DE112004002745B4 - Temperaturkompensierte Schaltung für Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung - Google Patents

Temperaturkompensierte Schaltung für Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung

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DE112004002745B4 DE112004002745T DE112004002745T DE112004002745B4 DE 112004002745 B4 DE112004002745 B4 DE 112004002745B4 DE 112004002745 T DE112004002745 T DE 112004002745T DE 112004002745 T DE112004002745 T DE 112004002745T DE 112004002745 B4 DE112004002745 B4 DE 112004002745B4
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    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F1/00Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters

Abstract

Eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist:
einen zweiten Widerstand (R1), der mit der Referenzspannung verbunden ist;
einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist;
einen vierten Widerstand (Rc), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist;
einen fünften Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist;
einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem anderen Anschluss des vierten Widerstands verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des fünften Widerstands verbunden ist; und
einen sechsten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten...

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker, der in einer persönlichen tragbaren Kommunikationsvorrichtung, wie z. B. einem Mobiltelefon oder einem Personaldigitalassistenten (PDA), enthalten ist, und insbesondere auf eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker.
  • Stand der Technik
  • Mit der Entwicklung von elektronischen Technologien werden tragbare elektronische Vorrichtungen effizient konzipiert und kostengünstig hergestellt. Die tragbaren elektronischen Vorrichtungen umfassen hauptsächlich Rufanlagen, Mobiltelefone, Musikabspielgeräte, Taschenrechner, Laptop-Computer und PDAs. Die tragbaren elektronischen Vorrichtungen erfordern im Allgemeinen Gleichstromleistung, und eine oder mehr Batterien werden als eine Energiequelle zum Liefern von Gleichstromleistung verwendet.
  • Drahtlose tragbare Kommunikationsendgeräte, wie z. B. Mobilhandapparate oder Mobiltelefone, werden kompakt und leicht. Dementsprechend wird die Größe einer Batterie, die einen erheblichen Teil des Mobilhandapparats einnimmt, kleiner, um in den Mobilhandapparat zu passen, der kompakt und leicht ist. In dem Fall des Mobiltelefons wird neben einem kleineren Endgerät und einer kleineren Batterie eine längere Sprechzeit benötigt. Somit ist die Lebensdauer der Batterie ein wichtiger Faktor bei den Mobilkommunikations endgeräten, wie z. B. Mobilhandapparaten oder Mobiltelefonen.
  • Die Temperatur bei der Verwendung dieser persönlichen drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen ändert sich gemäß einer Veränderung einer Jahreszeit, dem Betrieb eines Verstärkers oder einer Betriebsdauer. Ein Aufrechterhalten eines bestimmten Merkmals eines Leistungsverstärkers trotz der Veränderung der Temperatur ist ein weiterer wichtiger Faktor beim Bestimmen der Leistung des Endgeräts.
  • Eine Vorspannungsschaltung, um eine Temperatur zu kompensieren, wird für einen höheren Verstärkungsbetrieb eines Leistungsverstärkers in einem angemessenen Betriebsbereich trotz der Veränderung der Temperatur benötigt. Gemäß einer herkömmlichen Technologie wird eine Schaltung, wie sie in 1 gezeigt ist, für die Vorspannung eines Leistungsverstärkers verwendet.
  • 1 ist ein Schaltbild einer Vorspannungsschaltung eines herkömmlichen Leistungsverstärkers. Unter Bezugnahme auf 1 ist ein Transistor Q2 eine vereinfachte Form eines Verstärkungsendes eines Leistungsverstärkers. Ein Transistor Q1 ist ein Vorspannungstransistor oder ein Gleichstrompuffertransistor, der eine Vorspannungsspannung an eine Basis des Transistors Q2 liefert. Da der Transistor Q1 nicht ausreichenden Strom kompensiert, der an den Transistor Q2 angelegt wird, wenn eine Vorspannungsspannung VY direkt in die Basis des Transistors Q2 eingegeben wird, wird derselbe als ein Gleichstrompuffertransistor bezeichnet. In 1 wird eine Leistungsspannung Vcc an die Transistoren Q2 und Q1 angelegt, während eine Referenzspannung Vref an einen Widerstand Rref eines Vorspannungsschaltungsblocks 200 angelegt wird. Ein statischer Kollektorbetriebsstrom des Transistors Q2 ist durch einen statischen Betriebsstrom IQ angezeigt.
  • Vor der Beschreibung der herkömmlichen Erfindung muss die typische Stromcharakteristik einer Diode verstanden werden. Fachleute werden ohne weiteres erkennen, dass die Stromcharakteristik einer typischen Diode identisch mit derjenigen gemäß einer Basis-Emitter-Spannung eines Transistors ist.
  • 2 ist ein Graph, der die Charakteristik eines Stroms gemäß einer Spannung zwischen beiden Enden einer Diode oder die Charakteristik eines Stroms gemäß der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors mit einem Temperaturparameter zeigt. In 2 bewegt sich, wenn die Temperatur zunimmt, eine charakteristische Kurve nach links, so dass eine Diodenanschaltspannung VBE(on) abnimmt. Wie es bekannt ist, weist die Bewegung der Kurve einen Wert von etwa –2 mV/°C auf. Wenn die Vorspannungsspannung Vbias konstant ist, ist die effektive Basis-Emitter-Spannung VBE(eff) = Vbias – VBE(on), so dass der Strom zunimmt.
