CN112350702A - 一种高侧功率开关的输出级电路 - Google Patents

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Abstract

一种高侧功率开关的输出级电路，属于功率集成电路技术领域。本发明利用功率管栅极驱动模块驱动控制高侧功率管，结合输出负压钳位模块的设计实现感性负载快速退磁和上升斜率控制，当感性负载退磁时，使得输出负压钳位模块中第十七二极管、第十八二极管、第十九二极管击穿，将第一PMOS管打开对高侧功率管栅极进行充电，从而快速打开高侧功率管，避免输出节点电压进一步下掉，实现输出节点的电压钳位，比传统感性负载快速退磁方案而言减小了版图面积和功耗；同时设计栅极保护模块和电流限制模块，使得本发明的输出级电路在正常驱动高侧功率管开关的同时，还可以限制高侧功率管的最大电流，避免高侧功率管被烧毁。

Description

一种高侧功率开关的输出级电路
技术领域
本发明属于功率集成电路技术领域，涉及一种高侧功率开关的输出级电路。
背景技术
智能功率开关是指将驱动电路、诊断电路、保护电路以及外围接口电路和功率器件集成到一颗芯片内的集成电路。在汽车电子和航空电子中具有广泛的应用，在汽车中可以驱动雨刮器、喷油器等设备，在航空电子系统中可以应用于离散量输出接口电路。上述应用场景中均具有工作环境恶劣、负载种类复杂等特点，因此要求智能功率开关中的高侧功率开关输出级电路需要具有保护功率管栅氧化层不被击穿、使得感性负载快速退磁、限制功率管最大电流的功能，其中感性负载快速退磁的功能对于智能功率开关中的高侧功率开关输出级电路而言尤为重要。
常见的智能功率开关中的高侧功率开关输出级电路对感性负载快速退磁的解决方案是利用类似齐纳电路直接进行感性负载快速退磁或者利用类似齐纳电路打开功率管来实现感性负载快速退磁，这两种方案的基本结构如图1所示(其中VBB是电源电压，VOUT是输出端的电压，BV是类似齐纳电路的击穿电压)。在图1中(a)，当电压VBB-VOUT>BV时，类似齐纳电路提供一条VBB到VOUT的低阻通路，维持电感电流以消除负载上多余的磁能；图1中(b)，当电压VBB-VOUT>BV时，类似齐纳电路导通，其电流IZ在电阻R1上形成压降，令功率管再次导通以维持感性负载上的电流实现快速退磁的功能。
根据电路原理可以知道，由于智能功率开关的负载电流通常会很大，所以图1中(a)的解决方案需要类似齐纳电路具有较大的器件尺寸和线宽，这与减小版图面积、提高集成度的发展趋势是相斥的。图1(b)的解决方案较图1中(a)的解决方案，类似齐纳电路的尺寸有所减小，但是电阻R1通常是复用功率管栅极放电通路中的电阻，为了避免功率管关断过于缓慢，通常不会令电阻R1的阻值过大，而重新并联一个高阻值的电阻同样会增大版图面积，所以类似齐纳电路也需要较大的电流，该方案有待于一步优化。
发明内容
针对上述传统智能功率开关中高侧功率开关输出级电路对感性负载快速退磁的解决方案存在的版图面积大和功耗高的不足之处，本发明提出一种高侧功率开关的输出级电路，适用于智能功率开关芯片中的高侧功率开关，在感性负载退磁的过程中，利用第一PMOS管MP1对高侧功率管的栅极进行充电，重新打开高侧功率管以实现快速退磁的功能，同时减小了版图面积和功耗；另外还提出栅极保护和电流限制功能，在正常驱动高侧功率管开关的同时，保护了高侧功率管的安全工作。
本发明的技术方案是：
一种高侧功率开关的输出级电路，包括高侧功率管、功率管栅极驱动模块和输出负压钳位模块，
所述高侧功率管为NMOS功率管，其漏极连接电源电压，其源极作为输出端；
