DE112015003069T5

DE112015003069T5 - Treiberschaltung für Leistungs-Halbleiterelement

Info

Publication number: DE112015003069T5
Application number: DE112015003069.7T
Authority: DE
Inventors: Yoshiko Tamada; Yoshitaka Naka; Yasushi Nakayama; Shoichi Orita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-06-30
Filing date: 2015-01-21
Publication date: 2017-03-23
Anticipated expiration: 2035-01-22
Also published as: CN106464123A; DE112015003069B4; US20170141673A1; JPWO2016002237A1; WO2016002237A1; CN106464123B; JP6400098B2; US10027218B2

Abstract

Eine Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung hat einen Kondensator, dessen eines Ende mit einer ersten oder einer zweiten Hauptelektrode einer Leistungs-Halbleitervorrichtung verbunden ist, einen ersten Schalter zum Laden des Kondensators und einer Steuerelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung mit elektrischen Ladungen, und einen zweiten Schalter zum Entladen von elektrischen Ladungen. In dem Fall, in welchem der erste Schalter eingeschaltet wird, werden die Steuerelektrode und der Kondensator mit elektrischen Ladungen durch verschiedene Widerstände geladen, elektrische Ladungen werden aus der Steuerelektrode und dem Kondensator durch ein- und denselben Widerstand entladen, wenn der zweite Schalter eingeschaltet ist. In dem Fall, in dem der erste Schalter eingeschaltet wird, werden die Steuerelektrode und der Kondensator mit elektrischen Ladungen durch ein- und denselben Widerstand geladen, elektrische Ladungen werden aus der Steuerelektrode und dem Kondensator durch verschiedene Widerstände entladen, wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung zum Verringern der Schaltverluste in einer Leistungs-Halbleitervorrichtung, insbesondere in einer Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ.
Stand der Technik
In einer Leistungs-Halbleitervorrichtung, die in einem Wechselrichter oder einem Umrichter für einen Aufzug, einer elektrischen Bahn oder dergleichen verwendet wird, haben die Schaltverluste einen großen Einfluss auf den Anstieg des Energieverbrauchs und der Größe von Wärmeabstrahlungs-Rippen. Daher ist es notwendig, die Schaltverluste in einer Leistungs-Halbleitervorrichtung zu verringern.
Die Schaltverluste in einer Leistungs-Halbleitervorrichtung werden durch das Produkt des Stroms und der Spannung über deren Drain und Source hinweg angegeben (im Falle eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET); im Falle eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate (IGBT) werden die Schaltverluste in einer Leistungs-Halbleitervorrichtung durch den Strom und die Spannung über dessen Kollektor und Emitter hinweg ausgedrückt; nachfolgend erfolgt – falls nicht besonders erwähnt – die Beschreibung unter Verwendung eines MOSFETs als Beispiel), und zwar zu der Zeit, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung eingeschaltet oder ausgeschaltet wird.
Um die Schaltverluste zu verringern, ist es bevorzugt, dass die Leistungs-Halbleitervorrichtung mit hoher Geschwindigkeit geschaltet wird, so dass das Produkt aus Strom und Spannung über deren Drain und Source hinweg klein wird. In einem Ausschaltmodus bewirkt jedoch eine große Veränderung des Stroms (nachfolgend als „dI/dt“ bezeichnet) über Drain und Source der Leistungs-Halbleitervorrichtung hinweg, dass die parasitäre Induktivität in der Schaltung eine große Stoßspannung erzeugt. Dadurch wird eine Leistungs-Halbleitervorrichtung beschädigt.
Eine große Veränderung der Spannung (nachfolgend als „dV/dt“ bezeichnet) über Drain und Source sowie von dI/dt, die durch das Schalten der Leistungs-Halbleitervorrichtung erzeugt werden, verursachen eine große Störstrahlung. Daher sind dI/dt und dV/dt begrenzt, und ein Schalten mit hoher Geschwindigkeit wird nicht leicht erreicht.
Die Schaltgeschwindigkeit unterliegt einem großen Einfluss durch die Eingangskapazität einer Leistungs-Halbleitervorrichtung. Die Eingangskapazität ist als die Summe einer parasitären Kapazität von Gate nach Source und einer parasitären Kapazität von Gate nach Drain einer Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ gegeben. Wenn die Eingangskapazität geladen und entladen wird, dann wird das Schalten der Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ durchgeführt.
Das einfachste Verfahren zum Anpassen der Schaltgeschwindigkeit besteht darin, den Gate-Widerstand anzupassen. Dieses Verfahren bewirkt jedoch, dass sich dV/dt und dI/dt der Leistungs-Halbleitervorrichtung verändern. Infolge der Beschränkung der Störungen und einer Stoßspannung sollten demzufolge der Gate-Widerstand groß und die Schaltgeschwindigkeit niedrig gemacht werden. Folglich nehmen die Schaltverluste zu.
Bei einer herkömmlichen Treiberschaltung gilt Folgendes: Wenn ein Kondensator zwischen Gate und Source einer Leistungs-Halbleitervorrichtung eingefügt wird und der Gate-Widerstand so eingestellt wird, dass die Schaltgeschwindigkeit gleich groß wird wie zu der Zeit, wenn kein Kondensator eingefügt ist, werden dI/dt und dV/dt individuell gesteuert, so dass ein Einschaltmodus mit niedrigen Verlusten verwirklicht wird (siehe z. B. Patentdokument 1).
Stand der Technik
Patentdokument

Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2003-125 574 A

Offenbarung der Erfindung
Mit der Erfindung zu lösende Probleme
Bei der Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ, die in dem Patentdokument 1 offenbart ist, werden die Werte von dV/dt und dI/dt im Einschaltmodus individuell gesteuert, so dass die Schaltverluste im Einschaltmodus verringert werden können. Es können jedoch dV/dt und dI/dt im Ausschaltmodus nicht gesteuert werden. Wenn die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltmodus infolge von Störungen oder dergleichen begrenzt ist, können daher die Schaltverluste im Ausschaltmodus nicht verringert werden. Bei der herkömmlichen Technologie, die in dem Patentdokument 1 offenbart ist, können außerdem der Einschaltmodus und der Ausschaltmodus nicht voneinander getrennt gesteuert werden.
Im Ergebnis können z. B. in einem Fall, in welchem die Ausschaltgeschwindigkeit infolge von Störungen, einer Stoßspannung oder dergleichen beschränkt ist, die Schaltverluste im Einschaltmodus nicht verringert werden. Um die obigen Probleme zu lösen, ist es notwendig, dass dV/dt und dI/dt in jedem von Einschaltmodus und Ausschaltmodus individuell gesteuert werden. Wenn dV/dt und dI/dt in jedem von Einschaltmodus und Ausschaltmodus individuell gesteuert werden können, können die Schaltverluste weiter verringert werden.
Für den Fall, dass als Halbleitermaterial für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung Siliciumcarbid (SiC) verwendet wird, kann ein MOSFET in einem Hochspannungsbereich verwendet werden, und zwar im Vergleich mit Silicium (Si). Für den Fall eines IGBTs, bei welchem die Einschaltspannung durch einen Leitfähigkeits-Modulationseffekt verringert ist, fließt ein elektrischer Strom weiter, bis die Ladungsträger, die in der Driftschicht akkumuliert werden, im Ausschaltmodus rekombinieren und verschwinden. Aus diesem Grund ist die Schaltgeschwindigkeits-Steuerung im Ausschaltmodus beschränkt. Im Fall eines MOSFETs tritt das obige Phänomen jedoch nicht auf.
Folglich wird die Steuerung der Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus, die bei einem herkömmlichen IGBT schwierig durchzuführen ist, auf einfache Weise durchgeführt. Demzufolge ist ein Verfahren wirksam, bei welchem dV/dt und dI/dt nicht nur im Einschaltmodus, sondern auch im Ausschaltmodus individuell gesteuert werden, wobei die herkömmliche Technologie nicht zum individuellen Steuern von dV/dt und dI/dt imstande ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung anzugeben, welche dV/dt und dI/dt individuell steuern kann, und zwar sowohl im Einschaltmodus, als auch im Ausschaltmodus, so dass die Schaltverluste verringert werden.
Wege zum Lösen der Probleme
Die vorliegende Erfindung bietet eine Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung mit einer ersten Hauptelektrode, einer zweiten Hauptelektrode und einer Steuerelektrode zum Steuern eines elektrischen Stroms, der zwischen der ersten Hauptelektrode und der zweiten Hauptelektrode fließt, wobei die Treiberschaltung für die Leistungs-Halbleitervorrichtung Folgendes aufweist:
einen Kondensator, der mit dem einen Ende mit der ersten Hauptelektrode oder der zweiten Hauptelektrode verbunden ist, einen ersten Schalter zum Laden der Steuerelektrode und des Kondensators mit elektrischen Ladungen und einen zweiten Schalter zum Entladen von elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator;
wobei in irgendeinem der Fälle, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode und der Kondensator mit den elektrischen Ladungen geladen werden und wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator entladen werden, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu oder von der Steuerelektrode gehen, verschieden ist von einem Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu dem oder von dem Kondensator fließen;
wobei, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die in die Steuerelektrode hineingeladen werden sollen, und die elektrischen Ladungen, die in den Kondensator hineingeladen werden sollen, durch verschiedene Widerstände fließen, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen von der Steuerelektrode fließen, der gleiche Widerstand ist, durch welchen die elektrischen Ladungen von dem Kondensator fließen, wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator entladen werden; wobei, wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die aus der Steuerelektrode entladen werden sollen, und die elektrischen Ladungen, die aus dem Kondensator entladen werden sollen, durch die verschiedenen Widerstände fließen, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu der Steuerelektrode fließen, der gleiche Widerstand ist, durch welchen die elektrischen Ladungen zu dem Kondensator fließen, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode und der Kondensator mit elektrischen Ladungen geladen werden.