  • Dann wird bei der Temperaturkompensationsoperation des herkömmlichen Vorspannungsschaltungsblocks 200 von 1 angenommen, dass eine Spannung eines VY-Knotens konzipiert ist, um durch den Widerstand Rref und zwei Dioden D1 und D2 bei der Zimmertemperatur von etwa 25°C 2,6 V zu sein. Dies bedeutet, dass ein Wert des Widerstands Rref derart gesetzt wird, dass die Spannung zwischen beiden Enden jeder der beiden Dioden, die in Reihe geschaltet sind, 1,3 V wird.
  • Die Spannung zwischen dem Basis-Emitter der Transistoren Q1 und Q2 beträgt 1,3 V wie die Dioden D1 und D2.
  • Wenn eine Betriebstemperatur zunimmt, nimmt bei den Transistoren Q1 und Q2, wie es in 2 gezeigt ist, die Basis-Emitter-Anschaltspannung VBE(on) ab, so dass der statische Betriebsstrom IQ zunimmt. Da jedoch die Dioden D1 und D2 die gleiche Temperaturabhängigkeit wie die Transistoren Q1 und Q2 aufweisen, nimmt die Spannung VY dementsprechend ab. Die Abnahme der Spannung VY bedeutet eine Abnahme der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q1 und Q2. Da außerdem die effektive Spannung VBE(eff) zwischen der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q1 und Q2 sich nicht verändert, ist der statische Betriebsstrom IQ konstant.
  • Wenn die Betriebstemperatur abnimmt, nimmt die Basis-Emitter-Anschaltspannung VBE(on) bei den Transistoren Q1 und Q2 zu, so dass der statische Betriebsstrom IQ abnimmt. Da jedoch die Dioden D1 und D2 die gleiche Temperaturabhängigkeit wie die Transistoren Q1 und Q2 aufweisen, nimmt die Spannung VY dementsprechend zu. Die Zunahme der Spannung VY bedeutet eine Zunahme der Basisspannung der Transistoren Q1 und Q2. Da außerdem die effektive Spannung VBE(eff) zwischen der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q1 und Q2 sich nicht verändert, ist der statische Betriebsstrom IQ konstant.
  • Um die oben angeführte Operation zusammenzufassen, verfolgt die Spannung VY zwischen beiden Enden jeder der Dioden D1 und D2 die Basis-Emitter-Anschaltspannung der Transistoren Q1 und Q2 gemäß der Veränderung der Temperatur, so dass die effektive Spannung VBE(eff) konstant aufrechterhalten wird. Somit ist trotz der Temperaturveränderung der statische Betriebsstrom IQ Kontakt.
  • In der Praxis nimmt jedoch, wenn die VY-Spannung auf etwa 2,4 V abfällt, die Spannung zwischen beiden Enden des Basis-Emitters jedes der Transistoren Q1 und Q2 automatisch auf etwa 1,2 V ab. In diesem Fall nimmt jedoch der statische Betriebsstrom IQ des Transistors Q2 mehr als die Größe bei der Zimmertemperatur zu. Der Grund hierfür liegt darin, dass die Größen der Transistoren Q1 und Q2, die eine große Menge von Strom treiben, viel größer sind als diejenigen der Dioden D1 und D2, so dass die Abhängigkeit von der Temperatur nicht die gleiche ist. Somit ist es ein Problem, dass die Spannung VY geringer als 2,4 V sein muss, um eine genaue Temperaturkompensation durchzuführen, so dass der statische Betriebsstrom IQ des Transistors Q2 konstant aufrechterhalten wird.
  • Wenn die Betriebstemperatur tiefer als die Zimmertemperatur abfällt, nimmt die Spannung VY durch die Temperaturabhängigkeit, die den Dioden D1 und D2 eigen ist, zu. Wenn die Spannung VY auf etwa 2,8 V zunimmt, nimmt die Spannung zwischen beiden Enden des Basis-Emitters jedes der Transistoren Q1 und Q2 automatisch auf etwa 1,4 V zu. Dementsprechend nimmt der statische Betriebsstrom IQ des Transistors Q2 verglichen mit dem Strom bei Zimmertemperatur ab. Aus dem gleichen Grund tritt bei einem Fall, bei dem die Temperatur zunimmt, um eine genaue Temperaturkompensation durchzuführen, durch die der statische Betriebsstrom IQ des Transistors Q2 konstant aufrechterhalten wird, ein Problem auf, dahingehend, dass die Spannung VY größer als der statische Betriebsstrom IQ sein muss. 3 ist ein Graph, der den statischen Betriebsstrom IQ zeigt, wenn die Temperaturkompensationsfunktion aufgrund des oben genannten Problems nicht ausreichend ist, verglichen mit dem statischen Betriebsstrom IQ in einem Idealzustand.
  • Eine Vielzahl von Schaltungstechniken ist entwickelt worden, um ein Problem zu lösen, bei dem ein konstantes Aufrechterhalten des statischen Betriebsstroms IQ des Transistors Q2 durch die Temperaturkompensationsfunktion basierend auf der Temperaturabhängigkeit der Dioden D1 und D2 schwierig ist. Eine der Schaltungstechniken besteht darin, dass die Spannung zwischen beiden Enden jeder der Dioden D1 und D2, die in Reihe geschaltet sind, beliebig und geeignet gemäß einer Temperaturveränderung verändert wird, um ein idealeres Merkmal des statischen Betriebsstroms IQ zu liefern.