所述功率管栅极驱动模块用于驱动控制所述高侧功率管，当需要驱动所述高侧功率管导通时，所述功率管栅极驱动模块对所述高侧功率管的栅极充电，从而打开所述高侧功率管；当需要驱动所述高侧功率管关断时，所述功率管栅极驱动模块对所述高侧功率管的栅极放电，从而关断所述高侧功率管；
所述输出负压钳位模块包括第一PMOS管、第十七二极管、第十八二极管、第十九二极管、第二十二极管和第四耗尽型NMOS管，第四耗尽型NMOS管的栅源短接并连接第一PMOS管的栅极、第十八二极管的阳极和第十九二极管的阴极，其漏极连接第一PMOS管的源极和所述电源电压；第十九二极管的阳极连接所述输出端；第十七二极管的阳极连接第十八二极管的阴极，其阴极连接所述电源电压；第二十二极管的阳极连接第一PMOS管的漏极，其阴极连接所述高侧功率管的栅极。
具体的，所述功率管栅极驱动模块包括第一耗尽型NMOS管、第二耗尽型NMOS管、第三耗尽型NMOS管、第一NMOS管、第一电阻和第十六二极管，
第一耗尽型NMOS管的漏极连接电荷泵的输出电压，其栅源短接并连接第十六二极管的阳极和所述高侧功率管的栅极；
第一NMOS管的栅极连接驱动控制信号，其漏极连接第十六二极管的阴极，其源极通过第一电阻后接地；当需要驱动所述高侧功率管导通时，所述驱动控制信号为逻辑低电平，当需要驱动所述高侧功率管关断时，所述驱动控制信号为逻辑高电平；
第二耗尽型NMOS管的漏极连接所述高侧功率管的栅极，其栅极连接第三耗尽型NMOS管的栅极和源极并连接所述输出端，其源极连接第三耗尽型NMOS管的漏极。
具体的，所述高侧功率开关的输出级电路还包括栅极保护模块，所述栅极保护模块用于在所述高侧功率管正常开启时，将所述高侧功率管的栅极电荷泄放至所述电源电压，使得所述高侧功率管的栅极电压不超过其耐压最大值。
具体的，所述栅极保护模块包括多个串联的第一二极管和第十六二极管，每一个第一二极管的阳极连接下一个第一二极管的阴极，第一个第一二极管的阴极连接所述电源电压，最后一个第一二极管的阳极连接第十六二极管的阴极，所述第一二极管的个数由所述高侧功率管栅极电压的耐压最大值决定。
具体的，所述高侧功率开关的输出级电路还包括电流限制模块，所述电流限制模块包括第二NMOS管、第三NMOS管和第四NMOS管，第二NMOS管的栅极连接第四NMOS管的漏极和所述高侧功率管的栅极，其漏极连接所述电源电压，其源极连接第三NMOS管的栅极和漏极以及第四NMOS管的栅极；第三NMOS管和第四NMOS管的源极连接所述输出端。
具体的，第十七二极管和第十八二极管为齐纳二极管。
具体的，第十九二极管为高反向击穿电压的保护二极管结构或为多个齐纳二极管的串联结构。
本发明的有益效果为：本发明提出的高侧功率开关的输出级电路，在感性负载退磁的过程中，利用输出负压钳位模块的第一PMOS管MP1对高侧功率管MN0栅极进行充电，重新打开高侧功率管MN0以实现快速退磁的功能，通过负反馈将感性负载退磁时高侧功率管MN0源极的负电压的绝对值限制在了有限的范围内，以保证电路中所有器件的安全工作，可以有效保护功率管的栅氧化层不被击穿，相比传统感性负载快速退磁方案而言减小了版图面积和功耗；另外结合对功率管栅极驱动模块、栅极保护模块和电流限制模块的设计，使得本发明的输出级电路可以在正常驱动高侧功率管MN0开关的同时，还可以限制高侧功率管MN0的最大电流，避免高侧功率管MN0被烧毁。
附图说明
图1是现有的两种基本感性负载快速退磁电路的原理示意图。
图2是本发明提出的一种高侧功率开关的输出级电路的原理示意图。
图3是本发明提出的一种高侧功率开关的输出级电路在实施例中的具体电路结构示意图。
图4是本发明提出的一种高侧功率开关的输出级电路在驱动感性负载的瞬态仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，详细描述本发明的技术方案。