Vorteile der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, die Lade- und Entladezeiten in jedem von dem Einschaltmodus und dem Ausschaltmodus und die Lade- und Entladezeiten für jede von parasitärer Kapazität zwischen Steuerelektrode und erster Hauptelektrode und parasitärer Kapazität zwischen Steuerelektrode und zweiter Hauptelektrode individuell zu steuern. Folglich können dV/dt und dI/dt individuell in jedem von dem Einschaltmodus und dem Ausschaltmodus gesteuert werden. Selbst in einer Situation, in welcher dV/dt oder dI/dt im Einschaltmodus infolge von Störungen beschränkt ist, kann dV/dt oder dI/dt im Ausschaltmodus erhöht werden, und folglich kann die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus erhöht werden.
Selbst in einer Situation, in welcher dV/dt oder dI/dt im Ausschaltmodus infolge von Störungen, eines Stoßes oder dergleichen beschränkt ist, kann dV/dt oder dI/dt im Einschaltmodus erhöht werden, und folglich kann die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltmodus erhöht werden. Daher kann eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung zur Verfügung gestellt werden, welche die Schaltverluste im Vergleich mit den herkömmlichen verringern kann.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Vergleichsbeispiel einer Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung darstellt;
3 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung im Ausschaltzustand, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung;
4 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung darstellt;
5 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung im Einschaltzustand, gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung;
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung im Ausschaltzustand, gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung;
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung darstellt;
9 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung im Einschaltzustand, gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung; und
10 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung darstellt.
Beste Art und Weise zum Ausführen der Erfindung
Ausführungsform 1
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung darstellt. In 1 wird ein Signal von einer Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 mittels einer Isolierschaltung 142 übertragen. Das übertragene Signal schaltet einen von einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 ein; das elektrische Potential an einem Gate G1 einer Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ wird verändert; dann wird die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 betrieben.
Hinsichtlich einer Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist es nur notwendig, dass die Leistungs-Halbleitervorrichtung eine Gate-getriebene Halbleitervorrichtung ist; beispielsweise kann die Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung mit jedem von einem Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) und einem Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) verwendet werden.
Die jeweiligen Elektroden eines MOSFETs werden als Drain, Source und Gate bezeichnet. Der elektrische Strom, der zwischen Drain und Source fließt, wird durch ein elektrisches Potential am Gate gesteuert. Die jeweiligen Elektroden eines IGBTs werden als Kollektor, Emitter und Gate bezeichnet. Der elektrische Strom, der zwischen Kollektor und Emitter fließt, wird durch ein elektrisches Potential am Gate gesteuert. Bei der vorliegenden Erfindung werden Drain und Source eines MOSFETs oder Kollektor und Emitter eines IGBTs auch als erste Hauptelektrode bzw. als zweite Hauptelektrode bezeichnet. Das Gate wird auch als eine Steuerelektrode bezeichnet.
Das heißt, die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung, welche eine Leistungs-Halbleitervorrichtung mit einer Steuerelektrode zum Steuern eines elektrischen Stroms betreibt, welcher zwischen einer ersten Hauptelektrode und einer zweiten Hauptelektrode fließt. Nachfolgend wird als ein Beispiel der Fall beschrieben, in welchem die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1, der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 sämtlich als MOSFETs ausgebildet sind.
Der erste Schalter S1, ein erster Widerstand R11, eine erste Diode D11, ein zweiter Widerstand R12 und ein zweiter Schalter S2 sind in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen die Ausgangsanschlüsse VCC und GND einer Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Die erste Diode D11 ist in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Das Gate G1, welches die Steuerelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist, ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand R11 und der Anode der ersten Diode D11 verbunden.
Das eine Ende eines Kondensators Ca ist mit einer Source SO1 verbunden, welche die zweite Hauptelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist. Das andere Ende des Kondensators Ca ist mit dem einen Ende eines dritten Widerstands R13 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schalter S1 und dem ersten Widerstand R11 verbunden ist. Die Anode einer zweiten Diode D12 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator Ca und dem dritten Widerstand R13 verbunden. Die Kathode der zweiten Diode D12 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode der ersten Diode D11 und dem zweiten Widerstand R12 verbunden.
Eine Diode D1 ist parallel zu der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet. Das heißt, die Kathode und die Anode der Diode D1 sind mit Drain DR1 bzw. Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden. Das Gate des ersten Schalters S1 und das Gate des zweiten Schalters S2 sind mit der Isolierschaltung 142 verbunden. Die Isolierschaltung 142 ist mit der Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 verbunden.
Nachstehend wird der Betrieb der Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung beschrieben, die auf die oben beschriebene Weise konfiguriert ist, und zwar zu einer Zeit, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 eingeschaltet wird. In einer Treiberschaltung 143 gilt Folgendes: Wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Einschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ion1 zum Laden des Gates G1 mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1 und den ersten Widerstand R11 und in einem Pfad Ion2 zum Laden des Kondensators Ca mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1 und den dritten Widerstand R13.
In dieser Situation werden die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ und dem Kondensator Ca durch jeweils unterschiedliche Widerstände geladen. Daher beeinflusst der Kondensator Ca die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum. Folglich beeinflusst der Kondensator Ca das dV/dt im Einschaltmodus, das dI/dt im Einschaltmodus und die Schaltverluste der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum.
Nachfolgend wird der Betrieb zu der Zeit beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ausgeschaltet wird. In der Treiberschaltung 143 gilt Folgendes: Wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Ausschaltmodus, fließen elektrische Ströme in einem Pfad Ioff1 zum Entladen von elektrischen Ladungen von dem Gate G1 durch die erste Diode D11, den zweiten Widerstand R12 und den zweiten Schalter S2, welche in Reihe geschaltet sind, und in einem Pfad Ioff2 zum Entladen der elektrischen Ladungen von dem Kondensator Ca durch die zweite Diode D12, den zweiten Widerstand R12 und den zweiten Schalter S2, welche in Reihe geschaltet sind.
Im Ergebnis werden die elektrischen Ladungen aus dem Kondensator Ca und der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 entladen. Um in dieser Situation die Spannung am Gate G1 zu verringern, ist es notwendig, die Kapazität zu entladen, welche erhalten wird, indem die Kapazität des Kondensators Ca und die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 addiert werden, da der Kondensator Ca parallel zu der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet ist.
Wenn der Kondensator Ca einfach hinzugefügt wird, dann nimmt der Wert der zu entladenden elektrischen Ladung zu. Folglich wird die Schaltgeschwindigkeit herabgesetzt. Bei der Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung kann die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus eingestellt werden, indem die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 eingestellt werden.
In dieser Beschreibung wird als ein Beispiel der Fall beschrieben, in welchem die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 so eingestellt werden, dass das dI/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich dem dI/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in einer Treiberschaltung 643 wird, als ein Vergleichsbeispiel, das in 2 dargestellt ist, wobei kein Kondensator Ca hinzugefügt ist.
Das heißt, die Einstellung erfolgt derart, dass die Zeitkonstante, die von dem Widerstand R20 in 2 und der Kapazität im Ausschaltmodus am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 bestimmt wird, gleich groß wird wie die Zeitkonstante, die von dem zweiten Widerstand R12 in 1, der Kapazität im Ausschaltmodus am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 und der Kapazität des Kondensators Ca bestimmt wird. Wenn die Einstellung auf diese Weise erfolgt, wird der Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 in 1 gemäß Ausführungsform 1 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel, das in 2 dargestellt ist.
3 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für die Leistungs-Halbleitervorrichtung im Ausschaltzustand, die in 1 dargestellt ist, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. Die unterbrochenen Linien 201, 203 und 205 stellen die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in der Treiberschaltung 643 in 2 dar, welche ein Vergleichsbeispiel ist, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt.
Demgegenüber stellen die durchgezogenen Linien 202, 204 und 206 die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 dar, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, und zwar zu der Zeit, wenn in der Schaltung in 1, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, der zweite Widerstand R12 so eingestellt wird, dass dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, gleich groß wird wie in dem Fall der Schaltung in 2.
Ein Ausschaltsignal wird eingegeben; der zweite Schalter S2 wird eingeschaltet; dann beginnt die Gate-Spannung abzunehmen, wie durch die Linie 201 oder 202 dargestellt. Obwohl der Kondensator Ca hinzugefügt ist, werden die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 so eingestellt, dass die Entladezeit-Konstante gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2. Daher sind die jeweiligen Wellenformen der Gate-Spannungen 201 und 202 gleich zueinander.
Wenn die Gate-Spannung 201 oder 202 weiter abnimmt und dann die Spiegelspannung erreicht, fängt je nach Sachlage die Spannung 203 oder 204 zwischen Drain und Source an zuzunehmen. In dieser Situation verändert sich die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 stark, wenn sich die Spannung 203 oder 204 zwischen Drain DR1 und Source SO1 verändert.