  • Unter Bezugnahme auf 4 ist eine der herkömmlichen Techniken, die eine zusätzliche Temperaturkompensationsfunktion aufweisen, beschrieben. Diese Schaltung umfasst einen Vorspannungsschaltungsblock 200 und einen Verstärker block 210. Bei der Konfiguration der Schaltung zeigt ein Transistor 226 einen Teil einer Verstärkungsschaltung, die ein HF-Signal verstärkt, und ein Transistor 224 ist ein Gleichstrompuffertransistor, und ein Widerstand R2 übernimmt eine Gleichssignalvorspannung einer Basis des Transistors 226.
  • Der Vorspannungsschaltungsblock 200 weist die gleichen Elemente wie der Verstärkerblock 210 auf, um eine Stromspiegelform zu bilden. Ein Transistor 220 und ein Transistor 222 bilden gespiegelte Paare mit dem Transistor 224 bzw. dem Transistor 226, während ein Widerstand R1 ein gespiegeltes Paar mit dem Widerstand R2 bildet.
  • Eine Spannung eines Knotens 234 fließt von einer Basis des Transistors 220 über den Transistor 222 zu Masse, so dass ein Spannungsabfall 2VBE beträgt. Der Widerstand R1 ist mit einem Basisknoten 240 des Transistors 222 verbunden. Eine Referenzgleichspannung Vref ist mit einer Seite eines Widerstands Rref verbunden, und ein Strom, der zwischen beiden Enden des Widerstands Rref fließt, ist Iref.
  • Wenn die Betriebstemperatur zunimmt, nimmt die Basis-Emitter-Anschaltspannung VBE(on) des Transistors 222 ab. Da ein Strom Imir fast konstant aufrechterhalten wird, wird jedoch die Spannung des Knotens 240 fast konstant aufrechterhalten. Somit nimmt eine effektive Spannung zwischen dem Basis-Emitter des Transistors 222 zu, so dass ein Kollektorstrom des Transistors 222 zunimmt und die Spannung des Knotens 234 abfällt. Wenn die Spannung des Knotens 234 abfällt, fällt die Spannung eines Knotens 242 automatisch ab. Da die effektive Spannung zwischen dem Basis-Emitter des Transistors 226 konstant ist, ist somit eine Veränderung des statischen Betriebsstroms IQ beschränkt.
  • Wenn die Betriebstemperatur abnimmt, nimmt die Basis-Emitter-Anschaltspannung VBE(on) des Transistors 222 zu. Da der Strom Imir jedoch fast konstant aufrechterhalten wird, wird die Spannung des Knotens 240 fast konstant aufrechterhalten. Somit nimmt die effektive Spannung zwischen dem Basis-Emitter des Transistors 222 ab, so dass der Kollektorstrom des Transistors 222 abnimmt und die Spannung des Knotens 234 zunimmt. Wenn die Spannung des Knotens 234 zunimmt, nimmt die Spannung eines Knotens 242 automatisch zu. Da die effektive Spannung zwischen dem Basis-Emitter der Transistors 226 konstant ist, ist somit eine Veränderung des statischen Betriebsstroms IQ beschränkt.
  • Außerdem offenbart das US-Patent Nr. 6,566,954 als eine herkömmliche Technologie, um eine Spannung, die an Dioden einer Vorspannungsschaltung angelegt wird, fein einzustellen, eine zusätzliche Kompensationsfunktion zu einer Temperaturkompensationsfunktion einer Vorspannungsschaltung, bei der eine aktive Vorrichtung anstelle eines Widerstands in einen Transistor eingefügt ist, der ein HF-Signal verstärkt.
  • Das US-Patent Nr. 6,452,454 offenbart eine Technologie einer zusätzlichen Temperaturkompensationsfunktion durch ein zusätzliches Bereitstellen einer Mehrzahl von Dioden parallel oder von Stromwegen in der Vorspannungsschaltung, um die Menge an Strom einzustellen, die von der Referenzspannung Vref fließt.
  • Das US-Patent Nr. 6,556,082 offenbart eine weitere Schaltungstechnologie, die eine zusätzliche Temperaturkompensationsfunktion ermöglicht, die durch ein Hinzufügen von Widerständen und ein Einstellen eines Verhältnisses zwischen den Widerständen erreicht wird.
  • Das US-Patent Nr. 6,424,225 offenbart eine Technologie, bei der zusätzliche Schaltungen bereitgestellt werden, um gemäß einer Temperaturveränderung wirksam zu sein, so dass ein Referenzstrom, der von der Vorspannungsschaltung geliefert wird, erhöht oder verringert werden kann, wodurch eine zusätzliche Temperaturkompensation in einem größeren Bereich ermöglicht wird.
  • Die deutsche Offenlegungsschrift DE 39 02 871 A1 offenbart eine Schaltungsanordnung zur geregelten Stabilisierung des Arbeitspunktes eines Hochfrequenz-Feldeffekttransistors, dessen mit dem Hochfrequenzeingang gekoppelte Gate-Elektrode und dessen mit dem Hochfrequenzausgang gekoppelte Drain-Elektrode jeweils über einen Kondensator gleichspannungsmäßig vom Ein- bzw. Ausgang entkoppelt sind. Die Schaltungsanordnung besitzt eine Gleichstrom-Gegenkopplung in Form einer negativen und einer positiven Gleichspannung, von denen die letztere über einen Widerstand mit der Drain-Elektrode gekoppelt ist. Parallel zum Drain-Widerstand sind ein Widerstand eines Spannungsteilers und die Basis-Emitter-Strecke eines bipolaren Steuertransistors vorgesehen, dessen Kollektor einerseits mit der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors und einem zu diesem parallelen Ladekondensator und andererseits über einen Widerstand mit der negativen Gleichspannung verbunden ist.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker anzugeben.
