogen Hochpassfilters eine wesentliche Streuung durch die Herstellung und eine Abweichung im Laufe der Zeit und durch Temperatur zeigen, wodurch eine genaue Steuerung der Frequenzantwort schwierig, teuer oder beides ist.
Die genaue Frequenzantworteinstellung des vorwärtsgekoppelten Mikrofonverstärkungskanals, die durch die Eigenschaften des digitalen Schleifenfilters möglich ist, verbessert auch die Frequenzantwortanpassung einschließlich der Phasenanpassung zwischen individuellen Mikrofonanordnungen eines strahlformenden Mikrofonarrays. Diese verbesserte Antwortanpassung führt zu einer verbesserten, vorhersagbaren und stabilen Richtungsantwort des strahlformenden Mikrofonarrays.
Der Digital-Analog-Wandler kann eine sehr große Ausgangsimpedanz haben, um den Strom des analogen Rückkopplungssignals in eine Last einzuspeisen, die ein kapazitives Hochimpedanz-Wandlerelement enthält, ohne dass eine unerwünschte Abschwächung und/oder Verzerrung des Mikrofonsignals an dem Wandlerausgang hervorgerufen wird. In einigen Ausführungsformen kann die Ausgangsimpedanz des Digital-Analog-Wandlers bei 10 kHz größer als 1 MΩ, etwa größer als 10 MΩ oder 100 MΩ sein.
Der Fachmann erkennt, dass das analoge Rückkopplungssignal direkt an dem Wandlerausgang anlegen kann, beispielsweise an mindestens einer Wandlerplatte eines kapazitiven Wandlerelements. In diesem Zusammenhang bedeutet direkt, dass dies durch einen elektrisch leitenden Pfad ohne dazwischenliegende aktive Bauelemente, etwa Transistoren, aber möglicherweise über passive Komponenten, etwa Widerstände, Kondensatoren, elektrische Leiterbahnen, Leiter, und dergleichen erfolgt. Diese Eigenschaft verhindert in effizienter Weise die zuvor genannte Problematik hinsichtlich der Überlastung und der Verzerrung des Vorverstärkers und des Puffers bei hohen Pegeln des Mikrofonsignals, die durch Sättigung und Nichtlinearität aktiver Verstärkerelemente, etwa von Transistoren des Vorverstärkers oder der Pufferschaltung, hervorgerufen werden. Diese Niederfrequenzabschneidefrequenz kann in der Praxis in genauer Weise gesteuert werden, indem die Tiefpassabschneidefrequenz des digitalen Schleifenfilters festgelegt wird, wie zuvor erläutert ist. Die digitale Signalverarbeitung des digitalen Schleifenfilters ermöglicht eine sehr genaue und stabile Einstellung der Frequenzantwort des vorwärtsgekoppelten Mikrofonverstärkungskanals insbesondere in Verbindung mit dem DC-gekoppelten Vorverstärker oder Puffer, wie zuvor erläutert ist.
Der digitale Schleifenfilter kann einen Tiefpassfilter aufweisen, der eine Abschneidefrequenz besitzt, die bei oder über 10 Hz, beispielsweise bei oder über 50 Hz, 100 Hz oder 1000 Hz, liegt. Der Tiefpassfilter kann eine Antwortcharakteristik erster, zweiter oder dritter Ordnung haben. Der Fachmann erkennt, dass die Tiefpassabschneidefrequenz des digitalen Schleifenfilters so ausgewählt werden kann, dass eine gewünschte Hochpassabschneidefrequenz des vorwärtsgekoppelten Mikrofonverstärkungskanals erhalten wird. Die zuletzt genannte Hochpassabschneidefrequenz kann zwischen 10 Hz und 4000 Hz, etwa zwischen 100 Hz und 1 kHz für diverse Ausführungsformen der Mikrofonanordnung liegen, wobei dies von den Erfordernissen einer speziellen Anwendung abhängt. Der digitale Schleifenfilter kann eine einstellbare oder programmierbare Transferfunktion in gewissen Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung aufweisen. Die Transferfunktion kann durch Filterkonfigurationsdaten gesteuert werden, die die zuvor erläuterte Abschneidefrequenz des Tiefpassfilters bestimmen. Die Filterkonfigurationsdaten können entsprechende Werte eines oder mehrerer Filterkoeffizienten des digitalen Schleifenfilters enthalten. Die Filterkonfigurationsdaten können von der Verarbeitungsschaltung über eine integrierte Befehls- und Steuerschnittstelle empfangen werden. Die integrierte Befehls- und Steuerschnittstelle macht es möglich, dass die Mikrofonanordnung mit einer kompatiblen Datenschnittstelle des übergeordneten Prozessors verbunden wird, um damit die Filterkonfigurationsdaten aus dem übergeordneten Prozessor zu empfangen. Die programmierbare Transferfunktion des digitalen Schleifenfilters macht es möglich, dass die Mikrofonanordnung speziell auf die Erfordernisse einer speziellen Anwendung in Verbindung mit oder nach der Herstellung, zugeschnitten werden kann in flexibler Weise und daher dazu dient, die Anzahl an Varianten zu reduzieren, die für die Mikrofonanordnung erforderlich ist.
Die Verarbeitungsschaltung kann einen digitalen Prozessor aufweisen, der die Funktion des digitalen Schleifenfilters und/oder andere Steuerfunktionen der Verarbeitungsschaltung, etwa Zustandsumschaltung des Digital-Analog-Wandlers, Steuerung des Betriebs einer Befehls- und Steuerschnittstelle, die mit einem übergeordneten Prozessor einer tragbaren Kommunikationseinrichtung, etwa eines intelligenten Telefons, und dergleichen, verbindbar ist, implementiert. Der digitale Prozessor kann eine digitale Zustandsmaschine und/oder einen Software-programmierbaren Mikroprozessor, etwa einen digitalen Signalprozessor (DSP) aufweisen.
Gemäß einigen Ausführungsformen beinhaltet der Digital-Analog-Wandler (DAC) einen Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator (PWAM), der ausgebildet ist, das analoge Rückkopplungssignal zu erzeugen, indem das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal bei einer höheren Abtastfrequenz als eine Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals umgewandelt wird. Das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal kann eine Sequenz aus Strompulsen mit variabler Breite und Amplitude enthalten, die mittels eines Stromausgangswandlers erzeugt werden, der die Abtastwerte des ersten digitalen Rückkopplungssignals repräsentiert. Somit umfasst eine Ausführungsform des Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulators einen Stromausgangswandler, der ausgebildet ist zur Umwandlung des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals in eine entsprechende Sequenz aus Strompulsen mit variabler Breite und Amplitude ausgebildet ist. Der Stromausgangswandler beinhaltet mehrere einzeln steuerbare Stromgeneratoren, die parallel mit dem DAC-Ausgang verbunden sind. Der Stromausgangswandler kann zwischen 8 und 32 einzeln steuerbaren Stromgeneratoren aufweisen, die parallel mit dem DAC-Ausgang verbunden sind. Der Fachmann erkennt, dass die Kapazität des kapazitiven Wandlerelements an dem Wandlerausgang in wirksamer Weise die Strompulse mit variabler Breite und Amplitude, die von dem Ausgang des Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulators zugeführt werden, tiefpassfiltert oder glättet, um unerwünschte Hochfrequenzkomponenten in dem analogen Rückkopplungssignal zu reduzieren oder zu eliminieren. In dem zuvor genannten Stromausgangswandler kann jeder der mehreren einzeln steuerbaren Stromgeneratoren eine erste Stromquelle, die zwischen einer positiven DC-Versorgungsleitung des Stromausgangswandlers und dem DAC-Ausgang zur Bereitstellung eines ersten Strompegels für den DAC-Ausgang angeschlossen ist; und eine zweite Stromquelle aufweisen, die zwischen dem DAC-Ausgang und einer negativen DC-Versorgungsleistung des Stromausgangswandlers angeschlossen ist, um einen zweiten Strompegel aus dem DAC-Ausgang abzuleiten. Der einzeln steuerbare Stromgenerator kann ferner eine DC-Fehlerunterdrückungsschaltung aufweisen, die zur Anpassung bzw. Angleichung des ersten und des zweiten Strompegels ausgebildet ist. Die Anpassung oder die Angleichung des ersten und des zweiten Strompegels durch die Funktion der DC-Fehlerunterdrückungsschaltung hat einige bemerkenswerte Vorteile, beispielsweise führt sie zu einer linearen I/O-Charakteristik des Stromausgangswandlers. Die DC-Fehlerunterdrückungsschaltung verhindert ferner, dass sich DC-Spannungskomponenten an der Last aufbauen, was eine bemerkenswerter Vorteil in Verbindung mit der Ansteuerung von kapazitiven Wandlerelementen ist, in denen DC-Verschiebungen oder DC-Asymmetrien des Ausgangssignals an dem DAC-Ausgang tendenziell einen DC-Arbeitspunkt des kapazitiven Wandlerelements in Bezug zu einem DC-Sollarbeitspunkt verschieben, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
Einige Ausführungsformen des Hybrids aus Pulsbreiten-Modulator und Puls-Amplituden-Modulator können einen rauschformenden Quantisierer aufweisen, der ausgebildet ist, Abtastungen mit einer ersten Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals, das von dem digitalen Schleifenfilter ausgegeben wird, zu empfangen, und die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals so zu quantisieren, dass Abtastwerte eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer reduzierten Bitbreite erzeugt werden. Der Rauschformungsquantisierer kann Abtastwerte eines eintreffenden digitalen Signals auf wenige Bits, beispielsweise Abtastwerte mit reduzierter Bitbreite, quantisieren. Der rauschformende Quantisierer kann beispielsweise Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals von 32 Bits oder 24 Bits nach unten auf weniger als 16 Bits oder weniger als 12 Bits, etwa 11 Bits quantisieren. Der rauschformende Quantisierer ist ausgebildet, ein Spektrum des Quantisierungsrauschens, das durch den Quantisierungsvorgang erzeugt wird, so zu formen, dass dessen Hörbarkeit reduziert wird. Somit kann das Quantisierungsrauschen in der Frequenz über den hörbaren Bereich hinaus, beispielsweise über 20 kHz, geschoben werden. Das erste digitale Rückkopplungssignal kann eine Abtastfrequenz bei oder über 48 kHz, beispielsweise über 96 kHz, etwa 192 kHz oder 384 kHz, haben. Das zweite digitale Rückkopplungssignal kann nachfolgend in das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal umgewandelt werden, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
Der Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator ist in der Lage, das analoge Rückkopplungssignal mit hoher Auflösung bei relativ niedriger Umwandlungsfrequenz zu erzeugen, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die angefügten Zeichnungen erläutert ist. Der Fachmann erkennt, dass alternative Ausführungsformen des Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulators den Stromausgangswandler nicht aufweisen und stattdessen eine relativ geringe Ausgangsimpedanz haben, die das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal als eine Sequenz aus Spannungspulsen mit variabler Breite und Amplitude bereitstellen. Der Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator, der hierein offenbart ist, kann für eine Umwandlung von digitalen Signalen in entsprechende analoge Signale in einer Vielzahl von anderen Anwendungen als in der hierin beschriebenen Mikrofonanordnung genutzt werden.