Mit anderen Worten: Der Spiegel-Zeitraum beginnt, in welchem der Großteil des Gate-Stroms durch den Pfad zum Entladen der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 geht. Im Spiegel-Zeitraum verändert sich die Gate-Spannung kaum. Folglich werden die elektrischen Ladungen, die in der Kapazität Ca akkumuliert sind, in diesem Zeitraum kaum entladen. In dieser Situation ist der Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 bei der Ausführungsform 1 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel.
Im Gegensatz dazu ist die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 die gleiche, unabhängig davon, ob der Kondensator Ca hinzugefügt ist. Daher werden die elektrischen Ladungen im Kondensator Ca nicht entladen. Demzufolge ist die Entladezeit-Konstante bei der Ausführungsform 1, in welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, kleiner als diejenige im Vergleichsbeispiel, in welchem kein Kondensator hinzugefügt ist. Folglich wird die Entladezeit im Spiegel-Zeitraum kürzer.
Wie oben beschrieben, macht es die Ausführungsform 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, möglich, den Wert dV/dt der Spannung 204 von Drain nach Source größer zu machen als den Wert dV/dt der Spannung 203 von Drain nach Source zu einer Zeit, wenn keine Kapazität hinzugefügt ist.
Nach dem Spiegel-Zeitraum beginnt jede der Gate-Spannungen 201 und 202 abzunehmen, und folglich nimmt der elektrische Strom ab, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt. In diesem Moment hängt das dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, von der Gate-Spannung ab. Da die Kapazität des Kondensators Ca und der Wert des zweiten Widerstands R12 so eingestellt werden, dass dann, wenn die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 entladen wird, die jeweiligen Zeitkonstanten bei der Ausführungsform 1, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, und in dem Vergleichsbeispiel, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, gleich groß zueinander werden, die jeweiligen Wellenformen der Gate-Spannungen 201 und 202 nach dem Spiegel-Zeitraum zueinander gleich werden.
Daher wird das dI/dt des elektrischen Stroms 206, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 bei der Ausführungsform 1 fließt, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, das gleiche wie das dI/dt des elektrischen Stroms 205 ist, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 im Vergleichsbeispiel fließt, wo kein Kondensator hinzugefügt ist.
In der obigen Beschreibung ist ein Beispiel erläutert, bei welchem die Einstellung auf eine solche Weise erfolgt, dass die Zeitkonstante, die von dem Widerstand R20 in 2 bestimmt wird, und die Kapazität des Gates G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 im Ausschaltmodus gleich groß werden wie die Zeitkonstante, die von dem zweiten Widerstand R12 in 1 bestimmt wird, die Kapazität des Gates G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 im Ausschaltzustand und die Kapazität des Kondensators Ca. In dieser Hinsicht ist es jedoch nicht notwendig, die Einstellung auf diese Weise vorzunehmen.
Die Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass – da es möglich gemacht wird, die Kapaziät des Kondensators Ca und den Widerstandswert des zweiten Widerstands R12 frei auszuwählen – die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltzustand erhöht werden kann, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltzustand zu verändern, und dass folglich die Schaltverluste verringert werden können. Ferner wird es ermöglicht, nur das dV/dt zu verändern, ohne das dI/dt im Ausschaltmodus zu verändern.
Selbst wenn das dI/dt im Ausschaltmodus begrenzt ist, um eine Stoßspannung zu unterbinden, wird es daher ermöglicht, dass das dV/dt im Ausschaltmodus erhöht wird, ohne den Einschaltmodus zu beeinflussen, und folglich werden die Schaltverluste in der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verringert. Die Zeitkonstante, die von der Kapazität des Kondensators Ca und dem dritten Widerstand R13 bestimmt wird, ist durch den Schaltzeitraum der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 beschränkt.
Das bedeutet, die Zeitkonstante ist durch den Zeitbereich beschränkt, beispielsweise die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1, innerhalb derer das Entladen durchgeführt werden kann. Soweit die Zeitkonstante betroffen ist, welche von der Kapazität des Kondensators Ca und dem Widerstand bestimmt wird, kann die obige Beschreibung auf die folgenden Ausführungsformen angewandt werden.
Die Leistungs-Halbleitervorrichtung bei der Ausführungsform 1 ist nicht auf die herkömmliche beschränkt, die aus Silicium gebildet ist. Sie kann auch eine solche sein, die aus einem Halbleiter mit großem Bandabstand gebildet ist, welcher einen Bandabstand hat, der größer ist als derjenige von Silicium. Das Material eines Halbleiters mit großem Bandabstand ist z. B. Siliciumcarbid (SiC), ein Galliumnitrid-basiertes Material, Diamant oder dergleichen. Zusätzlich zu einem MOSFET kann auch irgendeine andere Halbleitervorrichtung, wie z. B. ein IGBT mit der Treiberschaltung gemäß Ausführungsform 1 verwendet werden, solange sie eine Gate-betriebene Halbleitervorrichtung ist. Diese Bedingung trifft auch auf die nachfolgenden Ausführungsformen zu.
Ausführungsform 2
4 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung 243 für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung darstellt. In 4 wird ein Signal von einer Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 mittels einer Isolierschaltung 142 übertragen. Das übertragene Signal schaltet einen von einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 ein; das elektrische Potential an dem Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 wird verändert; dann wird die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 betrieben.
Der erste Schalter S1, ein erster Widerstand R21, eine erste Diode D21, ein zweiter Widerstand R22 und der zweite Schalter S2 sind in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen die Ausgangsanschlüsse VCC und GND der Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Die erste Diode D21 ist in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Das Gate G1, welches die Steuerelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist, ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R22 und der Kathode der ersten Diode D21 verbunden.
Das eine Ende des Kondensators Ca ist mit der Source SO1 verbunden, welche die zweite Hauptelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist. Das andere Ende des Kondensators Ca ist mit der Kathode einer zweiten Diode D22 verbunden, deren anderes Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen der Anode der ersten Dioden D21 und dem ersten Widerstand R21 verbunden ist.
Das eine Ende eines dritten Widerstands R23 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Anode der zweiten Diode D22 und dem Kondensator Ca verbunden. Das andere Ende des dritten Widerstands R23 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R22 und dem zweiten Schalter S2 verbunden. Die Diode D1 ist parallel zu der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet.
Das heißt, die Kathode und die Anode der Diode D1 sind mit Drain DR1 bzw. Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden. Das Gate des ersten Schalters S1 und das Gate des zweiten Schalters S2 sind mit der Isolierschaltung 142 verbunden. Die Isolierschaltung 142 ist mit der Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 verbunden.
Es wird der Betrieb zu einem Zeitpunkt beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ausgeschaltet wird, und zwar der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung 243, die auf eine solche Weise konfiguriert ist, wie oben beschrieben, gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung. In der Treiberschaltung 243 gilt Folgendes: Wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Ausschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ioff1 zum Entladen von elektrischen Ladungen von dem Gate G1 durch den zweiten Widerstand R22 und den zweiten Schalter S2, sowie in einem Pfad Ioff2 zum Entladen der elektrischen Ladungen von dem Kondensator Ca durch den dritten Widerstand R23 und den zweiten Schalter S2.
In dieser Situation werden die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ und dem Kondensator Ca durch jeweils unterschiedliche Widerstände entladen. Daher beeinflusst der Kondensator Ca die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum. Folglich beeinflusst der Kondensator Ca das Ausschaltmodus-dV/dt, -dI/dt und die Schaltverluste der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum.
Nachfolgend wird der Betrieb zu der Zeit beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 eingeschaltet wird. In der Treiberschaltung 243 gilt Folgendes: Wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Einschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ion1 zum Laden des Gates G1 mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1, den ersten Widerstand R21 und die erste Diode D21 in dieser Reihenfolge sowie in einem Pfad Ion2 zum Laden des Kondensators Ca mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1, den ersten Widerstand R21 und die zweite Diode D22 in dieser Reihenfolge. Im Ergebnis werden der Kondensator Ca und die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geladen.
In dieser Situation gilt Folgendes: Um die Spannung am Gate G1 zu erhöhen, ist es notwendig, die Kapazität zu laden, die erhalten wird, indem die Kapazität des Kondensators Ca zu der Kapazität der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 hinzugefügt wird, da der Kondensator Ca parallel zu der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet ist. Wenn der Kondensator Ca einfach hinzugefügt wird, dann nimmt der Wert der zu ladenden elektrischen Ladung ab. Folglich wird die Schaltgeschwindigkeit herabgesetzt.
Bei der Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung gilt Folgendes: Die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 werden eingestellt, so dass das dI/dt im Einschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie das dI/dt der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 im Einschaltmodus zu der Zeit, wenn der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist, d. h. das dI/dt im Einschaltmodus in der Treiberschaltung 643, die in 2 als Vergleichsbeispiel dargestellt ist. Indem die Einstellung auf diese Weise erfolgt, wird der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 in 4 gemäß Ausführungsform 2 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel in 2.
5 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für die Leistungs-Halbleitervorrichtung im Einschaltzustand, die in 4 dargestellt ist, gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung. Die unterbrochenen Linien 401, 403 und 405 stellen die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in der Treiberschaltung 643 in 2 dar, welche ein Vergleichsbeispiel ist, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1, bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt.
Demgegenüber stellen die durchgezogenen Linien 402, 404 und 406 die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 dar, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1, fließt, und zwar zu der Zeit, wenn in der Schaltung gemäß Ausführungsform 2, die in 4 dargestellt ist und bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 so eingestellt werden, dass das dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 fließt, gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
In 5 stimmen die elektrischen Ströme 405 und 406, die jeweils zwischen Drain und Source fließen, miteinander überein. Dies legt nahe, dass sich beide elektrischen Ströme auf die gleiche Art und Weise verändern.