  • Offenbarung der Erfindung
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die abhängigen Ansprüche beschrieben.
  • Die vorliegende Erfindung liefert eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker, der eine Schaltung aufweist, um eine Diodenspannung einer Vorspannungsschaltung zu steuern, um eine Temperatur des Leistungsverstärkers zu kompensieren.
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: einen zweiten Widerstand (R1), der mit der Referenzspannung verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem anderen Anschluss des vierten Widerstands verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des fünften Widerstands verbunden ist; und einen sechsten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und den Kollektoranschluss des Vorspannungstransistors geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: eine dritte Diode (D3), die mit der Referenzspannung verbunden ist; einen zweiten Widerstand (R1), der mit der dritten Diode verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem anderen Anschluss des vierten Widerstands verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des fünften Widerstands verbunden ist; und einen sechsten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und den Kollektoranschluss des Vorspannungstransistors geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: einen zweiten Widerstand (R1), der mit der Referenzspannung verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc1), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Rc2), der mit dem vierten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen sechsten Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem fünften Widerstand verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des sechsten Widerstands verbunden ist; und einen siebten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und einen Reihenschaltungsanschluss zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstands geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstarker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: eine dritte Diode (D3), die mit der Referenzspannung verbunden ist; einen zweiten Widerstand (R1), der mit der dritten Diode verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc1), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Rc2), der mit dem vierten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen sechsten Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem fünften Widerstand (Rc2) verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des sechsten Widerstands verbunden ist; und einen siebten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und einen Reihenschaltungsanschluss zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstands geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Vorspannungsschaltung eines Leistungsverstärkers;
  • 2 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Basis-Emitter-Spannung und dem Strom einer Diode oder eines Transistors zeigt;
  • 3 ist ein Graph, der das Ergebnis eines Vergleichs zwischen dem statischen Betriebsstrom IQ, wenn die Temperaturkompensationsfähigkeit nicht ausreichend ist, und dem statischen Betriebsstrom IQ in einem Idealzustand zeigt;
  • 4 ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Vorspannungsschaltung eines Leistungsverstärkers, der eine zusätzliche Temperaturkompensationsfunktion aufweist;
  • 5 ist ein Graph, der den statischen Betriebsstrom IQ einer Vorspannungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 6 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 7 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch ei ne Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 9 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 10 bis 12 sind Graphen, die die Betriebsmodi der tempera turkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen; und
  • 13 ist ein Graph, der Veränderungen von IX gemäß einer Temperaturveränderung bei den Betriebsmodi 1, 2 und 3 zeigt.
  • Beste Ausführung der Erfindung
  • Bei der vorliegenden Erfindung ist die zusätzliche Temperaturkompensation in einem größeren Bereich, wie es in 5 gezeigt ist, durch ein Konzipieren einer Schaltung möglich, die wirksam ist, um einen Referenzstrom zu absorbieren, wenn die Temperatur zunimmt, und einen Quellenreferenzstrom, wenn die Temperatur abnimmt.
  • Die vorliegende Erfindung umfasst Verfahren zum Aufrechterhalten eines Werts des statischen Betriebsstroms IQ bei Zimmertemperatur, wie es in einer Kurve gezeigt ist, die in 5 gezeigt ist (Modus 1), zum Aufrechterhalten des Werts des statischen Betriebsstroms IQ bei der höchsten Temperatur innerhalb eines Bereichs, der durch die Spezifi kation erlaubt ist (Modus 2), und zum kontinuierlichen Aufrechterhalten des Werts des statischen Betriebsstroms IQ bei der niedrigsten Temperatur innerhalb des Bereichs, der durch die Spezifikation erlaubt ist (Modus 3).
  • Bei Modus 1 ist ein Strom bei einer niedrigeren/höheren Temperatur bezüglich der Zimmertemperatur oben/unten. Bei Modus 2 ist ein Strom bei einer relativ niedrigeren Temperatur bezüglich einer höheren Temperatur oben. Bei Modus 3 ist ein Strom bei einer relativ höheren Temperatur bezüglich einer niedrigeren Temperatur unten.
  • 6 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die aus einem Leistungsverstärker 100, der eine temperaturkompensierte Schaltung aufweist, und einer Diodenspannungssteuerschaltung 300 besteht.
  • Der Leistungsverstärker 100, der eine temperaturkompensierte Schaltung aufweist, umfasst einen ersten Transistor Q1, der gemäß einem Eingangssignal gleichstrompuffert, und einen zweiten Transistor Q2, der gemäß dem ersten Transistor Q1 steuert. Der Emitteranschluss des ersten Transistors Q1 ist mit dem Basisanschluss eines zweiten Transistors Q2 verbunden. Eine Spannung Vcc ist an den ersten und den zweiten Transistor Q1 und Q2 angelegt. Ein Referenzwiderstand Rref ist mit dem Basisanschluss des ersten Transistors Q1 verbunden und legt eine Vorspannungsspannung an. Eine erste Diode D1 und eine zweite Diode D2 sind in Reihe zwischen den Basisanschluss des ersten Transistors Q1 und Masse oder Erde geschaltet und setzen gleichzeitig eine Vorspannungsspannung, die an den Basisanschluss des ersten Transistors Q1 angelegt wird, gemäß der Rate eines Widerstandskomponentenwerts des Referenzwiderstands Rref.