Der Fachmann erkennt ferner, dass der hierin beschriebene Stromausgangswandler für eine fehlerfreie DC-Umwandlung eines digitalen Signals in ein analoges Signal in zahlreichen anderen Anwendungen anstelle des hierin beschriebenen Hybrid-Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulators verwendet werden kann.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung betreffen ein Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals eines Mikrofons. Das Verfahren umfasst a) Umwandeln eines eintreffenden Schalls in ein entsprechendes Mikrofonsignal an einem Mikrofonwandlerausgang; b) Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC) zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals; c) Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals zur Bereitstellung eines ersten digitalen Rückkopplungssignals; d) Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC); und e) Kombinieren des Mikrofonsignals und des analogen Rückkopplungssignals an dem Mikrofonwandlerausgang, um eine digitale Rückkopplungsschleife zu schließen.
Das Verfahren kann ferner aufweisen: f) Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an ein kapazitives Wandlerelement, beispielsweise Anlegen des anlogen Rückkopplungssignals an mindestens eine Wandlerplatte eines kapazitiven Wandlerelements als mikroelektromechanisches System (MEMS), das das Mikrofonsignal liefert. Das Anlegen des analogen Rückkopplungssignals des kapazitiven Wandlerelements ermöglicht eine genaue Steuerung der Frequenzantwort des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals aus den Gründen, die zuvor detailliert erläutert sind.
Das Verfahren zur Steuerung der Frequenzantwort des Signalverstärkungskanals kann ferner aufweisen g) Quantisierung und Rauschformen des ersten digitalen Rückkopplungssignals zur Erzeugung eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer kleineren Bitbreite als eine Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals.
Die Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals kann größer als 20 Bits ein, etwa 24 Bits, während die Bitbreite des zweiten digitalen Rückkopplungssignals kleiner als 16 Bits, etwa 11 Bits, sein kann, beispielweise 10 Bits, die die Größe repräsentieren, und ein Vorzeichenbit, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
Das Verfahren zur Steuerung der Frequenzantwort des Signalverstärkungskanals kann ferner aufweisen: Erhöhen einer Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals um eine vorbestimmten Aufwärtsabtastungsfaktor N, um ein drittes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; und Umwandeln des dritten digitalen Rückkopplungssignals in ein pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal.
Der Fachmann erkennt, dass die vorhergehende Umwandlung des dritten digitalen Rückkopplungssignals umfassen kann: h) Teilen einer ersten Abtastung des dritten digitalen Rückkopplungssignals durch den vorbestimmten Aufwärtsabtastungsfaktor N, um einen Moduluswert und einen Restwert der ersten Abtastung zu berechnen; i) Umwandeln des Moduluswertes der ersten Abtastung in ein erstes Pulssegment mit einer kombinierten Pulsbreite und einer kombinierten Pulsamplitude, die den Moduluswert repräsentieren; j) Umwandeln jeden Restwertes der ersten Abtastung in ein zweites Pulssegment mit einer Pulsbereite, die den Restwert repräsentiert; k) Kombinieren des ersten und des zweiten Pulssegments der ersten Abtastung, um einen ersten Puls mit variabler Breite und Amplitude zu erzeugen; und l) Wiederholen der Schritte h) - k) für nachfolgende Abtastungen des dritten Rückkopplungssignals, um das pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal mit einer Sequenz aus Pulsen mit variabler Breite und Amplituden zu erzeugen. Somit ist die Sequenz aus Puls mit variabler Breite und Amplitude repräsentativ für die Abtastungen des dritten digitalen Rückkopplungssignals, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung betreffen einen Halbleiterchip mit einer Verarbeitungsschaltung gemäß einer der zuvor beschriebenen Ausführungsformen. Die Verarbeitungsschaltung kann einen CMOS-Halbleiterchip aufweisen. Die Verarbeitungsschaltung kann so geformt und dimensioniert sein, dass eine Integration in ein Miniaturmikrofongehäuse oder eine Gehäuseeinheit möglich ist. Die Mikrofonanordnung kann daher ein Mikrofongehäuse aufweisen, dass das Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung umschließt und trägt. Ein Bodenbereich des Mikrofongehäuses kann eine Trägerplatine, etwa eine gedruckte Leiterplatte, aufweisen, auf der die Verarbeitungsschaltung und das Wandlerelement durch einen geeigneten Verbindungsmechanismus angebracht oder fixiert sind. Das Mikrofongehäuse kann einen Schallzugang oder Einlass aufweisen, der Schall zu dem Wandlerelement durchlässt, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung betreffen eine tragbare Kommunikationseinrichtung mit einer Mikrofonanordnung gemäß einer der zuvor beschriebenen Ausführungsformen. Die tragbare Kommunikationseinrichtung kann einen Anwendungsprozessor, beispielsweise einen Mikroprozessor, etwa einen digitalen Signalprozessor, aufweisen. Der Anwendungsprozessor kann eine Datenkommunikationsschnittstelle aufweisen, die verträglich ist zu und verbunden ist mit einer extern ansprechbaren Datenkommunikationsschnittstelle der Mikrofonanordnung. Die Datenkommunikationsschnittstelle kann eine spezielle Schnittstelle oder eine standardisierte Datenschnittstelle sein, etwa I²C, USB, UART, SoundWire oder SPI-verträgliche Datenkommunikationsschnittstellen. Es können diverse Arten von Konfigurationsdaten der Verarbeitungsschaltung, beispielsweise zum Programmieren oder Anpassen von Eigenschaften des digitalen Schleifenfilters, aus dem Anwendungsprozessor an die Mikrofonanordnung gesendet werden, wie dies nachfolgend detaillierter mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen erläutert ist.
In einigen Ausführungsformen kann die vorliegende Mikrofonanordnung einen Teil einer tragbaren Kommunikationseinrichtung, etwa eines intelligenten Telefons, bilden, wobei ein, zwei, drei oder mehr Mikrofonanordnungen zur Aufnahme und zur Verarbeitung diverser Arten von akustischen Signalen, etwa von Sprache und Musik, integriert sein können. Einige anschauliche Ausführungsformen der vorliegenden Lösungen können Mikrofonanordnungen und Verfahren unterschiedlicher Arten von Anwendung durch konfigurierbare Parameter einstellen oder anpassen, wie dies nachfolgend detaillierter erläutert ist. Diese Parameter können in geeignete Speicherzellen der Mikrofonanordnung auf Anforderung durch die Konfigurationsdaten eingeladen werden, wie dies zuvor erläutert ist, indem beispielsweise die zuvor genannte Befehls- und Steuerschnittstelle verwendet wird. Diese kann eine standardmäßige Datenkommunikationsschnittstelle, etwa SoundWire, I2C, UART und SPI beinhalten.
1 zeigt eine anschauliche Ausführungsform einer Mikrofonanordnung oder eines Mikrofonsystems 100. Die Mikrofonanordnung 100 beinhaltet ein kapazitives Wandlerelement 102, beispielsweise einen Wandler als mikroelektromechanisches System (MEMS), das ausgebildet ist, eintreffenden Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal umzuwandeln. Das Wandlerelement 102 kann beispielsweise eine Wandlerkapazität zwischen 0,5 pF und 10 pF aufweisen. Das kapazitive Wandlerelement kann eine erste und eine zweiten Wandlerplatte aufweisen, die gegeneinander aufgeladen sind, beispielsweise eine Membran und eine Rückseitenplatte, die das Mikrofonsignal bereitstellen. Die Ladung kann auf die Membran oder die Rückseitenplatten durch eine geeignete hochohmige DC-Vorspannungsversorgung (nicht gezeigt) aufgebracht werden. Die Mikrofonanordnung 100 beinhaltet ferner eine Verarbeitungsschaltung 122, die einen Halbleiterchip aufweisen kann, beispielsweise ein CMOS-Halbleiterbauelement für Mischsignale, in der diverse analoge und digitale Schaltungen integriert sind, die nachfolgend erläutert sind. Die Verarbeitungsschaltung 122 ist für die Montage auf einem Substrat oder Trägerelement 111 der Anordnung 100 geformt und dimensioniert, wobei das Trägerelement auch das kapazitive Wandlerelement 102 trägt. Die Mikrofonanordnung 100 beinhaltet einen Gehäusedeckel 103, der auf einer Umfangskante des Substrats oder Trägerelements 111 derart montiert ist, dass der Gehäusedeckel 103 und das Trägerelement 111 gemeinsam ein Mikrofongehäuse bilden, das das Wandlerelement 102 und die Verarbeitungsschaltung 105 der Anordnung 100 umschließt und schützt. Das Mikrofongehäuse kann einen Schalleinlass oder Schallzugang 109 aufweisen, der durch das Trägerelement 111 oder durch den Gehäusedeckel 103 in anderen Ausführungsformen hindurch hervorsteht, um Schallwellen zu dem Wandlerelement 102 zu führen.
Das Wandlerelement 102 erzeugt ein Mikrofonsignal an einem Wandlerausgang (Element 101a der 2) in Reaktion auf eintreffenden Schall. Der Wandlerausgang kann beispielsweise eine Anschlussfläche oder einen Anschluss des Elements 102 aufweisen, die bzw. der elektrisch mit der Verarbeitungsschaltung 122 über einen oder mehrere Bonddrähte 107 verbunden ist, die entsprechende Signalanschlussflächen des Wandlerelements 102 und die Verarbeitungsschaltung 122 untereinander verbinden.