本发明提出一种高侧功率开关的输出级电路，包括高侧功率管MN0、功率管栅极驱动模块和输出负压钳位模块，其中高侧功率管MN0为NMOS功率管，其漏极连接电源电压VBB，其源极作为输出端OUT，输出端OUT也是智能功率开关芯片的输出端。
功率管栅极驱动模块用于驱动控制高侧功率管MN0，当需要驱动高侧功率管MN0导通时，功率管栅极驱动模块对高侧功率管MN0的栅极充电，从而打开高侧功率管MN0；当需要驱动高侧功率管MN0关断时，功率管栅极驱动模块对高侧功率管MN0的栅极放电，从而关断高侧功率管MN0。如图3所示给出了功率管栅极驱动模块的一种具体实现结构，包括第一耗尽型NMOS管MND1、第二耗尽型NMOS管MND2、第三耗尽型NMOS管MND3、第一NMOS管MN1、第一电阻R1和第十六二极管D16，第一耗尽型NMOS管MND1的漏极连接智能功率开关芯片中电荷泵的输出端口ChargePump_OUT，其栅源短接并连接第十六二极管D16的阳极和高侧功率管MN0的栅极；第一NMOS管MN1的栅极连接驱动控制信号HSON，其漏极连接第十六二极管D16的阴极，其源极通过第一电阻R1后接地；当需要驱动高侧功率管MN0导通时，驱动控制信号HSON为逻辑低电平，当需要驱动高侧功率管MN0关断时，驱动控制信号HSON为逻辑高电平；第二耗尽型NMOS管MND2的漏极连接高侧功率管MN0的栅极，其栅极连接第三耗尽型NMOS管MND3的栅极和源极并连接输出端OUT，其源极连接第三耗尽型NMOS管MND3的漏极。
本实施例中功率管栅极驱动模块的工作原理是：当芯片上电后且给出逻辑信号驱动高侧功率管MN0导通时，驱动控制信号HSON为逻辑低电平，第一NMOS管MN1关断，芯片内置的电荷泵开始工作，并通过ChargePump_OUT端口对高侧功率管MN0栅极进行充电，从而打开高侧功率管MN0；当芯片给出逻辑信号驱动高侧功率管MN0关断时，驱动控制信号HSON为逻辑高电平，第一NMOS管MN1导通，电荷泵停止工作，高侧功率管MN0的栅极开始放电，并且最终关断。第一耗尽型NMOS管MND1栅源短接，在电路中等效为一个电流源的作用，在高侧功率管MN0开启过程中起到限制充电电流的作用，从而达到输出端的电压VOUT上升斜率控制的效果；第一电阻R1在高侧功率管MN0关断过程中，起到了增大高侧功率管MN0栅极节点放电时间常数的作用，从而到达输出端的电压VOUT下降斜率控制的效果。第二耗尽型NMOS管MND2和第三耗尽型NMOS管MND3为一个饱和区电流较小的电流源，保证在高侧功率管MN0源极和栅极始终有一个通路，确保高侧功率管MN0彻底关断。
在芯片驱动感性负载时，当高侧功率管MN0关断后，由于电感电流不能突变的特性，为了维持负载中的电流，电感两端的电压极性翻转，并且开始增大至可以维持负载中的电流为止。如果不对这个负电压加以限制，那么该负电压的绝对值会增大到足以击穿电路中的器件来维持电感电流。为了避免上述情况的出现，本发明提出输出负压钳位模块将该负电压的绝对值限定在不小于VBB-BV17-BV18-BV19的范围内，实现了感性负载快速退磁，并且保护了电路中的器件。如图3所示，本发明提出的输出负压钳位模块包括第一PMOS管MP1、第十七二极管D17、第十八二极管D18、第十九二极管D19、第二十二极管D20和第四耗尽型NMOS管MND4，第四耗尽型NMOS管MND4的栅源短接并连接第一PMOS管MP1的栅极、第十八二极管D18的阳极和第十九二极管D19的阴极，其漏极连接第一PMOS管MP1的源极和电源电压VBB；第十九二极管D19的阳极连接输出端；第十七二极管D17的阳极连接第十八二极管D18的阴极，其阴极连接电源电压VBB；第二十二极管D20的阳极连接第一PMOS管MP1的漏极，其阴极连接高侧功率管MN0的栅极。