  • Bei der Diodenspannungssteuerschaltung 300 ist eine Kontaktpunktspannung Vs zwischen Spannungsteilerwiderständen R1 und R2 mit der Basis eines dritten Transistors Q3 verbunden. Ein Kollektorwiderstand Rc ist mit dem Kollektor des dritten Transistors Q3 verbunden. Ein Emitterwiderstand Re ist mit dem Emitter des dritten Transistors Q3 verbunden. Ein Widerstand Rf ist zwischen die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektor des dritten Widerstands Q3 und eine Kontaktpunktspannung VX zwischen der ersten und der zweiten Diode D1 und D2 geschaltet. Die Diodenspannungssteuerschaltung 300 ist eine Spannungsteilervorspannungsschaltung, an die die Referenzspannung Vref angelegt wird.
  • Der Betrieb der temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, die konfiguriert ist, wie es in 6 gezeigt ist, wird basierend auf Betriebsmodi 1, 2 und 3 gemäß einer Temperaturveränderung beschrieben.
  • (1) Betriebsmodus 1: Versorgungs- + Absorptionsmodus
  • Erstens nimmt, wenn die Temperatur der Schaltung bezüglich der Zimmertemperatur hoch ist, da eine Abnahme der Anschaltspannung des zweiten Transistors Q2 verglichen mit einer Abnahme der Spannung VY, die in die Basis des ersten Transistors Q1 eingegeben wird, und der Spannung VIN, die in die Basis des zweiten Transistors eingegeben wird, bemerkenswert ist, der statische Betriebsstrom IQ zu. Um die Zunahme des statischen Betriebsstroms IQ bei der hohen Temperatur zu beschränken, erfolgt die folgende Operation bei der Diodenspannungssteuerschaltung 300.
  • Falls die Kontaktpunktspannung Vs zwischen den Widerständen R1 und R2 unabhängig von der Temperatur konstant ist, nimmt, da die Anschaltspannung des dritten Transistors Q3 abnimmt, der Kollektorstrom des Transistors Q3 zu, so dass ein Spannungsabfall bei dem Kollektorwiderstand Rc stark zunimmt. Die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollek torwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3 nimmt ab.
  • Die Kontaktpunktspannung VX zwischen der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 ist größer als die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3. Ein Teil des Stroms, der durch die erste Diode D1 fließt, fließt über den Widerstand Rf in den dritten Transistor Q3 (Ix < 0). Dementsprechend ist, wenn die Spannungen VX, VY und VIN abnehmen, die Zunahme des statischen Betriebsstroms IQ beschränkt. Das heißt, wenn die Temperatur höher als Zimmertemperatur ist, absorbiert die Diodenspannungssteuerschaltung 300 einen Teil des Referenzstroms Iref.
  • Zweitens nimmt, wenn die Temperatur der Schaltung niedrig ist und die Kontaktpunktspannung Vs zwischen den Widerständen R1 und R2 konstant ist, die Anschaltspannung des dritten Transistors Q3 zu, und der Kollektorstrom des dritten Transistors Q3 nimmt ab, so dass ein Spannungsabfall bei dem Kollektorwiderstand Rc abnimmt. Die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3 nimmt zu.
  • Die Kontaktpunktspannung VX zwischen der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 ist geringer als die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3. Ein Teil des Stroms, der durch den Widerstand Rc fließt, fließt über den Widerstand Rf in die zweite Diode D2 (Ix > 0). Dementsprechend ist, wenn die Spannungen VX, VY und VIN zunehmen, die Zunahme des statischen Betriebsstroms IQ bei einer niedrigeren Temperatur beschränkt. Das heißt, wenn die Temperatur niedriger als die Zimmertemperatur ist, liefert die Diodenspannungssteuerschaltung 300 einen Teil des Stroms an beiden Enden der zweiten Diode D2.
  • (2) Betriebsmodus 2: Versorgungsmodus
  • Die Temperatur in allen Bereichen, in denen die Schaltung wirksam ist, kann niedriger als die maximale Temperatur sein, die durch die Spezifikation erlaubt ist. Da die Kontaktpunktspannung Vs zwischen den Widerständen R1 und R2 bei einer relativ niedrigen Temperatur fest ist, nimmt die Anschaltspannung des dritten Transistors Q3 zu, und der Kollektorstrom des dritten Transistors Q3 nimmt ab. Somit nimmt die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3 zu.
  • Die Kontaktpunktspannung VX zwischen der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 ist geringer als die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3. Ein Teil des Stroms, der durch den Widerstand Rc fließt, fließt über den Widerstand Rf in die zweite Diode D2 (Ix > 0). Dementsprechend nehmen die Spannungen VX, VY und VIN zu. Somit wird der statische Betriebsstrom IQ, der zu verringern ist, wenn die Temperatur abnimmt, aufrechterhalten.
  • (3) Betriebsmodus 3: Absorptionsmodus
  • Die Temperatur in allen Bereichen, in denen die Schaltung wirksam ist, kann höher als die maximale Temperatur sein, die durch die Spezifikation erlaubt ist. Da die Kontaktpunktspannung Vs zwischen den Widerständen R1 und R2 bei einer relativ hohen Temperatur fest ist, nimmt die Anschaltspannung des dritten Transistors Q3 ab, und der Kollektorstrom des dritten Transistors Q3 nimmt zu. Somit nimmt die Kontaktpunktspannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3 ab.