2 zeigt ein vereinfachtes elektrisches Blockschaltbild einer anschaulichen Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung 122 der Miniaturmikrofonanordnung 100. Die Verarbeitungsschaltung 122 beinhaltet einen Vorverstärker oder Puffer 104 mit einem Eingangsknoten oder Anschluss 101b, der mit dem Wandlerausgang 101a des Wandlerelements 102 zum Empfang des Mikrofonsignals verbunden ist, das von dem Wandlerelement 102 erzeugt wird. Der Ausgang des Vorverstärkers 104 liefert ein verstärktes und/oder gepuffertes Mikrofonsignal für einen Analog-Digital-Wandler 106, der ausgebildet ist, das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren. Der Analog-Digital-Wandler 106 kann ausgebildet sein, ein digitales Mehrbit- oder Einzelbit-Mikrofonsignal zu erzeugen, das das Mikrofonsignal repräsentiert, wobei dies von der speziellen Wandlerart abhängig ist. Einige Ausführungsformen des Analog-Digital-Wandlers 106 beinhalten einen Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ), der ausgebildet ist, ein digitales Einzelbit-(PDM-) Mikrofonsignal bei einer ersten Abtastfrequenz zu erzeugen. Die erste Abtastfrequenz kann zwischen 2 MHz und 20 MHz, etwa bei 3,092 MHz, liegen. Der Fachmann erkennt, dass der Vorverstärker 104 in anderen Ausführungsformen in dem Analog-Digital-Wandler 106 integriert sein kann.
Das digitale Mikrofonsignal wird einem Eingang einer Befehls- und Steuerschnittstelle 110 zugeleitet, die ausgebildet ist, diverse Arten von Datenbefehlen und Filterkonfigurationsdaten für eine programmierbaren digitalen Schleifenfilter 120 aus einem übergeordneten Prozessor (nicht gezeigt) eines tragbaren Kommunikationsgeräts (beispielsweise eines intelligenten Telefons) zu empfangen. Die Befehls/Steuerschnittstelle 110 kann eine separate Taktleitung 116 (CLK) aufweisen, die Daten auf einer Datenleitung 118 (DATA) der Schnittstelle 100 taktet. Die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 kann eine standardisierte Datenkommunikationsschnittstelle gemäß diversen seriellen Datenkommunikationsprotokollen, etwa I²C, USB, UART, SoundWire oder SPI, aufweisen. Die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 ist ausgebildet, das digitale Mikrofonsignal entsprechend dem relevanten Protokoll der Schnittstelle 110 zu strukturieren und zu codieren, und sie sendet das digitale Mikrofonsignal an den übergeordneten Prozessor. Die Mikrofonanordnung 100 kann ausgebildet sein, diverse Arten von Konfigurationsdaten zu empfangen und zu nutzen, die von dem übergeordneten Prozessor gesendet werden. Die Konfigurationsdaten können Daten hinsichtlich einer Konfiguration der Verarbeitungsschaltung 122, etwa Filterkoeffizienten des digitalen Streifenfilters 120, enthalten.
Die Verarbeitungsschaltung 122 enthält einen Rückkopplungskanal bzw. Rückkopplungspfad, der zumindest von dem digitalen Mikrofonsignal an dem Ausgang 112 des Analog-Digital-Wandlers 106 ausgeht und zurück zu dem Wandlerausgang 101a oder dem Mikrofonvorverstärkereingangsknoten 101b verläuft, da diese Knoten elektrisch verbunden sind.
Der Rückkopplungskanal liefert ein analoges Rückkopplungssignal an den Summierknoten 132 an dem Wandlerausgang 101a derart, dass der Kanal geeignet ist, eine Hochpassabschneidefrequenz der Frequenzantwort des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals aus dem Wandlerausgang an den Ausgang 112 des Analog-Digital-Wandlers 106 festzulegen. Diese Hochpassabschneidefrequenz kann in der Praxis durch eine Einstellung einer Tiefpassabschneidefrequenz des digitalen Schleifenfilters 120 genau gesteuert werden, wie zuvor erläutert ist. Der digitale Schleifenfilter kann aufgrund seiner digitalen Verarbeitungsnatur eine sehr genaue und stabile Frequenzantworteinstellung bieten im Vergleich zu Frequenzantworteinstellungen konventioneller analoger Filter, die auf Werten von Komponenten, etwa Kondensatoren und Widerständen beruhen, um die Frequenzantwort zu bestimmen. Komponenten, etwa Kondensatoren und Widerstände zeigen deutliche Fertigungstoleranzen der Komponentenwerte und besitzen eine Verschiebung im Laufe der Zeit und in Abhängigkeit von der Temperatur, so dass die Frequenzantworteinstellung konventioneller analoger Filter weniger genau und stabil ist, als dies gewünscht ist.
Wenn der Analog-Digital-Wandler 106 ein digitales Mikrofonsignal in Form eines digitalen Einzelbit-(PDM-) Mikrofonsignals oder in Form eines digitalen Mehrbit-Mikrofonsignals mit 2-4 Bits erzeugt, dann kann die digitale Rückkopplungsschleife der Verarbeitungsschaltung 122 eine Dezimiereinheit 115 aufweisen, die vor beispielsweise dem Eingang des digitalen Schleifenfilters 120 angeordnet ist. Diese Dezimiereinheit 115 ist ausgebildet, das digitale Einzelbit-(PDM-) oder Mehrbit-Mikrofonsignal in ein dezimiertes Mehrbit-(PCM) Rückkopplungssignal bei einer zweiten Abtastfrequenz umzuwandeln. Die zweite Abtastfrequenz ist niedriger als die erste Abtastfrequenz, die zwischen 2 MHz und 20 MHz des digitalen Einzelbit-(PDM-) Mikrofonsignals liegen kann, wie zuvor erläutert ist. Die zweite Abtastfrequenz kann 8 bis 64 mal niedriger sein als die erste Abtastfrequenz, beispielsweise wird dies erreicht durch Konfigurieren der Dezimiereinheit 115 mit Dezimierfaktoren zwischen 8 und 64, etwa 16 oder 32. Die Abtastwerte des dezimierten Mehrbit-Rückkopplungssignals können zwischen 16 und 32 Bits aufweisen, um eine hohe Signalauflösung in dem digitalen Rückkopplungskanal beizubehalten. Diese Dezimierung und die zugehörige Tiefpassfilterung des digitalen Einzelbit-(PDM-) Mikrofonsignals kann hilfreich sein, Hochfrequenzrauschkomponenten des digitalen Einzelbit-(PDM-) Mikrofonsignals zu reduzieren. Das dezimierte Mehrbit-Rückkopplungssignal wird an einen Eingang des digitalen Schleifenfilters 120 angelegt, der das Signal gemäß einer einstellbaren oder festen Transferfunktion filtert, etwa die zuvor erläuterte Tiefpassfrequenzantwort des Filters 120, um in Reaktion darauf ein erstes digitales Rückkopplungssignal an einem Filterausgang zu erzeugen. Anschauliche Toppologien und Transferfunktionen des digitalen Schleifenfilters 120 werden nachfolgend detailliert erläutert.
Das erste digitale Rückkopplungssignal, das von dem digitalen Schleifenfilter 120 bereitgestellt wird, wird einem Analog-Digital-Wandler (DAC) der digitalen Rückkopplungsschleife zugeleitet. Der DAC enthält einen Hybrid-Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulator (PWAM) 125, der zu einem Stromausgangswandler (IDAC) 130 in Reihe geschaltet ist. Der DAC ist ausgebildet, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln, das dem Mikrofonvorverstärkereingangsknoten 101b zugeleitet wird. Dieser Knoten 101b ist mit dem Wandlerausgang 101a verbunden, wie hierin erläutert ist, wodurch die digitale Rückkopplungsschleife geschlossen wird. Der Fachmann erkennt, dass der Wandlerausgang ein Schaltungsknoten mit äußerst hoher Impedanz sein kann, beispielsweise einer Impedanz, die einer Kapazität von 0,5 pF bis 10 pF eines kapazitiven Miniaturwandlerelements entspricht. Diese des Wandlerausgangs und der Aufbau und die elektrischen Eigenschaften, insbesondere die Ausgangsimpedanz des Stromausgangswandlers 130 werden detaillierter mit Verweis auf die schematische Ansicht des Wandlers 130 erläutert. Das Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang des kapazitiven Miniaturwandlerelements 102 führt zu zahlreichen Vorteilen im Vergleich zu konventionellen Vorgehensweisen. Die direkte Kopplung des analogen Rückkopplungssignals an den Wandlerausgang verhindert wirksam eine Niederfrequenzübersteuerung des Vorverstärkers oder Puffers 104 und/oder des Wandlers 106. Dies wird durch die Tiefpassfilterung des analogen Rückkopplungssignals bewerkstelligt, die von dem digitalen Schleifenfilter 120 ausgeführt wird, der Niederfrequenzkomponenten des Mikrofonsignals an dem Eingangsknoten 101b oder Eingangskonten des Vorverstärkers oder Puffers 104 durch Tiefpassfilterung auslöscht oder reduziert. Ferner kann das Grundrauschen der Mikrofonanordnung 100 durch spezielle Auswahl einer Frequenzantwort des kapazitiven Miniaturwandlerelements 102 in Bezug auf die genaue Frequenzantwort des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals gesenkt werden. Fern verbessert die genaue Steuerung der Frequenzantwort des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungspfades die Frequenzantwortanpassung einschließlich der Phasenanpassung zwischen einzelnen Mikrofonanordnungen eines strahlformenden Mikrofonarrays, das 2, 3 oder mehr Mikrofonanordnungen aufweisen kann. Diese verbesserte Anpassung der Antwort führt zu einer verbesserten, vorhersagbaren und stabilen Richtungsantwort des strahlformenden Mikrofonarrays.
Der obere Teil von 3 zeigt eine Blockansicht einer anschaulichen Ausführungsform des zuvor erläuterten digitalen Schleifenfilters 120 der digitalen Rückkopplungsschleife oder des Kanals der Verarbeitungsschaltung 122. Der digitale Schleifenfilter 120 besitzt Charakteristiken eines Tiefpassfilters zweiter Ordnung durch Verwenden einer klassischen IIR-Filter-bi-quad-Topologie. Der Fachmann erkennt, dass andere Filterarten und Topologien, etwa FIR-Filter oder andere Arten von IIR-Filtertopologien, in alternativen Ausführungsformen des digitalen Schleifenfilters 120 eingesetzt werden können. In gleicher Weise können auch andere Filterordnungen eingesetzt werden Die Transferfunktion des dargestellten digitalen Schleifenfilters 120 wird durch Werte der Filterkoeffizienten bestimmt, die beinhalten: a1, a2, b0, b1 und b2. Der Graph der Frequenzantwort 300 des unteren Teils der 3 zeigt eine anschauliche Größe einer Antwort 310 des digitalen Schleifenfilters 120, wobei die Tiefpassabschneidefrequenz auf ungefähr 200 Hz eingestellt ist. Die entsprechende Größenantwort 305 des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals für diese spezielle Einstellung der Antwort 310 des digitalen Schleifenfilters ist ebenfalls aufgetragen. Der Fachmann erkennt die erwartete Hochpassgrößenantwort zweiter Ordnung des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals. Die Hochpassabschneidefrequenz ist ab ungefähr 30 Hz festgelegt. Der Fachmann erkennt, dass die Tiefpassabschneidefrequenz des digitalen Schleifenfilters 120 über einen breiten Frequenzbereich eingestellt werden kann, so dass eine gewünschte Hochpassabschneidefrequenz des vorwärts gekoppelten Mikrofonverstärkungskanals erhalten wird. Diese zuletzt genannte Hochpassabschneidefrequenz kann im Frequenzbereich zwischen 10 Hz und 200 Hz bei diversen Ausführungsformen der Mikrofonanordnung, abhängig von den Erfordernissen einer speziellen Anwendung, liegen.