本发明提出的输出负压钳位模块的工作原理为：当输出端OUT的负电压绝对值增大到足以击穿第十七二极管D17、第十八二极管D18、第十九二极管D19，并使得第一PMOS管MP1导通时，第一PMOS管MP1中的电流流过第一电阻R1产生压降，使得高侧功率管MN0再次导通以维持电感电流。第十七二极管D17、第十八二极管D18优选采用齐纳二极管，第十九二极管D19可以采用反向击穿电压比较高的保护二极管实现，也可以采用多个齐纳二极管串联来等效替代，此时输出端OUT的负电压可能达到的最小值的表达式：
VOUT≈VBB-BV17-BV18-BV19 (1)
其中，BV17、BV18、BV19分别为第十七二极管D17、第十八二极管D18、第十九二极管D19的反向击穿电压。第二十二极管D20的作用是防止当高侧功率管MN0正常开启时，高侧功率管MN0的栅极电压大于电源电压VBB从而导致第一PMOS管MP1导通所造成的额外功耗。第四耗尽型NMOS管MND4为一个饱和区电流很小的电流源，其作用是保证第十八二极管D18阳极节点始终有一个到电源电压VBB的通路，保证在芯片正常工作时，第一PMOS管MP1彻底关断。
另外在高侧功率管MN0正常工作时，为了提高高侧功率管MN0的安全性，本发明还设计了栅极保护模块和电流限制模块，如图3所示，电流限制模块包括第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4，第二NMOS管MN2的栅极连接第四NMOS管MN4的漏极和高侧功率管MN0的栅极，其漏极连接电源电压VBB，其源极连接第三NMOS管MN3的栅极和漏极以及第四NMOS管MN4的栅极；第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4的源极连接输出端OUT。
在发生短路故障时，芯片输出端OUT接地，高侧功率管MN0的栅源电压VGS急剧增大，如果不对高侧功率管MN0的VGS加以限制，高侧功率管MN0会面临栅氧化层被击穿的风险，同时还会被瞬间增大的电流烧毁，本发明设置第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4所构成的电流限制模块避免了上述情况的发生，同时还兼顾了栅极保护的功能。电流限制模块的具体工作过程为：当输出端OUT电压降低时，高侧功率管MN0的栅源电压VGS与第二NMOS管MN2漏极电流ID,MN2、第三NMOS管MN3漏极电流ID,MN3的关系为：
Figure BDA0002752389620000061
其中μn为电子的迁移速率，COX为单位面积栅氧化层电容，
Figure BDA0002752389620000062
分别是第二NMOS管MN2和第三NMOS管MN3的宽长比，VTH是热电压。
因为第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3电流相等，优选设置第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4的宽长比呈1:8的比例，如果第四NMOS管MN4宽长比过小，那么对高侧功率管MN0栅极放电速率将会很低，不能及时对栅极放电使栅极电压过大击穿；如果第四NMOS管MN4宽长比过大，在电荷泵输入驱动高侧功率管MN0打开时，放电过大，可能使得高侧功率管MN0开启速率过于缓慢甚至难以开启，并且增大了对电荷泵输出电容大小的需求，因此本实施例优选设置第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4的宽长比为1:8，所以第四NMOS管MN4中电流的表达式为：
Figure BDA0002752389620000063