Ein Einschaltsignal wird eingegeben; der erste Schalter S1 wird eingeschaltet; dann beginnt die Gate-Spannung zuzunehmen, wie durch die Linie 401 oder 402 dargestellt. Wenn die Gate-Spannung 401 oder 402 eine Schwellenspannung überschreitet, dann nimmt der elektrische Strom zu, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt. Obwohl der Kondensator Ca in der Treiberschaltung 243 gemäß Ausführungsform 2 hinzugefügt ist, werden die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 so eingestellt, dass die Ladezeitkonstante gleich groß wird wie diejenige in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2.
Daher sind die jeweiligen Wellenformen der Gate-Spannungen 401 und 402 zueinander gleich groß. In diesem Moment hängt das dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, von der Gate-Spannung 401 oder 402 ab. Daher wird das dI/dt des elektrischen Stroms 406, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 in der Treiberschaltung 243 fließt, gemäß Ausführungsform 2, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, das gleiche wie das dI/dt des elektrischen Stroms 405, der zwischen DR1 und Source SO1 in der Treiberschaltung 643 fließt, gemäß dem Vergleichsbeispiel, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist.
Wenn die Gate-Spannung 401 oder 402 weiter zunimmt und dann die Spiegelspannung erreicht, fängt je nach Sachlage die Spannung 403 oder 404 von Drain nach Source an abzunehmen. In dieser Situation verändert sich die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 stark, wenn sich die Spannung 403 oder 404 zwischen Drain DR1 und Source SO1 verändert. Zu diesem Zeitpunkt beginnt der Spiegel-Zeitraum, in welchem der Großteil des Gate-Stroms durch den Pfad zum Laden der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 geht. Im Spiegel-Zeitraum verändert sich die Gate-Spannung kaum. Folglich fließt der elektrische Strom, der die Kapazität Ca lädt, in diesem Zeitraum kaum.
In dieser Situation ist der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 bei der Ausführungsform 2 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel. Im Gegensatz dazu ist die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 die gleiche, unabhängig davon, ob der Kondensator Ca hinzugefügt ist, und der elektrische Strom fließt kaum zum Kondensator Ca. Daher ist die Ladezeitkonstante bei der Ausführungsform 2, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, kleiner als diejenige im Vergleichsbeispiel, in welchem kein Kondensator hinzugefügt ist. Folglich wird die Ladezeit im Spiegel-Zeitraum kürzer.
Wie oben beschrieben, wird bei der Ausführungsform 2 gemäß der vorliegenden Erfindung, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, das dV/dt der Spannung 404 von Drain nach Source größer als das dV/dt der Spannung 403 von Drain nach Source. Nach dem Spiegel-Zeitraum beginnt jede der Gate-Spannungen 401 und 402 zuzunehmen. In dieser Situation sind die jeweiligen Ladezeitkonstanten zum Laden der parasitären Kapazität zwischen Gate und Source die gleichen. Folglich sind die jeweiligen Wellenformen der Gate-Spannungen 401 und 402 zueinander gleich.
In der obigen Beschreibung ist ein Beispiel angegeben, bei welchem der Widerstandswert des ersten Widerstands R21 und die Kapazität des Kondensators Ca so eingestellt werden, dass das dI/dt im Einschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643, welche ein Vergleichsbeispiel ist, das in 2 dargestellt ist. In dieser Hinsicht ist es jedoch nicht notwendig, die Einstellung auf diese Weise vorzunehmen.
Die Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass – da es möglich gemacht wird, die Kapaziät des Kondensator Ca und den Widerstandswert des ersten Widerstands R21 frei auszuwählen – die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltzustand erhöht werden kann, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltzustand zu verändern, und dass folglich die Schaltverluste verringert werden können.
Ferner wird es ermöglicht, nur das dV/dt zu verändern, ohne das dI/dt im Einschaltmodus zu verändern. Selbst wenn das dI/dt im Ausschaltmodus begrenzt ist, wird des daher ermöglicht, dass das dV/dt im Einschaltmodus erhöht wird, ohne den Ausschaltmodus zu beeinflussen, und folglich werden die Schaltverluste in der Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ verringert.
Das Stromveränderungs-dI/dt wird durch Störungen, die Kurzschluss-Toleranz, die Dioden-Recovery oder dergleichen begrenzt. Es wird beispielsweise die Kurzschluss-Toleranz betrachtet. Wenn das dI/dt groß ist, fließt ein großer elektrischer Strom, bevor eine Kurzschluss-Schutzschaltung ihren Schutzvorgang ausführt. Daher wird die Kurzschluss-Toleranz überschritten, und die Vorrichtung wird beschädigt. Daher ist das dI/dt begrenzt. Als nächstes wird die Dioden-Recovery betrachtet.
Wenn eine Leistungs-Halbleitervorrichtung eingeschaltet wird, während ein Rückflussstrom fließt, wird die Freilaufdiode (FWD), die antiparallel zu der Leistungs-Halbleitervorrichtung geschaltet ist und die in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, in Rückwärtsrichtung vorgespannt. Der PN-Übergang kann jedoch nicht sofort aus dem mit Ladungsträgern gesättigten Zustand in den rückwärts-vorgespannten Zustand wechseln. Daher werden die Elektronen und die Löcher der akkumulierten überschüssigen Ladungsträger durch die N+-Schicht bzw. die P-Schicht erschöpft, und zwar von dem PN-Übergangsbereich als einen Startpunkt aus, wo sich die Verarmungsschicht als erstes erholt.
Dann fließt ein elektrischer Strom weiter, bis die Ladungsträger schließlich infolge von Rekombination verschwinden. Ein großes dI/dt bewirkt, dass der Scheitelwert des umgekehrten Recovery-Stroms und der Wert der umgekehrten elektrischen Recovery-Ladung zunehmen. Folglich kann die Leistungs-Halbleitervorrichtung vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ infolge eines Anstieges der Schaltverluste und einer Stoßspannung beschädigt werden. Demzufolge ist es notwendig, das dI/dt zu begrenzen.
Ausführungsform 3
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung darstellt. In 6 wird ein Signal von einer Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 mittels einer Isolierschaltung 142 übertragen. Das übertragene Signal schaltet einen von einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 ein; das elektrische Potential an dem Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ wird verändert; dann wird die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 betrieben.
Der erste Schalter S1, ein erster Widerstand R31, eine erste Diode D31, ein zweiter Widerstand R32 und der zweite Schalter S2 sind in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen die Ausgangsanschlüsse VCC und GND der Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Die erste Diode D31 ist in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Das Gate G1, welches die Steuerelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist, wird mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand R31 und der Anode der ersten Diode D31 verbunden.
Das eine Ende eines Kondensators Ca ist mit dem Drain DR1 verbunden, welches die erste Hauptelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist. Das andere Ende des Kondensators Ca ist mit dem einen Ende eines dritten Widerstands R33 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schalter S1 und dem ersten Widerstand R31 verbunden ist. Die Anode einer zweiten Diode D32 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator Ca und dem dritten Widerstand R33 verbunden. Die Kathode der zweiten Diode D32 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode der ersten Diode D31 und dem zweiten Widerstand R32 verbunden.
Die Diode D1 ist parallel zu der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet. Das heißt, die Kathode und die Anode der Diode D1 sind mit Drain DR1 bzw. Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden. Das Gate des ersten Schalters S1 und das Gate des zweiten Schalters S2 sind mit der Isolierschaltung 142 verbunden. Die Isolierschaltung 142 ist mit der Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 verbunden.
Es wird der Betrieb zu einem Zeitpunkt beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ einschaltet wird, und zwar der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung, die auf eine solche Weise konfiguriert ist, wie oben beschrieben. In einer Treiberschaltung 343 gilt Folgendes: Wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Einschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ion1 zum Laden des Gates G1 mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1 und den ersten Widerstand R31 und in einem Pfad Ion2 zum Laden des Kondensators Ca mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1 und den dritten Widerstand R33.
In dieser Situation werden die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ und dem Kondensator Ca durch jeweils unterschiedliche Widerstände geladen. Daher beeinflusst der Kondensator Ca die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ kaum. Folglich beeinflusst der Kondensator Ca das dV/dt im Einschaltmodus, das dI/dt im Einschaltmodus und die Schaltverluste der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum.
Nachfolgend wird der Betrieb zu der Zeit beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ausgeschaltet wird. In der Treiberschaltung 343 gilt Folgendes: Wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Ausschaltmodus, fließen elektrische Ströme in einem Pfad Ioff1 zum Entladen von elektrischen Ladungen von dem Gate G1 durch die erste Diode D31, den zweiten Widerstand R32 und den zweiten Schalter S2, welche in Reihe geschaltet sind, und in einem Pfad Ioff2 zum Entladen der elektrischen Ladungen von dem Kondensator Ca durch die zweite Diode D32, den zweiten Widerstand R32, und den zweiten Schalter S2, welche in Reihe geschaltet sind.
Im Ergebnis werden die elektrischen Ladungen aus dem Kondensator Ca und der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 entladen. In dieser Situation gilt Folgendes: Um die Spannung am Gate G1 zu verringern, ist es notwendig, die elektrischen Ladungen zu entladen, die in der Kapazität gespeichert sind, die erhalten wird, indem die Kapazität des Kondensators Ca zu der Kapazität der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 hinzugefügt wird, da der Kondensator Ca parallel zu der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet ist.