Der Fachmann erkennt, dass gewisse Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung 122 eine einstellbare oder programmierbare Transferfunktion des digitalen Schleifenfilters 120 enthalten können, wobei die Transferfunktion durch Filterkonfigurationsdaten gesteuert wird. Die Filterkonfigurationsdaten können entsprechende Werte eines oder mehrerer der zuvor erläuterten Filterkoeffizienten a1, a2, b0, b1 und b2 beinhalten. Die Filterkonfigurationsdaten können von der Verarbeitungsschaltung 122 über die zuvor erläuterte Befehls- und Steuerschnittstelle 110 aus einem übergeordneten Prozessor empfangen werden. Die programmierbare Transferfunktion des digitalen Schleifenfilters 120 ermöglicht es, dass die Mikrofonanordnung auf Anforderung einer speziellen Anwendung nach der Herstellung in flexibler Weise angepasst werden kann, so dass die Anzahl an Varianten reduziert wird, die für die Mikrofonanordnung erforderlich ist.
Andere Arten von Konfigurationsdaten für diverse Schaltungen und Funktionen der Verarbeitungsschaltung 122 können in gleicher Weise über die Befehls- und Steuerschnittstelle 110 programmiert werden. Die Konfigurationsdaten einschließlich der Filterkonfigurationsdaten können in wiederbeschreibbaren Speicherzellen (nicht gezeigt) der Verarbeitungsschaltung, etwa einem Flash-Speicher, einem EEPROM, einem RAM, von Registerdateien oder Flip-Flops, gespeichert werden. Diese wiederbeschreibbaren Speicherzellen können gewisse Voreinstellungswerte der Filterkonfigurationsdaten enthalten oder speichern.
4 zeigt eine vereinfachte Blockansicht einer anschaulichen Ausführungsform des zuvor erläuterten Hybrid-Pulsbreiten- und Pulsamplitudenmodulators (PWAM) 125 des Rückkopplungskanals der Verarbeitungsschaltung. Der Ausgang des digitalen Schleifenfilters 120 ist mit dem Eingang des PWAM 125 derart verbunden, dass das zuvor erläuterte erste digitale Rückkopplungssignal an den Eingang des PWAM 125 angelegt wird. Das erste digitale Rückkopplungssignal kann ein Mehrbitsignal mit einer relativ hohen Auflösung - beispielsweise zwischen 16 und 32 Bits pro Abtastung, etwa 24 Bits pro Abtastung sein, um eine hohe Signalauflösung im Rückkopplungskanal aufrecht zu erhalten. Die Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals kann zwischen 32 kHz und 384 kHz, beispielsweise zwischen 96 kHz und 192 kHz, liegen. Der PWAM 125 enthält einen Rauschformungs-Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 am Eingang, der das erste digitale Rückkopplungssignal empfängt. Der Rauschformungs-Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 hebt die Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals mit einem voreingestellten oder programmierbaren Verhältnis - beispielsweise einem ganzteiligen Verhältnis zwischen 2 und 16 an, um ein zweites digitales Rückkopplungssignal 414 bei einer zweiten Abtastfrequenz zu erzeugen. Der Rauschformungs-Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 ist ferner ausgebildet, Abtastungen des zweiten digitalen Rückkopplungssignals auf eine kleinere Anzahl an Bits als die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals zu quantisieren. Gemäß einer anschaulichen Ausführungsform des Quantisierers 410 haben die Abtastungen des ersten digitalen Rückkopplungssignals 24 Bits pro Abtastung, während die Abtastungen des zweiten digitalen Rückkopplungssignals auf 11 Bits dezimiert wurden. Diese Abtastungen können entsprechend einem Abtastformat mit Vorzeichen erzeugt werden, wobei ein Vorzeichenbit ein Bit beansprucht und einen Bereich für die Größe durch die restlichen 10 Bits des Abtastwertes repräsentiert wird.
5 zeigt eine vereinfachte Blockansicht des Rauschformungs-Aufwärtsabtasters und Quantisierers 410 des PWAM 125. Das erste digitale Rückkopplungssignal wird durch X(z) repräsentiert und das zweite digitale Rückkopplungssignal wird Durch X(z)+E(z) repräsentiert, wobei E(z) eine Quantisierungsrauschkomponente repräsentiert, die durch den von dem Quantisierer 504 ausgeführten Quantisierungsvorgang hervorgerufen wird. Der Rauschformungs-Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 enthält eine rauschformende Rückkopplungsschleife, die sich durch den Schleifenfilter Hn(n) 506 bis zu einem zweiten Addierer 510 auf der Eingangsseite erstreckt, wobei der Addierer das Spektrum des erzeugten Quantisierungsrauschens zu höheren Frequenzen hin verformt und daher eine relativ hohe Auflösung des zweiten digitalen Rückkopplungssignals durchgängig im hörbaren Frequenzbereich trotz der Quantisierung beibehält. Der Rauschformungs-Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 kann eine Vorwärtskopplungsschleife enthalten, wie dies dargestellt ist, die sich von einem ausgangsseitigen Summierer 512 aus erstreckt. Der rauschformende Aufwärtsabtaster und Quantisierer 410 kann ferner den dargestellten Dither-Generator 502 aufweisen, der ein pseudozufälliges Rauschsignal mit geeignetem Pegel dem ersten digitalen Rückkopplungssignal an dem Eingang des rauschformenden Aufwärtsabtasters und Quantisierers 410 hinzufügt, wobei ein erster eingangsseitiger Addierer 508 verwendet wird. Das pseudozufällige Rauschsignal kann mit dem Quantisierungsvorgang einhergehende hörbare Fehler in gut bekannter Weise reduzieren.
Es sei weiter auf 4 verwiesen; der PWAM 125 enthält zusätzlich einen Modulator 420, der mit dem Ausgang des rauschformenden Aufwärtsabtasters und Quantisierers 410 zum Empfang des zweiten digitalen Rückkopplungssignals X(z)+E(z) verbunden ist. Der Betrieb und die Funktion einer anschaulichen Ausführungsform des Modulators 420 sind anschaulich in 6 dargestellt. Der Modulator 420 verwendet das zweite digitale Rückkopplungssignal in dem Mehrbit-(PCM-) Format und wandelt das zweite digitale Rückkopplungssignal in ein pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal um. Die Abtastfrequenz dieses pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals kann deutlich höher sein als die Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals, wie nachfolgend erläutert ist. Die Abtastfrequenz des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signals 425 kann mindestens 16-mal höher sein als die Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals, etwa 32 oder 64-mal höher. Eine Ausführungsform des Modulators 420 erlaubt eine Abtastfrequenz von 192 kHz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals und erzeugt ein entsprechendes pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal bei einer Abtastfrequenz von 12,288 MHz, und hebe daher die Abtastfrequenz des zuletzt genannten Signals um einen Aufwärtsabtastungsfaktor von 64 an. Das pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal 425 kann einer Stromwandlersteuerschaltung oder einem Steuerblock 430 zugeleitet werden - (siehe beispielsweise 4). Die Stromwandlersteuerschaltung 430 ist ausgebildet, das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal in eine entsprechende Sequenz aus Strompulsen mit variabler Breite und Amplitude an dem Ausgang des zuvor geläuterten Stromausgangswandlers (IDAC) 130 umzuwandeln oder zu transformieren, indem gesteuert wird, wie einzeln steuerbare Stromgeneratoren (in 7 und 8 dargestellt) aktiviert werden. Die Stromwandlersteuerschaltung 430 kann eine geeignet konfigurierte digitale Zustandsmaschine enthalten. Eine Ausführungsform der Stromwandlersteuerschaltung 430 kann eine Anpassschaltung mit dynamischen Elementen 432 aufweisen, wie sie schematisch dargestellt ist, wobei die Auswahl individuell steuerbarer Stromgeneratoren des Stromausgangswandlers in zufälliger Weise ausgeführt wird, um Unterschiede zwischen nominell identischen Stromgeneratoren herauszumitteln.
Gemäß 6 wird das zweite digitale Rückkopplungssignal X(z)+E(z) dem Eingang des Modulators 420 zugeleitet und die Abtastfrequenz wird entsprechend an dem vorbestimmten Verhältnis N, etwa 64, angehoben. In der vorliegenden Ausführungsform beträgt die Auflösung des zweiten digitalen Rückkopplungssignals 11 Bits, wie zuvor erläutert ist. Ein Teilerblock oder eine Teilerschaltung 603 teilt jeden 11-Bit-Abtastwert des zweiten digitalen Rückkopplungssignals durch N, um entsprechende Moduluswerte und Restwerte der Abtastwerte zu berechnen. Die Zeichnung zeigt vier anschauliche Werte, 138, 40, 522 und 276, wobei eine Dezimalschreibweise für die 11-Bit-Abtastwerte des zweiten digitalen Rückkopplungssignals verwendet wird, das ursprünglich im dezimalen Format ausgedrückt ist. Der dezimale Abtastwert 138 wird durch 64 geteilt, wodurch ein Moduluswert von 2 und ein Restwert von 10 erzeugt werden, wie dargestellt ist. Die entsprechende Berechnung ist ebenfalls für die drei verbleibenden Abtastwerte 40, 52 und 276 dargestellt. Der dezimale Abtastwert 138 wird in ein binäres Format umgewandelt, wobei gezeigt wird, wie der Moduluswert 2 dem Wert 00010b entspricht, und der Restwert 10 entspricht 001010b. Es wird ein erster Puls mit variabler Breite und Amplitude 610 des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals durch Umwandlung des dezimalen Abtastwertes 138 erzeugt. Der erste Puls mit variabler Breite und Amplitude 610 ist im Wesentlichen aus zwei Segmenten aufgebaut. Ein erstes Pulssegment (2*64) hat eine Amplitude von „2“ (y-Achsenskalieren), die volle Pulsbreite überspannt, d.h., 100 % Modulation, und eine Pulsamplitude von 2 - wodurch somit der Moduluswert „2“ repräsentiert wird. Der erste Puls mit variabler Breite und Amplitude 610 enthält ferner ein zweites Pulssegment (1*10), das lediglich 10 Abtastzeittakte der 12,288 MHz-Abtastfrequenz des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals überspannt. Anders ausgedrückt, der dezimale Abtastwert 138 wird in einen „analogen“ Puls mit variabler Breite und Amplitude mit einer entsprechenden Pulsfläche umgewandelt.