  • Die Kontaktpunktspannung VX zwischen der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 ist größer als die Kontaktpunkt spannung VAUX zwischen dem Kollektorwiderstand Rc und dem Kollektoranschluss des dritten Transistors Q3. Ein Teil des Stroms, der durch den Widerstand Rref fließt, fließt über den Widerstand Rf in den dritten Transistor Q3 (Ix < 0), so dass die Spannungen VX, VY und VIN abnehmen. Somit wird der statische Betriebsstrom IQ, der zu erhöhen ist, wenn die Temperatur zunimmt, aufrechterhalten.
  • Eine weitere Funktion der vorliegenden Erfindung besteht darin, den statischen Betriebsstrom eines Leistungsverstärkers unabhängig von einer Veränderung der Referenzspannung Vref konstant aufrechtzuerhalten. Die Referenzspannung Vref ist ein Element, das in der Spezifikation eines typischen Mobiltelefons enthalten ist, und eine Schwankung derselben ist bis zu einem gewissen Grad zulässig. Wenn die Referenzspannung Vref zunimmt oder abnimmt, ist die Betriebscharakteristik der Schaltung, die in 6 gezeigt ist, folgendermaßen.
  • Erstens nimmt, wenn die Referenzspannung Vref zunimmt, die Kontaktpunktspannung Vs zu, so dass eine Zunahme der Spannung VY verhindert wird.
  • Zweitens nimmt, wenn die Referenzspannung Vref abnimmt, die Kontaktpunktspannung Vs ab, so dass eine Zunahme der Spannung VY verhindert wird, da die Schaltung wie eine niedertemperaturkompensierte Schaltung wirksam ist.
  • Somit wird die Veränderung der Charakteristik des Leistungsverstärkers unabhängig von der Zunahme und Abnahme der Referenzspannung Vref verringert.
  • 7 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die aus dem Leistungsverstärker 100, der eine temperaturkompensierte Schaltung aufweist, und einer Diodenspannungssteuerschaltung 400 besteht.
  • Unter Bezugnahme auf 7 verändert sich bei der Diodenspannungssteuerschaltung 400, wenn eine Diode D3 an einem vorderen Ende des Spannungsteilerwiderstands R1 bei der Diodenspannungssteuerschaltung 300 der 3 und 6 hinzugefügt wird, die Spannung Vs. Die Spannungen VX und VY werden so verändert, dass die Kompensation einer Temperatur gleichmäßig wird.
  • Somit nimmt bei der Schaltung, die in 7 gezeigt ist, die Spannung Vs bei einer hohen Temperatur zu, so dass der Strom Q3 weiter zunimmt. Die Spannung Vs nimmt bei einer niedrigen Temperatur ab, so dass der Strom Q1 weiter abnimmt.
  • 8 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die aus dem Leistungsverstärker 100, der eine temperaturkompensierte Schaltung aufweist, und einer Diodenspannungssteuerschaltung 500 besteht.
  • Die Diodenspannungssteuerschaltung 500, bei der Widerstände Rc1 und Rc2 anstatt des Kollektorwiderstands Rc bei der Diodenspannungssteuerschaltung 300 in den 3 und 5 hinzugefügt sind, kann die Spannung VAUX durch ein Einstellen eines Verhältnisses zwischen den Widerständen Rc1 und Rc2 feiner bestimmen.
  • 9 ist ein Schaltbild einer temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die aus dem Leistungsverstärker 100, der eine temperaturkompensierte Schaltung aufweist, und einer Diodenspannungssteuerschaltung 600 besteht.
  • Bei der Diodenspannungssteuerschaltung 600 veränderte sich, wenn die Diode D3 an dem vorderen Ende des Spannungsteiler- Widerstands R1 bei der Diodenspannungssteuerschaltung 500 in 5 hinzugefügt wird, die Spannung Vs gemäß der Temperatur. Die Spannungen VX und VY werden so verändert, dass die Kompensation einer Temperatur gleichmäßig wird. Die Spannung VAUX kann durch ein Einstellen eines Verhältnisses zwischen den Widerständen Rc1 und Rc2 feiner bestimmt werden.
  • Die 1012 sind Graphen, die die Betriebsmodi der temperaturkompensierten Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen.
  • Die 10A, 10B und 10C sind Graphen, die Veränderungen von IQ, VX bzw. IX gemäß einer Temperaturveränderung bei dem Betriebsmodus 1 (Versorgungs- + Absorptionsmodus) zeigen.
  • Die 11A, 11B und 11C sind Graphen, die Veränderungen von IQ, VX bzw. IX gemäß einer Temperaturveränderung bei dem Betriebsmodus 2 (Versorgungsmodus) zeigen.
  • Die 12A, 12B und 12c sind Graphen, die Veränderungen von IQ, VX bzw. IX gemäß einer Temperaturveränderung bei dem Betriebsmodus 3 (Absorptionsmodus) zeigen.
  • 13 ist ein Graph, der Veränderungen von IX gemäß einer Temperaturveränderung bei dem Betriebsmodi 1, 2 und 3 zeigt. Durch ein Einstellen des Werts der Spannung VAUX kann der Strom IX eingestellt werden, wie es in 13 gezeigt ist, was bedeutet, dass verschiedene Anwendungen möglich sind.