Wenn der Kondensator Ca einfach hinzugefügt wird, dann nimmt der Wert der zu entladenden elektrischen Ladungen zu. Folglich wird die Schaltgeschwindigkeit herabgesetzt. Bei der Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung kann die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus eingestellt werden, indem die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 eingestellt werden.
In dieser Beschreibung wird als ein Beispiel der Fall beschrieben, in welchem die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 so eingestellt werden, dass das dV/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich dem dV/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in einer Treiberschaltung 643 wird, als ein Vergleichsbeispiel, das in 2 dargestellt ist, wobei kein Kondensator Ca hinzugefügt ist.
Das heißt, die Einstellung erfolgt derart, dass die Zeitkonstante, die von dem Widerstand R20 in 2 und der Kapazität im Ausschaltmodus am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 bestimmt wird, gleich groß wird wie die Zeitkonstante, die von dem zweiten Widerstand R32 in 6, der Kapazität im Ausschaltmodus am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 und der Kapazität des Kondensators Ca bestimmt wird. Wenn die Einstellung auf diese Weise erfolgt, wird der Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 in 6 gemäß Ausführungsform 3 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel in 2.
7 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für die Leistungs-Halbleitervorrichtung im Ausschaltzustand, die in 6 dargestellt ist, gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung. Die unterbrochenen Linien 601, 603 und 605 stellen die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in der Treiberschaltung 643 in 2 dar, welche ein Vergleichsbeispiel ist, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1, bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt.
Demgegenüber stellen die durchgezogenen Linien 602, 604 und 606 die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 dar, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1, bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, und zwar zu der Zeit, wenn in der Schaltung gemäß Ausführungsform 3, die in 6 dargestellt ist und bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R32 so eingestellt werden, dass das dV/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
Ein Ausschaltsignal wird eingegeben; der zweite Schalter S2 wird eingeschaltet; dann beginnt die Gate-Spannung abzunehmen, wie durch die Linie 601 oder 602 dargestellt. In dieser Situation fließt der Gate-Strom durch den Pfad zum Entladen der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1. Da der zweite Widerstand R32 eingestellt wird, ist die Entladezeit-Konstante bei der Ausführungsform 3, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, kleiner als diejenige in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
Daher fällt die Gate-Spannung 602 bei der Ausführungsform 3, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, schneller als die Gate-Spannung 601 im Vergleichsbeispiel, in welchem der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist. Wenn die Gate-Spannung 601 oder 602 weiter abnimmt und dann die Spiegelspannung erreicht, dann fängt je nach Sachlage die Spannung 603 oder 604 an zuzunehmen. In dieser Situation verändert sich die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 stark, wenn sich die Spannung 603 oder 604 zwischen Drain DR1 und Source SO1 verändert.
In dieser Situation beginnt der Spiegel-Zeitraum, in welchem der Großteil des Gate-Stroms durch den Pfad zum Entladen des Kondensators Ca und der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 geht. Bei der Ausführungsform 3 gilt Folgendes: Da die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 eingestellt werden, wird die Entladezeit-Konstante des Vergleichsbeispiels, in welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, d. h. die Entladezeit im Spiegel-Zeitraum, die gleiche.
Folglich wird das dV/dt der Spannung 603 zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 im Vergleichsbeispiel, in welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, gleich zu dem dV/dt der Spannung 604 zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 bei der Ausführungsform 3, in welchem der Kondensator Ca hinzugefügt ist.
Nach dem Spiegel-Zeitraum beginnt jede der Gate-Spannungen 601 und 602 abzunehmen, und folglich nimmt der elektrische Strom ab, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt. In diesem Moment hängt das dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, von der Gate-Spannung ab. Da der vorliegende Zeitpunkt nach dem Spiegel-Zeitraum liegt, ist die Entladezeit-Konstante zum Entladen der parasitären Kapazität von Gate nach Source kleiner als diejenige im Vergleichsbeispiel, in welchem der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist.
Daher fällt die Gate-Spannung 602 bei der Ausführungsform 3 in welchem der Kondensator Ca hinzugefügt ist, schneller als die Gate-Spannung 601 im Vergleichsbeispiel, in welchem der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist. Daher wird das dI/dt des elektrischen Stroms 606, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 bei der Ausführungsform 3 fließt, wo der Kondensator Ca hinzugefügt ist, größer als das dI/dt des elektrischen Stroms 605, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 im Vergleichsbeispiel fließt, wo kein Kondensator hinzugefügt ist.
In dieser Beschreibung ist als ein Beispiel der Fall beschrieben, in welchem die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 so eingestellt werden, dass das dV/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich dem dV/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in der Treiberschaltung 643 wird, welche ein Vergleichsbeispiel ist, das in 2 dargestellt ist. In dieser Hinsicht ist es jedoch nicht notwendig, die Einstellung auf diese Weise vorzunehmen.
Da es bei der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung möglich gemacht wird, die Kapaziät des Kondensator Ca und den Widerstandswert des zweiten Widerstands R32 frei auszuwählen, kann die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltzustand erhöht werden, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltzustand zu verändern, und folglich werden die Schaltverluste verringert.
Ferner wird es ermöglicht, nur das dI/dt zu verändern, ohne das dV/dt im Ausschaltmodus zu verändern. Selbst wenn das dV/dt im Ausschaltmodus infolge von Störungen oder dergleichen begrenzt ist, wird es daher ermöglicht, dass das dI/dt im Ausschaltmodus erhöht wird, ohne den Einschaltmodus zu beeinflussen, und folglich werden die Schaltverluste in der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verringert.
Ausführungsform 4
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung darstellt. In 8 wird ein Signal von einer Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 mittels einer Isolierschaltung 142 übertragen. Das übertragene Signal schaltet einen von einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 ein; das elektrische Potential an dem Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ wird verändert; dann wird die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 betrieben.
Der erste Schalter S1, ein erster Widerstand R41, eine erste Diode D41, ein zweiter Widerstand R42 und der zweite Schalter S2 sind in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen die Ausgangsanschlüsse VCC und GND der Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Die erste Diode D41 ist in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet. Das Gate G1, welches die Steuerelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist, ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R42 und der Kathode der ersten Diode D41 verbunden.
Das eine Ende des Kondensators Ca ist mit dem Drain DR1 verbunden, welches die erste Hauptelektrode der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist. Das andere Ende des Kondensators Ca ist mit der Kathode einer zweiten Diode D42 verbunden, deren Anode mit dem Verbindungspunkt zwischen der Anode der ersten Diode D41 und dem ersten Widerstand R41 verbunden ist. Das eine Ende eines dritten Widerstands R43 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Anode der zweiten Diode D42 und dem Kondensator Ca verbunden. Das andere Ende des dritten Widerstands R43 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R42 und dem zweiten Schalter S2 verbunden.
Die Diode D1 ist parallel zu der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet. Das heißt, die Kathode und die Anode der Diode D1 sind mit Drain DR1 bzw. Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden. Das Gate des ersten Schalters S1 und das Gate des zweiten Schalters S2 sind mit der Isolierschaltung 142 verbunden. Die Isolierschaltung 142 ist mit der Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 verbunden.
Es wird der Betrieb zu einem Zeitpunkt beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ausgeschaltet wird, und zwar der Treiberschaltung 443 für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung, die auf eine solche Weise konfiguriert ist, wie oben beschrieben.
In der Treiberschaltung 443 gilt Folgendes: Wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Ausschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ioff1 zum Entladen von elektrischen Ladungen von dem Gate G1 durch den zweiten Widerstand R42 und den zweiten Schalter S2 sowie in einem Pfad Ioff2 zum Entladen der elektrischen Ladungen von dem Kondensator Ca durch den dritten Widerstand R43 und den zweiten Schalter S2.
In dieser Situation werden die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 und dem Kondensator Ca durch jeweils unterschiedliche Widerstände geladen. Daher beeinflusst der Kondensator Ca die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum. Folglich beeinflusst der Kondensator Ca das dV/dt im Einschaltmodus, das dI/dt im Einschaltmodus und die Schaltverluste der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 kaum.
Nachfolgend wird der Betrieb zu der Zeit beschrieben, wenn die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 eingeschaltet wird. In der Treiberschaltung 443 gilt Folgendes: Wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird, d. h. in dessen Einschaltmodus, fließen die jeweiligen elektrischen Ströme in einem Pfad Ion1 zum Laden des Gates G1 mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1, den ersten Widerstand R41 und die erste Diode D41 in dieser Reihenfolge sowie in einem Pfad Ion2 zum Laden des Kondensators Ca mit elektrischen Ladungen über den ersten Schalter S1, den ersten Widerstand R41 und die zweite Diode D42 in dieser Reihenfolge.
Im Ergebnis werden der Kondensator Ca und die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geladen. In dieser Situation gilt Folgendes: Um die Spannung am Gate G1 zu erhöhen, ist es notwendig, die Kapazität zu laden, die erhalten wird, indem die Kapazität des Kondensators Ca zu der Kapazität der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 hinzugefügt wird, da der Kondensator Ca parallel zu der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 geschaltet ist. Wenn der Kondensator Ca einfach hinzugefügt wird, dann nimmt der Wert der zu ladenden elektrischen Ladung ab. Folglich wird die Schaltgeschwindigkeit herabgesetzt.