Die Umwandlung des dezimalen Abtastwertes 40 in den zweiten Puls mit variabler Breite und Amplitude 620 ist ebenfalls dargestellt. Der dezimale Abtastwert 40 führt zu einem Moduluswert von 0 und einem Restwert von 40, wie dargestellt ist. Der entsprechende zweite Puls mit variabler Breite und Amplitude 620 spiegelt dieses Ergebnis wieder, indem lediglich ein zweites Pulssegement (1*40) mit einer „eins“ Amplitude vorgesehen ist, die lediglich 40 Abtastzeittakte der 12,288 MHz-Abtastfrequenz des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals überspannt, Die Umwandlung des dezimalen Abtastwerts 522 in einen dritten Puls mit variabler Breite und Amplitude 630 wird schließlich unter Anwendung der zuvor umrissenen gleichen Prinzipien dargestellt. Der Fachmann erkennt, dass der Modulator 420 ausgebildet ist, eintreffende Abtastwerte in entsprechende Sequenzen aus Pulsen mit variabler Breite und Amplitude umzuwandeln, wobei die Pulsfläche aller Pulse mit variabler Breite und Amplitude 610, 620, 630 den in Rede stehenden Abtastwert repräsentiert. Somit kann jeder Puls mit variabler Breite und Amplitude 610, 620, 630 als eine analoge Darstellung des in Rede stehenden Abtastwertes betrachtet werden.
Der Fachmann erkennt, dass der Modulator 420 ausgebildet sein kann, die Pulse mit variabler Breite und Amplitude gemäß unterschiedlichen Modulationsschemata zu erzeugen. In der vorliegenden Ausführungsform wird jeder Puls mit variabler Breite und Amplitude vorzugsweise an einem Mittelpunkt der Pulsperiode zentriert, beispielsweise an dem Abtastzeittakt 32 in dieser Ausführungsform zentriert, wobei ein Aufwärtsabtastfaktor von 64 verwendet wird. Diese Zentrierung wird häufig als eine Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation bezeichnet. Jedoch können andere Ausführungsformen des Modulators 420 ausgebildet sein, die Pulse mit variabler Breite und Amplitude durch Anwenden einer Einzelflankenmodulation zu erzeugen.
7 zeigt eine vereinfachte schematische Blockansicht einer anschaulichen Ausführungsform des Stromausgangswandlers 130, der einen Teil des DAC im Strommodus der Verarbeitungsschaltung bildet. Der Stromausgangswandler 130 enthält eine vorbestimmte Anzahl N an individuell bzw. einzeln steuerbaren Stromgeneratoren (IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN, etwa zwischen 4 und 32 Stromgeneratoren, etwa 16 Stromgeneratoren. Die entsprechenden Ausgänge der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren sind parallel mit einem gemeinsamen DAC-Ausgangsknoten 131 verbunden. Ein kapazitives Wandlerelement 702 ist mit dem gemeinsamen DAC-Ausgangsknoten 131 verbunden. Der Fachmann erkennt, dass das kapazitive Wandlerelement 702 das zuvor erläuterte kapazitive Wandlerelement 102 einer Miniaturmikrofonanordnung für Schallreproduktion aufweisen kann. Jedoch können andere Arten kapazitiver Wandlerelemente zur Erfassung diverser Arten physikalischer Größen alternativ durch den vorliegenden DAC im Strommodus 702 angesteuert werden. Die N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN können nominell identisch sein, wobei doch der Fachmann erkennt, dass die Streuung von Komponenten, die mit der Halbleiterherstellung einhergehen, kleine Schwankungen von Eigenschaften zwischen den steuerbaren Stromgeneratoren hervorrufen können, insbesondere bezüglich der Fähigkeiten zum Stromableiten und Stromeinleiten. Jeder der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN ist ausgebildet, selektiv Strom in das kapazitive Wandlerelement 702 einzuleiten oder Strom aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 abzuleiten, wobei dies entsprechend der Schaltsteuerung erfolgt, die von der Stromwandlersteuerschaltung 430 ausgeführt wird, wodurch Spannung an dem Element 702 aufgebaut oder abgebaut wird. Jede der N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN kann als ein Ein-Bit- oder 1,5-Bit-Binärwert von +1 oder -1 betrachtet werden. Das Zuleiten oder Ableiten der vorbestimmten Strommenge oder des Pegels kann durch Auswahl eines ersten Zustands oder eines zweiten Zustands des steuerbaren Stromgenerators ausgeführt werden. Schließlich kann jeder der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren einen dritten Zustand oder einen Leerlauf/Null-Ausgangszustand aufweisen, in welchem der Stromgenerator weder Strom an seinem Ausgang abgibt oder davon aufnimmt. In diesem Leerlaufzustand kann der Stromgenerator in einen Hochimpedanzmodus versetzt werden, der effektiv den Stromgenerator von dem gemeinsamen DAC-Ausgang 131 abkoppelt, wie dies nachfolgend detaillierter erläutert ist. Der Fachmann erkennt, dass der maximale positive Ausgangswert des Stromwandlers einer Einstellung entsprechen kann, in welcher alle N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAiC1, IDAC2, IDAC3, IDACN Strom abgeben, während der maximale negative Ausgangswert einer Einstellung entspricht, in welcher alle N einzeln steuerbaren Stromgeneratoren IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN Strom aufnehmen.
8 ist eine vereinfachte schematische Blockansicht des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandlers 130, wenn er in einem Leerlaufzustand oder ausgeschalteten Zustand ist, wie zuvor beschrieben ist. Der steuerbare Stromgenerator IDACN enthält eine erste Stromquelle 802 und eine zweite Stromquelle 804, die zwischen der positiven DC-Versorgungsleitung VDD und einer negative DC-Versorgungsleitung, die in der vorliegenden Ausführungsform Masse bzw. Erde (GND) ist, in Reihe geschaltet sind. Ein erstes Schalterpaar mit Schaltern SW2 und SW5 ist zwischen der ersten und der zweiten Stromquelle 802, 804 geschaltet und wird in synchronisierter Weise so betrieben, dass beide Schalter gleichzeitig geschlossen/leitend oder geöffnet/nicht-leitend sind. Die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 sind im Leerlaufzustand geschlossen, während die restlichen SW1, SW3, SW4 und SW6 in den offenen/nicht-leitenden Zustand versetzt sind, wie gezeigt ist. Dies bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 und durch die zweite Stromquelle 804 fließende Strom direkt von VDD nach GND fließt, wie durch den Strompfad 810 angegeben ist. Somit sind die erste und die zweite Stromquelle 802, 804 jeweils elektrisch von den Ausgangsmoden 831 elektrisch entkoppelt und der steuerbare Stromgenerator IDAC trägt daher keinen merkbaren Strom in das kapazitive Wandlerelement 702 ein oder leitet Strom davon ab, wenn es in dem Leerlaufzustand ist.
Der steuerbare Stromgenerator IDACN enthält zusätzlich eine DC-Spannungsreferenz 806, die mit einem invertierenden Eingang eines Schleifendifferenzverstärkers 808 verbunden ist, beispielsweise ein Operationsverstärker oder ein anderer Differenzverstärker einer Rückkopplungsregelschleife des IDACN. Die Spannung der DC-Spannungsreferenz 806 kann gleich der Hälfte von VDD sein. Der Schleifendifferenzverstärker 808 hat einen nicht-invertierenden Eingang (+), der mit einem Mittelpunktsknoten 812 verbunden ist, der zwischen dem ersten Schalterpaar SW2, SW5 angeordnet ist. Ein Ausgang des Schleifendifferenzverstärkers 808 ist mit einem Steuereingang 805 der zweiten Stromquelle 804 verbunden, wobei der Steuereingang 805 ausgebildet ist, den Strompegel der zweiten Stromquelle 804 einzustellen. Die Arbeitsweise des Schleifendifferenzverstärkers 808 besteht daher darin, die Spannung an dem Mittelpunktsknoten 812 auf ungefähr die Hälfte VDD dynamisch oder adaptiv einzustellen, wobei dies die Spannung ist, die an dem negativen Eingang des Schleifendifferenzverstärkers 808 festgelegt ist, indem der durch die zweite Stromquelle 804 über den Steuereingang 805 fließende Strom eingestellt wird. Diese adaptive Einstellung der Spannung an dem Mittelpunktsknoten 812 wird durch eine Rückkopplungsregelschleife ausgeführt. Daher bilden der Schleifendifferenzverstärker 808, die zweite Stromquelle 804 und die DC-Spannungsreferenz 806 gemeinsam eine DC-Fehlerunterdrückungsschaltung, die ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Strompegel, die von der ersten und der zweiten Stromquelle 802, 804 während des Leerlaufzustands des steuerbaren Stromgenerators IDACN geliefert werden, anzupassen oder aneinander anzugleichen. In gewissen Ausführungsformen kann der Schleifendifferenzverstärker 808 eine relativ kleine Bandbreite oder eine große Zeitkonstante im Vergleich zu der Abtastfrequenz des eintreffenden pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals haben. Die obere Abschneidefrequenz des Schleifendifferenzverstärkers 808 kann beispielsweise kleiner als 100 kHz oder kleiner als 40 kHz sein, wodurch wirksam eine langsame Mittelung der Stromquellenangleichung ausgeführt wird, um auf lange Sicht einen DC-Versatz von Null an dem Ausgang jedes steuerbaren Stromgenerators zu gewährleisten.