可以看出，第四NMOS管MN4的漏极电流随着高侧功率管MN0的VGS增大呈平方倍的增大。另一方面因为第一耗尽型NMOS管MND1限制了充电电流的大小，所以第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4所构成的电流限制电路可以有效限制高侧功率管MN0的VGS大小，同时实现电流限制和栅极保护的功能。
在高侧功率管MN0正常开启时，芯片输出端OUT的电压接近电源电压VBB，所以第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4均关断。由于高侧功率管MN0的栅极电压是高于电源电压VBB的，且由于电荷泵源源不断地充电，所以高侧功率管MN0栅极的电压会进一步升高，为了避免高侧功率管MN0的栅氧化层被击穿，本发明设计了栅极保护模块用于在高侧功率管MN0正常开启时，将高侧功率管MN0的栅极电荷泄放至电源电压VBB，使得高侧功率管MN0的栅极电压不超过其耐压最大值。如图3所示给出了栅极保护模块的一种实现结构，包括多个串联的第一二极管和第十六二极管D16，每一个第一二极管的阳极连接下一个第一二极管的阴极，第一个第一二极管的阴极连接电源电压VBB，最后一个第一二极管的阳极连接第十六二极管D16的阴极，第一二极管的个数由高侧功率管MN0栅极电压的耐压最大值决定，额高侧功率管MN0栅极电压的耐压最大值和电源电压VBB的压差等于每个二极管的正向压降的总和，多个正向第一二极管理论上可以用一个反偏齐纳管代替，齐纳管的反向耐压也由高侧功率管MN0栅极电压的耐压最大值决定。本实施例设计十五个第一二极管D1-D15，则高侧功率管MN0的栅极电压大于电源电压VBB加上十五个第一二极管D1-D15以及第十六二极管D16的正向导通电压之和时，这些二极管D1-D16正向导通，将高侧功率管MN0栅极上多余的电荷泄放至电源端。
如图4所示是本发明的输出级电路在芯片驱动感性负载时的瞬态仿真波形，从上到下依次是芯片输入信号VIN、输出端的电压VOUT和负载电流IL，可以看出当芯片驱动感性负载时，在功率开关关断后输出端的负电压被本发明的输出级电路成功限制住不再下降，在负载电流降低为零后，输出端电压VOUT升高为零。
综上所述，本发明针对采用NMOS作为功率管的高侧功率开关电路，设计了功率管栅极驱动模块、输出负压钳位模块、栅极保护模块、电流限制模块和高侧功率管MN0并结合起来共同构成了智能功率开关中高侧功率开关的输出级电路，该电路在可以正常驱动高侧功率管MN0开关同时，利用输出负压钳位模块实现负反馈作用，在输出节点OUT退磁产生负电压输出使得第十七二极管D17、第十八二极管D18和第十九二极管D19击穿时，将第一PMOS管MP1打开从而将高侧功率管MN0的栅极节点充高，使高侧功率管MN0再次打开给电感续流以实现快速退磁的功能，使得感性负载退磁时高侧功率管MN0源极负电压的绝对值被限制在了有限的范围内，以保证电路中所有器件的安全工作，结合功率管栅极驱动模块的设计实现了上升斜率控制，NMOS驱动采用了电荷泵实现自举驱动，同时结合栅极保护模块和电流限制模块的设计，采用二极管钳位的方法限制了栅极电压，可以有效保护功率管的栅氧化层不被击穿，还限制了高侧功率管MN0的最大电流，避免高侧功率管MN0被烧毁。
上述实施例并不限定本发明的范围，本领域技术人员应该理解其他的结构和方法也可以应用于本发明用于实现各自可能的功能，对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中器件的等同变化变化可以被本领域技术人员所了解，如果本领域技术人员，在不脱离本发明的精神所做的非实质性改变或改进，都应该属于本发明权利要求保护的范围。

Claims (7)