Bei der Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung gilt Folgendes: Die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 werden eingestellt, so dass das dV/dt im Ausschaltmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie das dV/dt der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 im Ausschaltmodus zu der Zeit, wenn der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist, d. h. das dV/dt im Ausschaltmodus in der Treiberschaltung 643, die das Vergleichsbeispiel ist, das in 2 dargestellt ist. Wenn die Einstellung auf diese Weise erfolgt, wird der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 in 8 gemäß Ausführungsform 4 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel, das in 2 dargestellt ist.
9 ist ein Satz von schematischen Wellenform-Diagrammen zum Erläutern des Betriebs der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung im Einschaltzustand, gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung. Die unterbrochenen Linien 801, 803 und 805 stellen die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 in der Treiberschaltung 643 in 2 dar, welche ein Vergleichsbeispiel ist, bei welchem kein Kondensator hinzugefügt ist, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1, bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt.
Demgegenüber stellen die durchgezogenen Linien 802, 804 und 806 die Spannung am Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 dar, die Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1, bzw. den elektrischen Strom, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, und zwar zu der Zeit, wenn in der Schaltung gemäß Ausführungsform 4, die in 8 dargestellt ist und bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 so eingestellt werden, dass das dV/dt der Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
Ein Einschaltsignal wird eingegeben; der erste Schalter S1 wird eingeschaltet; dann beginnt die Gate-Spannung zuzunehmen, wie durch die Linie 801 oder 802 dargestellt. Wenn die Gate-Spannung 801 oder 802 eine Schwellenspannung überschreitet, dann nimmt der elektrische Strom zu, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt. In dieser Situation fließt ein Großteil des Gate-Stroms durch den Pfad zum Laden der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1.
Die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 werden so eingestellt, dass das dV/dt der Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
Daher ist die Ladezeitkonstante bei der Ausführungsform 4, wo der Kondensator Ca hinzugefügt ist, kleiner als diejenige im Vergleichsbeispiel, wo kein Kondensator hinzugefügt ist. Demzufolge nimmt die Gate-Spannung 802 bei der Ausführungsform 4, wo der Kondensator hinzugefügt ist, schneller zu als die Gate-Spannung 801 im Vergleichsbeispiel, wo kein Kondensator hinzugefügt ist.
In diesem Moment hängt das dI/dt des elektrischen Stroms, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 fließt, von der Gate-Spannung ab. Daher wird das dI/dt des elektrischen Stroms 806, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 bei der Ausführungsform 4 fließt, wo der Kondensator Ca hinzugefügt ist, größer als das dI/dt des elektrischen Stroms 805, der zwischen Drain DR1 und Source SO1 im Vergleichsbeispiel fließt, wo der Kondensator Ca nicht hinzugefügt ist.
Wenn die Gate-Spannung 801 oder 802 weiter zunimmt und dann die Spiegelspannung erreicht, fängt je nach Sachlage die Spannung 803 oder 804 von Drain nach Source an abzunehmen. In dieser Situation verändert sich die parasitäre Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 stark, wenn sich die Spannung 803 oder 804 zwischen Drain DR1 und Source SO1 verändert. Zu diesem Zeitpunkt beginnt der Spiegel-Zeitraum, in welchem der Großteil des Gate-Stroms durch den Pfad zum Entladen des Kondensators Ca und der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Drain DR1 geht. Im Spiegel-Zeitraum verändert sich die Gate-Spannung kaum. Folglich fließt der elektrische Strom, der die Kapazität Ca lädt, in diesem Zeitraum kaum.
Die Kapazität des Kondensators Ca und der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 werden so eingestellt, dass das dV/dt der Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2, bei welcher kein Kondensator hinzugefügt ist.
Daher ist die Ladezeitkonstante die gleiche, und folglich ist auch die Ladezeit die gleiche, gleichgültig, ob oder ob nicht der Kondensator Ca hinzugefügt ist. Demzufolge ist das dV/dt der Spannung 804 zwischen Drain und Source gleich groß wie dasjenige der Spannung 803 zwischen Drain und Source. Nach dem Spiegel-Zeitraum beginnt jede der Gate-Spannungen 801 und 802 zuzunehmen. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Gate-Strom durch den Pfad zum Laden der parasitären Kapazität zwischen Gate G1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1.
Da jedoch der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 kleiner als derjenige des Widerstands R20 im Vergleichsbeispiel in 2 ist, wo kein Kondensator hinzugefügt ist, ist die Ladezeitkonstante bei der Ausführungsform 4, wo der Kondensator Ca hinzugefügt ist, kleiner als diejenige im Vergleichsbeispiel, wo kein Kondensator Ca hinzugefügt ist. Daher nimmt die Gate-Spannung 802 bei der Ausführungsform 4, bei welcher der Kondensator Ca hinzugefügt ist, schneller zu als die Gate-Spannung 801 im Vergleichsbeispiel, wo kein Kondensator hinzugefügt ist.
In der obigen Beschreibung ist ein Beispiel beschrieben, bei welchem der Widerstandswert des ersten Widerstands R41 und die Kapazität des Kondensators Ca so eingestellt werden, dass das dV/dt der Spannung zwischen Drain DR1 und Source SO1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 gleich groß wird wie in dem Fall der Treiberschaltung 643 in 2. In dieser Hinsicht ist es jedoch nicht notwendig, die Einstellung auf diese Weise vorzunehmen. Da es in der Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung möglich wird, die Kapazität des Kondensators Ca und den Widerstandswert des ersten Widerstands R41 frei zu wählen, kann die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltmodus erhöht werden, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus zu verändern.
Folglich können die Schaltverluste verringert werden. Ferner wird es ermöglicht, nur das dI/dt zu verändern, ohne das dV/dt im Einschaltmodus zu verändern. Selbst wenn das dV/dt im Einschaltmodus infolge von Störungen oder dergleichen begrenzt ist, wird es daher möglich, dass das dI/dt im Einschaltmodus erhöht wird, ohne den Ausschaltmodus zu beeinflussen, und folglich werden die Schaltverluste in der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verringert.
Ausführungsform 5
10 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Treiberschaltung für Leistungs-Halbleitervorrichtung 543 gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung darstellt. In 10 wird ein Signal von einer Steuersignal-Ausgangsschaltung 141 mittels einer Isolierschaltung 142 übertragen. Das übertragene Signal schaltet einen von einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 ein; das elektrische Potential an dem Gate G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 vom selbstlöschenden Lichtbogen-Typ wird verändert; dann wird die Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 betrieben.
Die Schaltung in 10 ist auf eine solche Weise konfiguriert, dass es möglich wird, zu irgendeinem der obigen Schaltungen gemäß den Ausführungsformen 1 bis 4 zu wechseln, indem zwischen den Ein-/Aus-Kombinationen eines ersten Wechselschalters S51, eines zweiten Wechselschalters S52, eines dritten Wechselschalters S53, eines vierten Wechselschalters S54, eines fünften Wechselschalters S55 und eines sechsten Wechselschalters S56 gewechselt wird.
Beispielsweise wird eine Schaltung, die äquivalent ist zu der Treiberschaltung 143 in 1 gemäß Ausführungsform 1, konfiguriert, indem der erste Wechselschalter S51, der vierte Wechselschalter S54 und der sechste Wechselschalter S56 eingeschaltet werden und die anderen Wechselschalter S52, S53 und S55 ausgeschaltet werden. Mit anderen Worten: Die Widerstände R51, R52 und R53, die Dioden D53 und D54 und der zweite Kondensator Ca2 sind die Elemente, die jeweils zu dem ersten Widerstand R11, dem zweiten Widerstand R12 und dem dritten Widerstand R13, der ersten Diode D11, der zweiten Diode D12 und dem Kondensator Ca in 1 korrespondieren. Obwohl sie verbunden ist, beeinflusst die Diode D52 den Betrieb dieser Schaltung nicht.
Eine Schaltung, die äquivalent ist zu der Treiberschaltung 243 in 4 gemäß Ausführungsform 2 wird konfiguriert, indem der zweite Wechselschalter S52, der vierte Wechselschalter S54 und der sechste Wechselschalter S56 eingeschaltet werden und die anderen Wechselschalter S51, S53 und S55 ausgeschaltet werden.
Mit anderen Worten: Die Widerstände R51 und R52, ein Widerstand R54, die Dioden D51 und D52 und der zweite Kondensator Ca2 sind die Elemente, die jeweils mit dem ersten Widerstand R21, dem zweiten Widerstand R22 und dem dritten Widerstand R23, der zweiten Diode D22, der ersten Diode D21 und dem Kondensator Ca in 4 korrespondieren. Obwohl sie angeschlossen ist, beeinflusst die Diode D53 den Betrieb dieser Schaltung nicht.
Eine Schaltung, die zu der Treiberschaltung 343 in 6 gemäß Ausführungsform 3 äquivalent ist, wird konfiguriert, indem der ersten Wechselschalter S51, der dritte Wechselschalter S53 und der fünfte Wechselschalter S55 eingeschaltet werden und die anderen Wechselschalter S52, S54 und S56 ausgeschaltet werden.
Mit anderen Worten: Die Widerstände R51, R52 und R53, die Dioden D53 und D54 und ein erster Kondensator Ca1 sind die Elemente, die jeweils mit dem ersten Widerstand R31, dem zweiten Widerstand R32 und dem dritten Widerstand R33, der ersten Diode D31, der zweiten Diode D32 und dem Kondensator Ca in 6 korrespondieren. Obwohl sie angeschlossen ist, beeinflusst die Diode D52 den Betrieb dieser Schaltung nicht.