Diese Eigenschaft hat mehrere bemerkenswerte Vorteile, beispielsweise führt sie zu einer linearen I/O-Charakteristik des Stromausgangswandler 130. Die DC-Fehlerunterdrückungsschaltung verhindert ferner das Entstehen von DC-Spannungskomponenten an der Last, was ein bemerkenswerter Vorteil in Verbindung mit der Ansteuerung von kapazitiven Wandlerelementen ist, in denen DC-Abweichungen oder DC-Asymmetrien des analogen Rückkopplungssignals tendenziell dazu führen, dass der DC-Arbeitspunkt des kapazitiven Wandlerelements von dem Soll-DC-Arbeitspunkt weg wandert. Das mögliche Entstehen eines DC-Versatzes wird durch die Ladungsintegration hervorgerufen, die von der Kapazität des kapazitiven Wandlerelements ausgeführt wird. Der steuerbare Stromgenerator IDACN arbeitet in dem zuvor erläuterten Leerlaufzustand, in welchem der Ausgangsknoten 831 in einem hochohmigen Zustand ist, wobei im Wesentlichen ein Ausgangsstrom von Null bereitgestellt wird Jede Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 kann einen steuerbaren Halbleiterschalter, beispielsweise einen MOSFET, aufweisen. Jeder Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 haben einen Steueranschluss, etwa einen Gateanschluss eines MOSFET aufweisen, der den steuerbaren Halbleiterschalter zwischen dem leitenden und dem nicht-leitenden Zustand hin und her schaltet. Diese Steueranschlüsse sind mit der zuvor erläuterten Stromwandlersteuerschaltung 430 verbunden. Der von der ersten und der zweiten Stromquelle 802, 804 gelieferte Strompegel kann abhängig von den Erfordernissen einer speziellen Anwendung variieren, etwa einer Lastimpedanz, beispielsweise der Kapazität des kapazitiven Wandlerelements 702 in der vorliegenden Ausführungsform, der Abtastfrequenz des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals, der Anzahl der parallel geschalteten steuerbaren Stromgeneratoren des Stromausgangswandler 120 und dergleichen. In einer anschaulichen Ausführungsform des Stromausgangswandlers 130, der 16 steuerbare Stromgeneratoren aufweist, sind die jeweiligen Ströme der ersten und der zweiten Stromquelle 802, 804 auf ungefähr 100 pA festgelegt, beispielsweise auf 50 pA bis 200 pA, wenn die Ansteuerung eines 1-4 pF kapazitiven Wandlerelements erfolgen soll. Die Stromeinstellungen der steuerbaren Stromgeneratoren hängt generell von einem dv/dt bei der höchsten Amplitude des analogen Rückkopplungssignals bei der höchsten interessierenden Frequenz der Rückkopplungsschleife ab. Die Ströme der steuerbaren Stromgeneratoren sollten vorzugsweise in der Lage sein, die Kapazität des kapazitiven Wandlerelements 102 ohne anstiegsbedingte Verzerrung unter diesen Bedingungen aufzuladen. Die höchste interessierende Frequenz des analogen Rückkopplungssignals kann zwischen 300 Hz und 3 kHz, beispielsweise bei ungefähr 1 kHz in anschaulichen Ausführungsformen der Mikrofonanordnung 100 liegen.
Eine Ausgangsimpedanz bei 10 kHz jedes einzeln steuerbaren Stromgenerators IDAC1, IDAC2, IDAC3, IDACN ist in einigen Ausführungsformen vorzugsweise größer als ein MΩ, etwa größer als 10 MΩ oder 100 MΩ, wenn der Betrieb in dem ersten oder dem zweiten Zustand erfolgt.
9A ist eine vereinfachte schematische Blockansicht des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandlers 130, wenn er in dem ersten Zustand ist, oder + 1 Zustand ist, wie dies zuvor erläutert ist, wobei der Ausgang 831 den vorbestimmten Strompegel in das kapazitive Wandlerelement 702 oder eine andere Lastschaltung einprägt. In dem ersten Zustand sind die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 geöffnet oder nicht-leitend und die Schalter SW1 und SW6 sind beide geöffnet oder nicht-leitend, wie dies dargestellt ist. Die restlichen Schalter SW4 und SW3 sind dagegen im leitenden oder geschlossenen Zustand, wie dies gezeigt ist. Diese Kombination aus Schalterzuständen bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 fließende Strom in das kapazitive Wandlerelement 702 über den Strompfad 810a eingeprägt wird, während der von der zweiten Stromquelle 804 erzeugte Strom von der DC-Spannungsreferenz 806, die gleich der halben VDD sein kann, direkt über den Strompfad 810b nach GND fließt. Folglich prägt der steuerbare Stromgenerator IDACN den vorbestimmten Strompegel in das kapazitive Wandlerelement 702 ein, wenn dieses in den ersten Zustand versetzt ist. Der Fachmann erkennt, dass der DC-Ausgleich der Strompegel der ersten Stromquelle 802 und der zweiten Stromquelle 804 weiterhin durch die Funktion der zuvor erläuterten DC-Fehlerunterdrückungsschaltung aufrechterhalten wird.
9B ist eine vereinfachte schematische Blockansicht des steuerbaren Stromgenerators IDACN des Stromausgangswandler 130, wenn dieser in dem zweiten Zustand oder - 1-Zustand versetzt ist, wie zuvor erläutert ist, wobei der Ausgang 831 einen vorbestimmten Strompegel aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 oder einer anderen Lastschaltung aufnimmt, um die Lastschaltung zu entladen. In dem zweiten Zustand sind die Schalter des ersten Schalterpaares SW2 und SW5 geöffnet oder nicht-leitend und die Schalter SW4 und SW3 sind beiden offen oder nicht-leitend, wie gezeigt ist. Die restlichen Schalter SW1 und SW6 sind dagegen im leitenden oder geschlossenen Zustand, wie gezeigt ist. Diese Kombination aus Schalterzuständen bedeutet, dass der durch die erste Stromquelle 802 fließende Strom in die DC-Spannungsreferenz 806 und danach über den Strompfad 880a nach Masse geleitet wird. Andererseits wird der von der zweiten Stromquelle 804 erzeugt vorbestimmte Strom aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 über den Strompfad 880b abgeleitet, um das kapazitive Wandlerelement 702 zu entladen. Daher nimmt der steuerbare Stromgenerator IDACN der vorbestimmten Strompegel aus dem kapazitiven Wandlerelement 702 auf, wenn dieses in dem zweiten Zustand ist. Der Fachmann erkennt, dass die DC-Ungleichung der Strompegel der ersten Stromquelle 802 und der zweiten Stromquelle 804 durch die Funktion der zuvor erläuterten DC-Fehlerunterdrückungsschaltung weiterhin aufrechterhalten wird.
Der Fachmann erkennt, dass die zuvor dargestellte Schalteranordnung und das dazugehörige Schaltschema der Schalter SW1, SW2, SW3, SW4, SW5 und SW6 für den ersten, den zweiten und den dritten Zustand jedes der steuerbaren Stromgeneratoren es möglich macht, dass die erste und die zweite Stromquelle in ungeschalteter Weise arbeiten, selbst während Zeitspannen, in denen sie keinen Strom in die Lastschaltung einprägen oder daraus aufnehmen. Stattdessen wird der überschüssige Strom eines speziellen Stromgenerators zu der DC-Spannungsreferenz 806 geführt, indem eine geeignete Einstellung der Schalter ausgewählt wird. Diese Eigenschaft vermeidet ein Schaltrauschen, das beispielsweise durch Ladungseinprägung aus wiederholtem Schalten der ersten und der zweiten Stromquelle hervorgerufen wird, wenn der erste, der zweite und der dritte Zustand durchlaufen werden.
10 ist eine vereinfachte schematische Blockansicht eines anschaulichen AC-gekoppelten Mikrofonvorverstärkers 104, der zur Verwendung in der Verarbeitungsschaltung geeignet ist, um eine Verbindung mit dem Wandlerelement auf der Eingangsseite und zu einem differenziellen Eingang des zuvor erläuterten Analog-Digital-Wandlers 106 auf der Ausgangsseite herzustellen. Der Fachmann erkennt, dass andere Ausführungsformen der Verarbeitungsschaltung einen DC-gekoppelten Vorverstärker aufweisen können, um die zuvor erläuterten Vorteile zu erreichen.
Der Mikrofonvorverstärker 104 enthält eine Einheitsverstärkungspufferstufe 1001, die mit einer AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 in Reihe geschaltet ist. Die Eingangsspannung Vin an der Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 beinhaltet das Mikrofonsignal, das über den zuvor erläuterten (siehe beispielsweise 2) Eingangsknoten 101b geliefert wird, der mit dem Wandlerausgang 101a des Wandlerelements 102 verbunden ist. Die Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 ist in der vorliegenden Ausführungsform asymmetrisch und liefert ein gepuffertes Mikrofonsignal oder eine Spannung an dem Eingang 1005 der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003. Die Kleinsignalverstärkung der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 für ein positives Ausgangssignal bei Vop ist durch ein Kapazitätsverhältnis zwischen den Kondensatoren C1 und C2 bestimmt und kann zwischen 12 und 30 dB liegen. Die Kleinsignalverstärkung der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 an einem negativen Ausgang bei Von ist von einem Kapazitätsverhältnis zwischen Kondensatoren C4 und C3 bestimmt. Die zuletzt genannte Kleinsignalverstärkung wird vorzugsweise gleich der Kleinsignalverstärkung an den positiven Ausgang bei Vop der AC-gekoppelten Verstärkungsstufe 1003 festgelegt. Folglich erzeugt der Mikrofonvorverstärker 104 ein verstärktes Mikrofonsignal in differenziellem oder symmetrischem Format an dem positiven und negativen Ausgang Vop, Von auf der Grundlage des unsymmetrischen Mikrofonsignals an dem Eingang 101b. Die Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 kann eine äußerst hohe Eingangsimpedanz aufweisen, um eine Belastung des Wandlerausgangs im Hinblick auf die möglicherweise sehr hohe Ausgangsimpedanz des Wandlerelements zu vermeiden, wie zuvor erläutert ist. Wenn das Wandlerelement das zuvor erläuterte kapazitive Wandlerelement 102 aufweist, kann die Eingangsimpedanz der Einheitsverstärkungspufferstufe 1001 größer als 100 MΩ, etwa größer als 1 GΩ, sein. Die differenzielle oder symmetrische Mikrofonspannung an den positiven und negativen Ausgängen Vop, Von wird einen differenziellen Eingang des Analog-Digital-Wandlers zur Umwandlung in das digitale Einzelbit- oder Mehrbit-mikrofonsignal zugeleitet, wie zuvor erläutert ist.