1.一种高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，包括高侧功率管、功率管栅极驱动模块和输出负压钳位模块，
所述高侧功率管为NMOS功率管，其漏极连接电源电压，其源极作为输出端；
所述功率管栅极驱动模块用于驱动控制所述高侧功率管，当需要驱动所述高侧功率管导通时，所述功率管栅极驱动模块对所述高侧功率管的栅极充电，从而打开所述高侧功率管；当需要驱动所述高侧功率管关断时，所述功率管栅极驱动模块对所述高侧功率管的栅极放电，从而关断所述高侧功率管；
所述输出负压钳位模块包括第一PMOS管、第十七二极管、第十八二极管、第十九二极管、第二十二极管和第四耗尽型NMOS管，第四耗尽型NMOS管的栅源短接并连接第一PMOS管的栅极、第十八二极管的阳极和第十九二极管的阴极，其漏极连接第一PMOS管的源极和所述电源电压；第十九二极管的阳极连接所述输出端；第十七二极管的阳极连接第十八二极管的阴极，其阴极连接所述电源电压；第二十二极管的阳极连接第一PMOS管的漏极，其阴极连接所述高侧功率管的栅极。
2.根据权利要求1所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，所述功率管栅极驱动模块包括第一耗尽型NMOS管、第二耗尽型NMOS管、第三耗尽型NMOS管、第一NMOS管、第一电阻和第十六二极管，
第一耗尽型NMOS管的漏极连接电荷泵的输出电压，其栅源短接并连接第十六二极管的阳极和所述高侧功率管的栅极；
第一NMOS管的栅极连接驱动控制信号，其漏极连接第十六二极管的阴极，其源极通过第一电阻后接地；当需要驱动所述高侧功率管导通时，所述驱动控制信号为逻辑低电平，当需要驱动所述高侧功率管关断时，所述驱动控制信号为逻辑高电平；
第二耗尽型NMOS管的漏极连接所述高侧功率管的栅极，其栅极连接第三耗尽型NMOS管的栅极和源极并连接所述输出端，其源极连接第三耗尽型NMOS管的漏极。
3.根据权利要求2所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，所述高侧功率开关的输出级电路还包括栅极保护模块，所述栅极保护模块用于在所述高侧功率管正常开启时，将所述高侧功率管的栅极电荷泄放至所述电源电压，使得所述高侧功率管的栅极电压不超过其耐压最大值。
4.根据权利要求3所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，所述栅极保护模块包括多个串联的第一二极管和第十六二极管，每一个第一二极管的阳极连接下一个第一二极管的阴极，第一个第一二极管的阴极连接所述电源电压，最后一个第一二极管的阳极连接第十六二极管的阴极，所述第一二极管的个数由所述高侧功率管栅极电压的耐压最大值决定。
5.根据权利要求1-4任一项所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，所述高侧功率开关的输出级电路还包括电流限制模块，所述电流限制模块包括第二NMOS管、第三NMOS管和第四NMOS管，第二NMOS管的栅极连接第四NMOS管的漏极和所述高侧功率管的栅极，其漏极连接所述电源电压，其源极连接第三NMOS管的栅极和漏极以及第四NMOS管的栅极；第三NMOS管和第四NMOS管的源极连接所述输出端。
6.根据权利要求1所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，第十七二极管和第十八二极管为齐纳二极管。
7.根据权利要求1所述的高侧功率开关的输出级电路，其特征在于，第十九二极管为高反向击穿电压的保护二极管结构或为多个齐纳二极管的串联结构。
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