Eine Schaltung, die äquivalent ist zu der Treiberschaltung 443 in 8 gemäß Ausführungsform 4 wird konfiguriert, indem der zweite Wechselschalter S52, der vierte Wechselschalter S54 und der fünfte Wechselschalter S55 eingeschaltet werden und die anderen Wechselschalter S51, S53 und S56 ausgeschaltet werden.
Mit anderen Worten: Die Widerstände R51, R52 und R54, die Dioden D51 und D52 und der erste Kondensator Ca1 sind die Elemente, die jeweils mit dem ersten Widerstand R41, dem zweiten Widerstand R42 und dem dritten Widerstand R43, der ersten Diode D41, der zweiten Diode D42 und dem Kondensator Ca in 8. korrespondieren. Obwohl sie angeschlossen ist, beeinflusst die Diode D53 den Betrieb dieser Schaltung nicht.
Die obigen Beschreibungen werden nachstehend zusammengefasst. Zunächst wird auf Folgendes Bezug genommen: den Widerstand R51, den Widerstand R52, den Widerstand R53, den Widerstand R54, die Diode D52, die Diode D53, die Diode D51 und die Diode D54 als einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen ersten dritten Widerstand, einen zweiten dritten Widerstand, eine erste erste Diode, eine zweite erste Diode, eine erste zweite Diode bzw. eine zweite zweite Diode.
Es versteht sich, dass der Wechselschalter und das Element in jeder der Serieneinheiten miteinander auf eine Weise verbunden sein können, welche entgegensetzt zu der Weise ist, die in 10 dargestellt ist. Es folgt die Beschreibung für die Schaltungskonfiguration der Treiberschaltung 543 in 10 unter Berücksichtigung der obigen Sachverhalte.
Das eine Ende des ersten Schalters S1 ist mit dem positiven Ausgangsanschluss VCC der Steuerungs-Energieversorgung verbunden, und das eine Ende des zweiten Schalters S2 ist mit dem negativen Ausgangsanschluss GND der Steuerungs-Energieversorgung verbunden. Der erste Widerstand R51, die erste erste Diode D52, die zweite erste Diode D53 und der zweite Widerstand R52 sind in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen den anderen Anschluss des ersten Schalters S1 und den anderen Anschluss des zweiten Schalters S2 geschaltet.
Die Steuerelektrode G1 der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten ersten Diode D52 und der zweiten ersten Diode D53 verbunden. Das eine Ende der Serieneinheit, die aus dem ersten Kondensator Ca1 und dem fünften Wechselschalter S55 besteht, ist mit der einen der Hauptelektroden der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden.
Das eine Ende der Serieneinheit, die aus dem zweiten Kondensator Ca2 und dem sechsten Wechselschalter S56 besteht, ist mit der anderen der Hauptelektroden der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verbunden. Das andere Ende der Serieneinheit, die aus dem ersten Kondensator Ca1 und dem fünften Wechselschalter S55 besteht, und das andere Ende der Serieneinheit, die aus dem zweiten Kondensator Ca2 und dem sechsten Wechselschalter S56 besteht, sind miteinander an einem Punkt verbunden, welcher der Kondensator-Wechselverbindungspunkt ist.
Die Serieneinheit, die aus dem ersten Wechselschalter S51 und dem ersten dritten Widerstand R53 besteht, ist zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und das andere Ende des ersten Schalters S1 geschaltet. Die Serieneinheit, die aus dem zweiten Wechselschalter S52 und der ersten zweiten Diode D51 besteht, ist zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand R51 und der ersten ersten Diode D52 derart geschaltet, dass die Richtung, in welcher der Kondensator-Wechselverbindungspunkt durch die erste zweite Diode D51 geladen wird, die Vorwärtsrichtung der ersten zweiten Diode D51 ist.
Die Serieneinheit, die aus dem dritten Wechselschalter S53 und der zweiten zweiten Diode D54 besteht, ist zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und den Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R52 und der zweiten ersten Diode D53 derart geschaltet, dass die Richtung, in welcher der Kondensator-Wechselverbindungspunkt durch die zweite zweite Diode D54 entladen wird, die Vorwärtsrichtung der zweiten zweiten Diode D54 ist. Die Serieneinheit, die aus dem vierten Wechselschalter S54 und dem zweiten dritten Widerstand R54 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand R52 und das andere Ende des zweiten Schalters S2 und dem Kondensator-Wechselverbindungspunkt geschaltet.
Irgendeiner von erstem Wechselschalter S51 und zweitem Wechselschalter S52 ist eingeschaltet; was den dritten Wechselschalter S53 und den vierten Wechselschalter S54 anbelangt, wird der dritte Wechselschalter S53 eingeschaltet, wenn der erste Wechselschalter S51 eingeschaltet ist, und der vierte Wechselschalter S54 wird eingeschaltet, wenn der zweite Wechselschalter S52 eingeschaltet ist. Irgendeiner von fünftem Wechselschalter S55 und sechstem Wechselschalter S56 ist eingeschaltet. Im Ergebnis ist die Treiberschaltung in 10 auf die gleiche Weise wie irgendeine der Treiberschaltungen in den 1, 4, 6 und 8 konfiguriert.
Jeder der Wechselschalter S51, S52, S53, S54, S55 und S56 kann entweder ein elektronischer Schalter, wie z. B. ein Halbleiterschalter sein, oder ein Schalter, wie z. B. ein Relais mit einem physischen Kontakt. Jeder der Wechselschalter S51, S52, S53, S54, S55 und S56 kann auch ein manueller Schalter sein. 10 stellt den Fall dar, dass jeder der Wechselschalter mittels eines Befehls von einer Wechselschalter-Steuerung 150 gesteuert wird. Es kann jedoch auch vorgesehen sein, dass die Wechselschalter-Steuerung 150 nicht vorhanden ist, und dass jeder der Wechselschalter vorläufig auf eine manuelle Weise auf den Einschaltzustand oder den Ausschaltzustand eingestellt wird, bevor die Treiberschaltung 543 betrieben wird.
Wie oben beschrieben, gilt Folgendes: Wenn der Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden der sechs Schalter inklusive dem ersten bis sechsten Wechselschalter umgeschaltet wird, kann die Schaltung in 10 als irgendeine der Schaltungen gemäß den Ausführungsformen 1 bis 4 konfiguriert sein. Demzufolge kann eine Schaltung konfiguriert werden, die zum Erhöhen der Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus geeignet ist, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Einschaltmodus zu verändern, oder es kann eine Schaltung konfiguriert werden, die zum Erhöhen der Schaltgeschwindigkeit im Einschaltmodus geeignet ist, ohne die Schaltgeschwindigkeit im Ausschaltmodus zu verändern. Da die Auswahl und das Umschalten auf eine geeignete Schaltung auf Basis des Betriebsmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 erfolgen kann, können folglich die Schaltverluste gemäß dem Betriebsmodus der Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 verringert werden.
Durch Zusammenfassen der oben erwähnten Ausführungsformen 1 bis 5 kann die vorliegende Erfindung wie folgt beschrieben werden.
Es wird eine Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung 1 angegeben, mit einer ersten Hauptelektrode (DR1 oder SO1), einer zweiten Hauptelektrode (SO1 oder DR1) und einer Steuerelektrode G1, welche einen elektrischen Strom steuert, der zwischen der ersten Hauptelektrode und der zweiten Hauptelektrode fließt, die mit einem Kondensator Ca versehen ist, dessen eines Ende mit der ersten Hauptelektrode oder der zweiten Hauptelektrode verbunden ist, einem ersten Schalter S1 zum Laden der Steuerelektrode G1 und dem Kondensator Ca mit elektrischen Ladungen, und einem zweiten Schalter S2 zum Entladen von elektrischen Ladungen von der Steuerelektrode G1 und dem Kondensator Ca.
In irgendeinem der Fälle, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode G1 und der Kondensator Ca mit elektrischen Ladungen geladen werden und wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode G1 und dem Kondensator Ca entladen werden, ist der Kondensator, durch welchen die elektrischen Ladungen zu oder von der Steuerelektrode G1 gehen, verschieden von dem Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu oder von dem Kondensator Ca gehen, nämlich:
in dem Fall der Ausführungsform 1: die Widerstände R11 und R13 im Lademodus;
in dem Fall der Ausführungsform 2: die Widerstände R22 und R23 im Entlademodus;
in dem Fall der Ausführungsform 3: die Widerstände R31 und R33 im Lademodus;
in dem Fall der Ausführungsform 4: die Widerstände R42 und R43 im Entlademodus;
in dem Fall der Ausführungsform 5: die Widerstände R51 und R53 im Lademodus oder die Widerstände R52 und R54 im Entlademodus.
Wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die in die Steuerelektrode G1 geladen werden sollen, und die elektrischen Ladungen, die in den Kondensator Ca geladen werden sollen, durch jeweils verschiedene Widerstände gehen (in dem Fall der Ausführungsformen 1 und 3 und in dem Fall, wo bei der Ausführungsform 5 die Einschalt-/Ausschaltzustände der Wechselschalter auf eine solche Weise eingestellt sind, dass die Konfiguration die gleiche ist wie diejenige gemäß Ausführungsform 1 oder 3), dann ist der Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen von der Steuerelektrode G1 gehen, der gleiche wie der Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen von dem Kondensator Ca gehen (in dem Fall der Ausführungsformen 1, 3 und 5: Die Widerstände R12, R32 bzw. R52), wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode G1 und dem Kondensator Ca entladen werden. Wenn der zweite Schalter S2 eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die aus der Steuerelektrode G1 entladen werden sollen, und die elektrischen Ladungen, die aus dem Kondensator Ca entladen werden sollen, durch jeweils verschiedene Widerstände gehen (im Fall der Ausführungsformen 2 und 4 und in dem Fall, in welchem bei der Ausführungsform 5 die Einschalt-/Ausschaltzustände der Wechselschalter auf eine solche Weise eingestellt sind, dass die Konfiguration die gleiche ist wie diejenige gemäß Ausführungsform 2 oder 4), dann ist der Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu der Steuerelektrode G1 gehen, der gleiche wie der Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu dem Kondensator Ca gehen (in dem Fall der Ausführungsformen 2, 4 und 5: Die Widerstände R12, R41 bzw. R51), wenn der erste Schalter S1 eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode G1 und der Kondensator Ca mit elektrischen Ladungen geladen werden.
Bezugszeichenliste

1: Leistungs-Halbleitervorrichtung
Ca: Kondensator
Ca1: erster Kondensator
Ca2: zweiter Kondensator
D11, D21, D31, D41: erste Diode
D52: erste erste Diode
D53: zweite erste Diode
D12, D22, D32, D42: zweite Diode
D51: erste zweite Diode
D54: zweite zweite Diode
G1: Gate (Steuerelektrode)
DR1: Drain (erste Hauptelektrode)
SO1: Source (zweite Hauptelektrode)
R11, R21, R31, R41, R51: erster Widerstand
R12, R22, R32, R42, R52: zweiter Widerstand
R13, R23, R33, R43: dritter Widerstand
R53: erster dritter Widerstand
R54: zweiter dritter Widerstand
S1: erster Schalter
S2: zweiter Schalter
S51: erster Wechselschalter
S52: zweiter Wechselschalter
S53: dritter Wechselschalter
S54: vierter Wechselschalter
S55: fünfter Wechselschalter
S56: sechster Wechselschalter

Claims

Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung mit einer ersten Hauptelektrode, einer zweiten Hauptelektrode und einer Steuerelektrode zum Steuern eines elektrischen Stroms, der zwischen der ersten Hauptelektrode und der zweiten Hauptelektrode fließt, wobei die Treiberschaltung für die Leistungs-Halbleitervorrichtung Folgendes aufweist: einen Kondensator, der mit dem einen Ende mit der ersten Hauptelektrode oder der zweiten Hauptelektrode verbunden ist; einen ersten Schalter zum Laden der Steuerelektrode und des Kondensators mit elektrischen Ladungen; und einen zweiten Schalter zum Entladen von elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator, wobei in irgendeinem der Fälle, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode und der Kondensator mit den elektrischen Ladungen geladen werden und wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator entladen werden, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu oder von der Steuerelektrode gehen, verschieden ist von einem Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu dem oder von dem Kondensator gehen, und wobei, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die in die Steuerelektrode hineingeladen werden sollen und die elektrischen Ladungen, die in den Kondensator hineingeladen werden sollen, durch verschiedene Widerstände fließen, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen von der Steuerelektrode gehen, der gleiche Widerstand ist, durch welchen die elektrischen Ladungen von dem Kondensator fließen; wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen aus der Steuerelektrode und dem Kondensator entladen werden, wobei, wenn der zweite Schalter eingeschaltet wird und dann die elektrischen Ladungen, die aus der Steuerelektrode entladen werden sollen, und die elektrischen Ladungen, die aus dem Kondensator entladen werden sollen, durch die verschiedenen Widerstände gehen, ein Widerstand, durch welchen die elektrischen Ladungen zu der Steuerelektrode fließen, der gleiche Widerstand ist, durch welchen die elektrischen Ladungen zu dem Kondensator fließen, wenn der erste Schalter eingeschaltet wird und dann die Steuerelektrode und der Kondensator mit elektrischen Ladungen geladen werden.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1 wobei das eine Ende des ersten Schalters ist mit einem positiven Ausgangsanschluss einer Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist und das eine Ende des zweiten Schalters mit einem negativen Ausgangsanschluss der Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist; wobei ein erster Widerstand, eine erste Diode und ein zweiter Widerstand, die in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen das eine Ende des ersten Schalters und das andere Ende des zweiten Schalters geschaltet sind, und eine zweite Diode, die mit dem anderen Ende des Kondensators verbunden ist, vorgesehen sind; wobei die erste Diode in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet ist und die Anode der ersten Diode mit der Steuerelektrode verbunden ist; wobei die Kathode der zweiten Diode mit der Kathode der ersten Diode verbunden ist; wobei das eine Ende eines dritten Widerstands mit dem Verbindungspunkt zwischen der Anode der zweiten Diode und dem anderen Ende des Kondensators verbunden ist; wobei das andere Ende des dritten Widerstands mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und dem ersten Schalter verbunden ist.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das eine Ende des ersten Schalters ist mit einem positiven Ausgangsanschluss einer Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist und das eine Ende des zweiten Schalters mit einem negativen Ausgangsanschluss der Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist; wobei ein erster Widerstand, eine erste Diode und ein zweiter Widerstand, die in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen das eine Ende des ersten Schalters und das andere Ende des zweiten Schalters geschaltet sind, und eine zweite Diode, die mit dem anderen Ende des Kondensators verbunden ist, vorgesehen sind; wobei die erste Diode in Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Steuerungs-Energieversorgung geschaltet ist und die Kathode der ersten Diode mit der Steuerelektrode verbunden ist; wobei die Anode der zweiten Diode mit der Anode der ersten Diode verbunden ist; wobei das eine Ende eines dritten Widerstands mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kathode der zweiten Diode und dem anderen Ende des Kondensators verbunden ist; wobei das andere Ende des dritten Widerstands mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand und dem zweiten Schalter verbunden ist.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das eine Ende des ersten Schalters ist mit einem positiven Ausgangsanschluss einer Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist und das eine Ende des zweiten Schalters mit einem negativen Ausgangsanschluss der Steuerungs-Energieversorgung verbunden ist; wobei ein erster Widerstand, eine erste erste Diode, eine zweite erste Diode und ein zweiter Widerstand in Reihe und in dieser Reihenfolge zwischen das andere Ende des ersten Schalters und das andere Ende des zweiten Schalters geschaltet sind; wobei die Steuerelektrode mit dem Verbindungspunkt zwischen der ersten ersten Diode und der zweiten ersten Diode verbunden ist; wobei das eine Ende einer Serieneinheit, die aus einem ersten Kondensator und einem fünften Wechselschalter besteht, mit der ersten Hauptelektrode verbunden ist; wobei das eine Ende einer Serieneinheit, die aus einem zweiten Kondensator und einem sechsten Wechselschalter besteht, mit der zweiten Hauptelektrode verbunden ist; wobei das andere Ende der Serieneinheit, die aus dem ersten Kondensator und dem fünften Wechselschalter besteht, und das andere Ende der Serieneinheit, die aus dem zweiten Kondensator und dem sechsten Wechselschalter besteht, miteinander an einem Punkt verbunden sind, welcher ein Kondensator-Wechselverbindungspunkt ist; wobei eine Serieneinheit, die aus einem ersten Wechselschalter und einem ersten dritten Widerstand besteht, zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und das andere Ende des ersten Schalters geschaltet ist; wobei eine Serieneinheit, die aus einem zweiten Wechselschalter und einer ersten zweiten Diode besteht, zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und der ersten ersten Diode derart geschaltet ist, dass die Richtung, in welcher der Kondensator-Wechselverbindungspunkt durch die erste zweite Diode geladen wird, die Vorwärtsrichtung der ersten zweiten Diode ist; wobei eine Serieneinheit, die aus einem dritten Wechselschalter und einer zweiten zweiten Diode besteht, zwischen den Kondensator-Wechselverbindungspunkt und den Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand und der zweiten ersten Diode derart geschaltet ist, dass die Richtung, in welcher der Kondensator-Wechselverbindungspunkt durch die zweite zweite Diode entladen wird, die Vorwärtsrichtung der zweiten zweiten Diode ist; wobei ein vierter Wechselschalter und ein zweiter dritter Widerstand mit dem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Widerstand und dem anderen Ende des zweiten Schalters verbunden ist; wobei irgendeiner von erstem Wechselschalter und zweitem Wechselschalter eingeschaltet ist; wobei, was den dritten Wechselschalter und den vierten Wechselschalter betrifft, der dritte Wechselschalter eingeschaltet wird, wenn der erste Wechselschalter eingeschaltet ist, und der vierte Wechselschalter eingeschaltet wird, wenn der zweite Wechselschalter eingeschaltet ist; wobei irgendeiner von fünftem Wechselschalter und sechstem Wechselschalter eingeschaltet ist.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach Anspruch 4, die ferner eine Wechselschalter-Steuerung aufweist, welche die jeweiligen Einschalt-/Ausschaltzustände des ersten Wechselschalters, des zweiten Wechselschalters, des dritten Wechselschalters, des vierten Wechselschalters, des fünften Wechselschalters und des sechsten Wechselschalters steuert.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Leistungs-Halbleitervorrichtung aus einem Halbleiter mit großem Bandabstand gebildet ist, dessen Bandabstand größer ist als der Bandabstand von Silicium.
Treiberschaltung für eine Leistungs-Halbleitervorrichtung nach Anspruch 6, wobei das Material des Halbleiters mit großem Bandabstand irgendeines von Siliciumcarbid, einem Galliumnitrid-basierten Material und Diamant ist.