Der hierin beschriebene Gegenstand zeigt manchmal unterschiedliche Komponenten, die in unterschiedlichen anderen Komponenten enthalten oder damit verbunden sind. Zu beachten ist, dass derartige dargestellte Architekturen lediglich anschaulicher Natur sind und dass tatsächlich andere Architekturen eingesetzt werden können, die die gleiche Funktion ergeben. In einem konzeptionellen Sinne ist eine beliebige Anordnung aus Komponenten zum Erreichen einer gleichen Funktion effektiv „zugehörig“ derart, dass die gewünschte Funktion tatsächlich erreicht wird. Somit erreichen zwei Komponenten, die hierin kombiniert sind, um eine spezielle Funktion zu erzielen, als „miteinander assoziiert bzw. einander zugehörig“ zu betrachten, derart, dass die gewünschte Funktion auch erreicht wird, unabhängig von dem Aufbau oder von zwischengeschalteten Komponenten. In gleicher Weise können zwei derart zugehörige Komponenten auch als „funktionsmäßig verbunden“ oder „funktionsmäßig gekoppelt“ betrachtet werden, so dass die gewünschte Funktion erreicht wird, und beliebige zwei Komponenten, die in der Lage sind, so miteinander zusammenwirken, können als „funktionsmäßig koppelbar“ erachtet werden, so dass die gewünschte Funktion erreicht wird. Spezielle Beispiele für funktionsmäßig koppelbar umfassen, ohne darauf einschränkend zu wollen, physikalisch entsprechende und/oder physikalisch interagierende Komponenten und/oder drahtlos interagierbare und/oder drahtlos interagierende Komponenten und/oder logisch interagierende und/oder logisch interagierbare Komponenten.
In Bezug auf die Verwendung von im Wesentlichen jeglichen Plural- und/oder Singularformen hierin erkennt der Fachmann, dass von dem Plural in den Singular und/oder von dem Singular in den Plural überzugehen ist, wie dies im Zusammenhang und/oder in der Anwendung zweckmäßig ist. Die diversen Singular/Plural-Möglichkeiten können hierin im Sinne der Klarheit explizit angegeben sein.
Der Fachmann erkennt, dass im Allgemeinen hierin verwendete Begriffe und insbesondere in den angefügten Patentansprüchen verwendete Begriffe (beispielsweise im Textkörper der angewendeten Ansprüche) generell als „offene“ Begriffe zu verstehen sind (beispielsweise soll der Begriff „aufweisend“ als „aufweisen, aber nicht darauf beschränkt“ interpretiert werden, der Begriff „hat“ soll als „hat zumindest“, der Begriff „weist auf“ soll als „weist auf, ohne darauf beschränkt zu sein“, und dergleichen interpretiert werden).
Des Weiteren erkennt der Fachmann, dass, wenn eine spezielle Nummer einer eingeführten Anspruchsreferenz beabsichtigt ist, eine derartige Absicht explizit in dem Anspruch angegeben wird und dass beim Fehlen einer derartigen Angabe keine derartige Absicht besteht. Beispielsweise als Hilfe zum Verständnis können die folgenden angefügten Ansprüche die Verwendung von einleitenden Phrasen in Form von „mindestens einer“ und „einer oder mehrere“ aufweisen, um Anspruchsabhängigkeiten einzuführen. Jedoch sollte die Verwendung derartiger Phrasen nicht so ausgelegt werden, dass damit das Einführen einer Anspruchsreferenz durch die unbestimmten Artikel „einer, eine, ein“ einen beliebigen speziellen Anspruch, der eine derartige eingeführte Anspruchsreferenz enthält, auf Erfindungen beschränkt, die lediglich eine derartige Referenz enthalten, wenn selbst wenn der gleiche Anspruch die einleitenden Phrasen „einer oder mehrere“ oder „mindestens einer“ enthält, und unbestimmte Artikel, etwa „einer, eine, ein“ (beispielsweise „einer, eine, ein“ werden typischerweise so aufgefasst werden, dass sie bedeuten „mindestens einer“ oder „einer oder mehrere“) enthält; das gleiche gilt für die Verwendung bestimmter Artikel, die zur Einführung von Anspruchsreferenzen verwendet werden. Selbst wenn ferner eine spezielle Nummer einer eingeführten Anspruchsreferenz explizit genannt wird, erkennt der Fachmann, dass eine derartige Nennung typischerweise so aufzufassen ist, dass zumindest die genannte Nummer gemeint ist (beispielsweise die blose Nennung von „zwei Referenzen“ ohne weitere Modifizierung bedeutet typischerweise mindestens zwei Referenzen, oder zwei oder mehr Referenzen).
Ferner soll in Fällen, in denen eine Konvention analog zu „mindestens eines aus A, B und C, etc.“ verwendet wird, im Allgemeinen eine derartige Konstruktion so verstanden werden, wie der Fachmann die Konvention versteht (beispielsweise „ein System mit mindestens A, B und C“ wurde, ohne Einschränkung, Systeme umfassen, die A alleine, B allein, C allein, A und B zusammen, A und C zusammen, B und C zusammen und/oder A, B und C zusammen aufweisen, etc.“ miteinschließen). In solchen Fällen, in denen eine Konvention analog zu „mindestens eines aus A, B oder C, etc.“ verwendet wird, ist im Allgemeinen ein Aufbau beabsichtig, den ein Fachmann unter dieser Konvention verstehen würde (beispielsweise „ein System mit mindesten einem aus A, B oder C“ würde, ohne darauf beschränkt zu sein, Systeme umfassen, die A alleine, B allein, C allein, A und B zusammen, A und C zusammen, B und C zusammen, und/oder A, B und C zusammen aufweisen, etc. umfassen). Des Weiteren ist vom Fachmann zu erkennen, dass nahezu Disjunktion und/oder jede diesbezügliche Phrase, die zwei oder mehr alternative Begriffe präsentiert, ob in der Beschreibung, den Ansprüchen oder in den Zeichnungen, so verstanden werden soll, dass damit die Möglichkeiten des Miteinschließens der Begriffe berücksichtigt wird, entweder der einzelnen Begriffe, oder beide Begriff. Beispielsweise wird der Ausdruck „A oder B“ so verstanden, dass die Möglichkeiten für „A“ oder „B“ oder „A und B“ miteingeschlossen sind. Ferner sollen, sofern dies nicht anders angegeben ist, die Verwendung der Begriffe „ungefähr“, „näherungsweise“, „zirka“, „im Wesentlichen“, etc., plus oder minus zehn Prozent bedeuten.
Die vorhergehende Beschreibung anschaulicher Ausführungsformen wurde zum Zwecke der Darstellung und der Beschreibung angegeben. Die Beschreibung ist nicht erschöpfend oder beschränkend im Hinblick auf die genaue offenbarte Form sein, und Modifizierungen und Varianten sind im Lichte der vorhergehenden Beschreibungen möglich oder können aus der Umsetzung der offenbarten Ausführungsformen hergeleitet werden. Es ist beabsichtigt, dass der Schutzbereich der Erfindung durch die hier angefügten Patentansprüche und ihre Äquivalente festgelegt ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 2011/0051954 A1 [0003]

Claims

Eine Mikrofonanordnung, mit: einem Wandlerelement, das zur Umwandlung von Schall in ein Mikrofonsignal an einem Wandlerausgang ausgebildet ist; und einer Verarbeitungsschaltung, die aufweist: einen Vorverstärker mit einem Eingangsknoten, der mit dem Wandlerausgang zum Empfangen des Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Vorverstärker ausgebildet ist, ein verstärktes Mikrofonsignal und/oder ein gepuffertes Mikrofonsignal zu erzeugen; einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren; und einen Rückkopplungskanal, der aufweist: einen digitalen Schleifenfilter, der ausgebildet ist, das digitale Mikrofonsignal zur Bereitstellung eines ersten digitalen Rückkopplungssignals zu empfangen und zu filtern; einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der ausgebildet ist, das erste digitale Rückkopplungssignal in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal umzuwandeln; und einen Summierknoten an dem Wandlerausgang, der ausgebildet ist, das Mikrofonsignal und das analoge Rückkopplungssignal zu kombinieren.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei das Wandlerelement einen kapazitiven Wandler aufweist, der das Mikrofonsignal an einer ersten und zweiten gegeneinander geladenen Wandlerplatte anlegt.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 2, wobei das Wandlerelement eine Wandlerkapazität zwischen 0,5 pF und 10 pF aufweist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 2, wobei das analoge Rückkopplungssignal ohne eine dazwischenliegende aktive Verstärkungs- oder Pufferschaltung direkt an den Wandlerausgang angelegt ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 4, wobei das analoge Rückkopplungssignal direkt an die erste und/oder zweite gegeneinander geladene Wandlerplatte angelegt ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei der Analog-Digital-Wandler einen Sigma-Delta-Modulator aufweist, der ein digitales Einzelbit-(PDM-) oder Mehrbit-Mikrofonsignal bei einer ersten Abtastfrequenz erzeugt; wobei der Rückkopplungskanal eine Dezimiereinheit vor dem digitalen Schleifenfilter aufweist, die ausgebildet ist, das digitale Einzelbit- oder Mehrbit-Mikrofonsignal in ein erstes digitales Mehrbit-(PCM-) Signal bei einer zweiten Abtastfrequenz umzuwandeln, wobei die zweite Abtastfrequenz niedriger als die erste Abtastfrequenz ist; und wobei das erste digitale Mehrbit-(PCM-) Signal einem Eingang des digitalen Schleifenfilters zugeleitet ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei der digitale Schleifenfilter einen Tiefpassfilter aufweist, der eine Abschneidefrequenz besitzt, die bei oder über 10 Hz liegt.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 7, wobei der Tiefpassfilter eine Abschneidefrequenz hat, die bei oder über 50 Hz liegt.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 7, wobei der Tiefpassfilter eine Abschneidefrequenz hat, die bei oder über 100 Hz liegt.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei die Verarbeitungsschaltung ferner aufweist: eine Befehls- und Steuerschnittstelle zum Empfang von Filterkonfigurationsdaten aus einem übergeordneten Prozessor.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 10, wobei die Befehls- und Steuerschnittstelle eine I²C-, eine USB-, eine UART- und/oder eine SPI-Befehls- und Steuerschnittstelle aufweist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 10, wobei der digitale Schleifenfilter eine einstellbare oder programmierbare Transferfunktion aufweist, die von den Filterkonfigurationsdaten gesteuert wird.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei der Digital-Analog-Wandler (DAC) aufweist: einen Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator (PWAM), der ausgebildet ist, das analoge Rückkopplungssignal zu erzeugen durch: Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal bei einer höheren Abtastfrequenz als eine Abtastfrequenz des ersten digitalen Rückkopplungssignals.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 13, wobei der Hydrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator (PWAM) aufweist: einen Stromausgangswandler, der ausgebildet ist, das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal in eine entsprechende Sequenz aus Strompulsen mit variabler Breite und Amplitude umzuwandeln; und wobei der Stromausgangswandler mehrere einzeln steuerbare Stromgeneratoren aufweist, die parallel mit dem DAC-Ausgang verbunden sind.