  • Industrielle Anwendbarkeit
  • Wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, wird gemäß der temperaturkompensierten Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung trotz einer Temperaturveränderung der statische Betriebsstrom des Leistungsverstärkers bei der Zimmertemperatur aufrechterhalten (Modus 1), der Wert des statischen Betriebsstroms IQ bei der höchsten Temperatur innerhalb eines Bereichs, der durch die Spezifikation erlaubt ist, aufrechterhalten (Modus 2), und der Wert des statischen Betriebsstroms IQ bei der niedrigsten Temperatur innerhalb des Bereichs, der durch die Spezifikation erlaubt ist, konstant aufrechterhalten (Modus 3). Somit wird eine unnötige Leistungsaufnahme aufgrund des Leistungsverstärkers verhindert.
  • Außerdem weist eine tragbare drahtlose Kommunikationsvorrichtung, die den Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist, eine längere Sprechzeit auf.

Claims (7)

  1. Eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: einen zweiten Widerstand (R1), der mit der Referenzspannung verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem anderen Anschluss des vierten Widerstands verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des fünften Widerstands verbunden ist; und einen sechsten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und den Kollektoranschluss des Vorspannungstransistors geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  2. Eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: eine dritte Diode (D3), die mit der Referenzspannung verbunden ist; einen zweiten Widerstand (R1), der mit der dritten Diode verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem anderen Anschluss des vierten Widerstands verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des fünften Widerstands verbunden ist; und einen sechsten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und den Kollektoranschluss des Vorspannungstransistors geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  3. Eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: einen zweiten Widerstand (R1), der mit der Referenzspannung verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc1), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Rc2), der mit dem vierten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen sechsten Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem fünften Widerstand verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des sechsten Widerstands verbunden ist; und einen siebten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und einen Reihenschaltungsanschluss zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstands geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  4. Eine temperaturkompensierte Schaltung für einen Leistungsverstärker durch eine Diodenspannungssteuerung, bei der ein erster Widerstand (Rref), eine erste Diode (D1) und eine zweite Diode (D2) mit einer Referenzspannung in Reihe geschaltet sind, wobei die temperaturkompensierte Schaltung folgende Merkmale aufweist: eine dritte Diode (D3), die mit der Referenzspannung verbunden ist; einen zweiten Widerstand (R1), der mit der dritten Diode verbunden ist; einen dritten Widerstand (R2), der mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen vierten Widerstand (Rc1), bei dem ein Anschluss mit der Referenzspannung verbunden ist; einen fünften Widerstand (Rc2), der mit dem vierten Widerstand in Reihe geschaltet ist; einen sechsten Widerstand (Re), bei dem ein Anschluss mit Masse verbunden ist; einen Vorspannungstransistor, der einen Basisanschluss, der mit einem Kontaktpunkt (VS) zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Widerstand verbunden ist, einen Kollektoranschluss, der mit dem fünften Widerstand (Rc2) verbunden ist, und einen Emitteranschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des sechsten Widerstands verbunden ist; und einen siebten Widerstand (Rf), der zwischen einen Reihenschaltungsanschluss zwischen der ersten Diode und der zweiten Diode und einen Reihenschaltungsanschluss zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstands geschaltet ist, wobei die Spannung des Kollektoranschlusses sich zur Kompensation einer Temperatur verändert.
  5. Die temperaturkompensierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Spannung des Kollektoranschlusses durch eine Spannung eines Kontaktpunktes zwischen dem zweiten Widerstand und dem dritten Wider stand bestimmt wird.
  6. Die temperaturkompensierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Spannung des Kollektoranschlusses durch einen Wert des vierten Widerstands verändert wird.
  7. Die temperaturkompensierte Schaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, bei der die Spannung des Kollektoranschlusses durch ein Verhältnis zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstand verändert wird.
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100654646B1 (ko) * 2004-10-11 2006-12-08 아바고테크놀로지스코리아 주식회사 전력증폭기의 온도보상 바이어스 회로
JP2007258949A (ja) * 2006-03-22 2007-10-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
US7768353B2 (en) 2008-06-13 2010-08-03 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems and methods for switching mode power amplifier control
CN101656511A (zh) * 2009-09-04 2010-02-24 惠州市正源微电子有限公司 射频功率放大器温度补偿电路
KR101101545B1 (ko) 2010-06-11 2012-01-02 삼성전기주식회사 씨모스 전력 증폭장치 및 그 온도 보상 회로
JP5709431B2 (ja) * 2010-08-17 2015-04-30 新日本無線株式会社 電力増幅器
CN102566632A (zh) * 2010-12-13 2012-07-11 鸿富锦精密工业(深圳)有限公司 稳压电路
KR101214752B1 (ko) * 2011-09-29 2012-12-21 삼성전기주식회사 바이어스 제어 장치
CN103440015B (zh) * 2013-08-30 2015-04-15 厦门意行半导体科技有限公司 一种带隙基准电路
JP6187444B2 (ja) * 2014-03-20 2017-08-30 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
CN106849886A (zh) * 2015-12-04 2017-06-13 大唐移动通信设备有限公司 一种用于功率放大器的补偿偏置电路及功率放大装置
CN110771034A (zh) * 2017-06-30 2020-02-07 上海诺基亚贝尔股份有限公司 一种用于时分双工模式的功率放大电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3902871A1 (de) * 1989-02-01 1990-08-02 Standard Elektrik Lorenz Ag Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb
US6556082B1 (en) * 2001-10-12 2003-04-29 Eic Corporation Temperature compensated current mirror

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3944874A (en) * 1968-08-28 1976-03-16 Owens-Illinois, Inc. Solid state multiphase high voltage generator
FI81931C (fi) 1989-05-12 1990-12-10 Nokia Mobira Oy Foerfarande foer alstring av laoga effektnivaoer i saendaren av en radiotelefon.