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 14, wobei jeder der mehreren einzeln steuerbaren Stromgeneratoren aufweist: eine erste Stromquelle, die zwischen einer positiven DC-Versorgungsleitung des Stromausgangswandler und dem DAC-Ausgang angeschlossen ist, um einen ersten Strompegel in den DAC-Ausgang einzuprägen; und eine zweite Stromquelle, die zwischen dem DAC-Ausgang und einer negativen DC-Versorgungsleitung des Stromausgangswandlers angeschlossen ist, um einen zweiten Strompegel aus dem DAC-Ausgang abzuleiten; und eine DC-Fehlerunterdrückungsschaltung, die ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Strompegel einander anzugleichen.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 15, wobei jeder der mehreren einzeln steuerbaren Stromgeneratoren aufweist: eine erste Stromquelle, die zwischen einer positiven DC-Versorgungsleitung des Stromausgangswandlers und dem DAC-Ausgang zum Einprägen eines ersten Strompegels in den DAC-Ausgang angeschlossen ist; und eine zweite Stromquelle, die zwischen dem DAC-Ausgang und einer negativen DC-Versorgungsleitung des Stromausgangswandlers zur Aufnahme eines zweiten Strompegels aus dem DAC-Ausgang angeschlossen ist; und eine DC-Fehlerunterdrückungsschaltung, die zum Angleichen des ersten und des zweiten Strompegels ausgebildet ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei eine Ausgangsimpedanz bei 10 kHz jedes der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren größer als 1 MΩ ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei eine Ausgangsimpedanz bei 10 kHz jedes der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren größer als 10 MΩ ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei eine Ausgangsimpedanz bei 10 kHz jedes der einzeln steuerbaren Stromgeneratoren größer als 100 MΩ ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei jeder der mehreren einzeln steuerbaren Stromgeneratoren aufweist: eine Rückkopplungsregelschleife, die mit der ersten und/oder der zweiten Stromquelle zur dynamischen Einstellung des ersten Strompegels und/oder des zweiten Strompegels verbunden ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 16, wobei die Rückkopplungsregelschleife einen Schleifendifferenzverstärker aufweist; wobei der Schleifendifferenzverstärker einen ersten Eingang, der mit einem Mittelpunktsknoten zwischen der ersten und der zweiten Stromquelle verbunden ist, und einen zweiten Eingang aufweist, der mit einer DC-Referenzspannung verbunden ist; und einen Ausgang aufweist, der mit der ersten und/oder der zweiten Stromquelle verbunden ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 17, wobei jeder der mehreren einzeln steuerbaren Stromgeneratoren eine steuerbare Schalteranordnung aufweist, die ausgebildet ist, zum: Verbinden, in einem ersten Zustand des steuerbaren Stromgenerators, der ersten Stromquelle mit dem DAC-Ausgang und der zweiten Stromquelle mit einer DC-Spannungsreferenz oder einem Masseknoten; Verbinden, in einem zweiten Zustand des steuerbaren Stromgenerators, der zweiten Stromquelle mit dem DAC-Ausgang und der ersten Stromquelle mit einer DC-Spannungsreferenz oder dem Masseknoten.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 22, wobei die steuerbare Schalteranordnung einen dritten Zustand oder Aus-Zustand aufweist, der geeignet ist zum: in Reihe schalten der ersten Stromquelle und der zweiten Stromquelle zwischen der positiven DC-Versorgungsleitung und der negativen DC-Versorgungsleitung; und Trennen jeweils der ersten und der zweiten Stromquelle von dem DAC-Ausgang.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 22, wobei die steuerbare Schalteranordnung aufweist: einen ersten steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen der ersten Stromquelle und dem DAC-Ausgang angeordnet ist, und einen zweiten steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen dem DAC-Ausgang und der zweiten Stromquelle angeordnet ist; und einen dritten steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen der ersten Stromquelle und der DC-Spannungsreferenz angeordnet ist, und einen vierten steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen der DC-Spannungsreferenz und der zweiten Stromquelle angeordnet ist; und einen fünften steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen der ersten Stromquelle und dem Mittelpunktsknoten angeordnet ist, und einen sechsten steuerbaren Halbleiterschalter, der zwischen dem Mittelpunktsknoten und der zweiten Stromquelle angeordnet ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 13, wobei der Hybrid-Pulsbreiten-Modulator und Pulsamplitudenmodulator aufweist: einen Rauschformungsquantisierer, der ausgebildet ist zum: Empfangen von Abtastwerten mit einer ersten Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals, das von dem digitalen Schleifenfilter ausgegeben wird; und Quantisieren der Abtastwerte des ersten digitalen Rückkopplungssignals zur Erzeugung von Abtastwerten eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer reduzierten Bitbreite.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 25, wobei der Hybrid-Pulsbreiten- und Puls-Amplituden-Modulator (PWAM) ausgebildet ist zum: Erhöhen einer Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals um einen vorbestimmten Aufwärtsabtastfaktor N, um ein drittes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; und Umwandeln des dritten digitalen Rückkopplungssignals in das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 26, wobei die Erzeugung des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals umfasst: Teilen von Abtastwerten des dritten digitalen Rückkopplungssignals durch den vorbestimmten Aufwärtsabtastfaktor N, um entsprechende Moduluswerte und Restwerte der Abtastwerte zu berechnen; Umwandeln des Moduluswertes eines Abtastwertes in ein erstes Pulssegment mit einer kombinierten Pulsbreite und Pulsamplitude, die den Moduluswert repräsentieren; Umwandeln des Restwertes eines Abtastwertes in ein zweites Pulssegment mit einer Pulsbreite, die den Restwert repräsentiert; und Kombinieren des ersten und des zweiten Pulssegments zur Erzeugung eines Pulses mit variabler Breite und Amplitude des pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierten Signals.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 26, wobei das zweite digitale Rückkopplungssignal eine Abtastfrequenz zwischen 48 kHz und 356 kHz hat; und wobei das dritte Rückkopplungssignal eine Abtastfrequenz hat, die mindestens 16-mal höher ist als die zweite Abtastfrequenz.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, wobei der Vorverstärker von dem Eingangsknoten zu dem Ausgang DC-gekoppelt ist.
Die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1, die ferner aufweist: ein Mikrofongehäuse, das das Wandlerelement und die Verarbeitungsschaltung umschließt und hält.
Eine tragbare Kommunikationseinrichtung, die die Mikrofonanordnung nach Anspruch 1 aufweist.
Ein Halbleiterchip, mit: einer Verarbeitungsschaltung, wobei die Verarbeitungsschaltung aufweist: einen Vorverstärker mit einem Eingangsknoten, der mit einem Wandlerausgang zum Empfang eines Mikrofonsignals verbunden ist, wobei der Vorverstärker ausgebildet ist, ein verstärktes Mikrofonsignal und/oder ein gepuffertes Mikrofonsignal zu erzeugen; einen Analog-Digital-Wandler (ADC), der ausgebildet ist, das verstärkte oder gepufferte Mikrofonsignal zur Erzeugung eines entsprechenden digitalen Mikrofonsignals zu empfangen, abzutasten und zu quantisieren; und einen Rückkopplungskanal, mit: einem digitalen Schleifenfilter, der zum Empfangen und Filtern des digitalen Mikrofonsignals zur Bereitstellung eines ersten digitalen Rückkopplungssignals ausgebildet ist; einem Digital-Analog-Wandler (DAC), der zur Umwandlung des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal ausgebildet ist; und einem Summierknoten an dem Wandlerausgang, der zum Kombinieren des Mikrofonsignals und das analogen Rückkopplungssignals ausgebildet ist.
Ein Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals eines Mikrofons, wobei das Verfahren umfasst: a) Umwandeln von eintreffendem Schall in ein entsprechendes Mikrofonsignal an einem Mikrofonwandlerausgang; b) Abtasten und Quantisieren des Mikrofonsignals mit einem Analog-Digital-Wandler (ADC), um eine entsprechendes digitales Mikrofonsignal zu erzeugen; c) Tiefpassfiltern des digitalen Mikrofonsignals zur Bereitstellen eines ersten digitalen Rückkopplungssignals; d) Umwandeln des ersten digitalen Rückkopplungssignals in ein entsprechendes analoges Rückkopplungssignal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC); und e) Kombinieren des Mikrofonsignals und des analogen Rückkopplungssignals an dem Mikrofonwandlerausgang, um eine digitale Rückkopplungsschleife zu schließen.
Das Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals nach Anspruch 33, das ferner aufweist: f) Anlegen des analogen Rückkopplungssignals an mindestens eine Wandlerplatte eines kapazitiven Wandlerelements in Form eines mikroelektromechanischen Systems (MEMS), das das Mikrofonsignal liefert.
Das Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals nach Anspruch 33, wobei der Schritt d) ferner umfasst: Quantisieren und Rauschformen des ersten digitalen Rückkopplungssignals zur Erzeugung eines zweiten digitalen Rückkopplungssignals mit einer kleineren Bitbreite als einer Bitbreite des ersten digitalen Rückkopplungssignals.
Das Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals nach Anspruch 35, das ferner umfasst: g) Erhöhen einer Abtastfrequenz des zweiten digitalen Rückkopplungssignals um einen vorbestimmten Aufwärtsabtastfaktor N, um ein drittes digitales Rückkopplungssignal zu erzeugen; und Umwandeln des dritten digitalen Rückkopplungssignals in ein pulsbreiten- und puls-amplitudenmoduliertes Signal.
Das Verfahren zur Steuerung einer Frequenzantwort eines Signalverstärkungskanals nach Anspruch 36, wobei Umwandeln des dritten digitalen Rückkopplungssignals umfasst: h) Teilen eines ersten Abtastwertes des dritten digitalen Rückkopplungssignals durch den vorbestimmten Aufwärtsabtastfaktor N, um einen Moduluswert und einen Restwert des ersten Abtastwertes zu berechnen; i) Umwandeln des Moduluswertes des ersten Abtastwertes in ein erstes Pulssegment mit einer kombinierten Pulsbereite und Pulsamplitude, die für den Moduluswert repräsentativ sind; j) Umwandeln jedes Restwertes des ersten Abtastwertes in ein zweites Pulssegment mit einer Pulsbereite, die für den Restwert repräsentativ ist; k) Kombinieren der ersten und der zweiten Pulssegmente des ersten Abtastwertes, um einen ersten Puls mit variabler Breite und Amplitude zu erzeugen; l) Widerholen der Schritte h) - k) für nachfolgende Abtastwerte des dritten digitalen Rückkopplungssignals, um das pulsbreiten- und puls-amplitudenmodulierte Signal durch eine Sequenz aus Pulsen mit variabler Breite und Amplitude zu erzeugen.