US5175851A (en) * 1989-05-15 1992-12-29 International Business Machines Corporation System and method for controlling client machine access to a portion of a file with a variable length
US4924194A (en) * 1989-05-19 1990-05-08 Motorola, Inc. RF power amplifier
US5276912A (en) 1990-02-06 1994-01-04 Motorola, Inc. Radio frequency power amplifier having variable output power
JP2884697B2 (ja) * 1990-04-27 1999-04-19 株式会社島津製作所 乗物用ヘッドアップディスプレイ
US5175871A (en) 1991-08-08 1992-12-29 Ericsson/Ge Mobile Communication Holding Inc. Power amplifier for a cellular telephone
US5530923A (en) 1994-03-30 1996-06-25 Nokia Mobile Phones Ltd. Dual mode transmission system with switched linear amplifier
US5758269A (en) 1995-03-30 1998-05-26 Lucent Technologies Inc. High-efficient configurable power amplifier for use in a portable unit
US5661434A (en) 1995-05-12 1997-08-26 Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. High efficiency multiple power level amplifier circuit
JPH09148852A (ja) 1995-11-24 1997-06-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信出力可変装置
US6205318B1 (en) 1997-04-07 2001-03-20 Gateway 2000, Inc. Power management controller for computer system
US5859568A (en) 1997-04-11 1999-01-12 Raytheon Company Temperature compensated amplifier
JPH10335980A (ja) 1997-06-04 1998-12-18 Nec Corp 低歪高効率整合回路
US6069526A (en) 1998-08-04 2000-05-30 Qualcomm Incorporated Partial or complete amplifier bypass
US6487419B1 (en) 1998-08-06 2002-11-26 Ericsson Inc. Systems and methods for management of current consumption and performance in a receiver down converter of a wireless device
US6060949A (en) 1998-09-22 2000-05-09 Qualcomm Incorporated High efficiency switched gain power amplifier
KR20000032965A (ko) * 1998-11-18 2000-06-15 윤종용 전력 트랜지스터의 개선된 온도보상회로
US6374116B1 (en) 1999-06-14 2002-04-16 Qualcomm Incorporated Adjusting maximum transmit power to maintain constant margin for adjacent channel power rejection
US6356150B1 (en) 2000-01-21 2002-03-12 Rf Micro Devices, Inc. Portable integrated switching power amplifier
JP2001326537A (ja) 2000-05-16 2001-11-22 Mitsubishi Electric Corp 高効率増幅器、当該高効率増幅器を備える無線送信装置および当該高効率増幅器を評価するための測定装置
US6363685B1 (en) 2000-05-19 2002-04-02 William E. Kugler Method and apparatus for selectively adjusting the elevation of an undulating or plannar surface
US6452454B1 (en) * 2000-11-13 2002-09-17 Conexant Systems, Inc. Temperature compensation module
US6437647B1 (en) * 2001-01-30 2002-08-20 Conexant Systems, Inc. Current mirror compensation system for power amplifiers
JP2002290157A (ja) 2001-03-27 2002-10-04 Mobile Communications Tokyo Inc 高周波電力増幅装置
US6515546B2 (en) 2001-06-06 2003-02-04 Anadigics, Inc. Bias circuit for use with low-voltage power supply
JP3877558B2 (ja) 2001-09-11 2007-02-07 株式会社ルネサステクノロジ 高周波電力増幅器、高周波電力増幅器モジュール及び携帯電話機
US6700439B2 (en) 2002-04-11 2004-03-02 Andrew Corporation Zero-bias bypass switch
US6809587B2 (en) 2002-04-23 2004-10-26 Mitec Telecom Inc. Active predistorting linearizer with agile bypass circuit for safe mode operation
KR100651159B1 (ko) 2002-06-01 2006-11-29 김송강 고효율 전력 증폭기
KR20040025393A (ko) * 2002-09-19 2004-03-24 엘지이노텍 주식회사 전력 증폭기의 바이어스 회로
KR20040066530A (ko) * 2003-01-20 2004-07-27 엘지이노텍 주식회사 무선 전화기용 알에프 모듈의 저잡음 증폭기
JP3829121B2 (ja) * 2003-01-31 2006-10-04 東芝エルエスアイシステムサポート株式会社 電力増幅回路
US6992524B2 (en) * 2003-09-08 2006-01-31 Skyworks Solutions, Inc. Quiescent current control circuit for high-power amplifiers
KR100654646B1 (ko) * 2004-10-11 2006-12-08 아바고테크놀로지스코리아 주식회사 전력증폭기의 온도보상 바이어스 회로

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3902871A1 (de) * 1989-02-01 1990-08-02 Standard Elektrik Lorenz Ag Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb
US6556082B1 (en) * 2001-10-12 2003-04-29 Eic Corporation Temperature compensated current mirror

Also Published As

Publication number Publication date
GB2432736A (en) 2007-05-30
WO2006031000A1 (en) 2006-03-23
DE112004002745T5 (de) 2007-02-08
GB2432736A8 (en) 2008-05-19
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US7310015B2 (en) 2007-12-18

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