DE3902871A1 - Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb - Google Patents
Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetriebInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Schaltungsanordnung zur geregelten Stabilisierung des
Arbeitspunktes eines Hochfrequenz-Feldeffekttransistors,
insbesondere eines Hochfrequenz-Leistungs-Feldeffekttransistors
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Bei bekannten Schaltungsanordnungen dieser Art beruht die
stabilisierende Wirkung auf einer Gleichstrom-Gegenkopplung
durch den Drain-Widerstand in Verbindung mit einem Widerstand
in einem Drain-Gate- und/oder einem
Source-Gate-Gegenkopplungszweig. Die Stabilisierung des
Arbeitspunktes des Hochfrequenz-Feldeffekttransistors läßt
jedoch bei einer derartigen Schaltungsanordnung noch zu
wünschen übrig, da es trotzdem noch notwendig ist, einen an
den jeweiligen Feldeffekttransistor angepaßten Abgleich im
Hinblick auf Exemplarstreuungen, Temperatur- und
Alterungsbeständigkeit durchzuführen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen,
die einen einfachen automatischen Abgleich und Ausgleich
alterungsbedingter, temperaturabhängiger Effekte und eine
Unabhängigkeit von Exemplarstreuungen bei den jeweiligen
Transistoren bietet und bei der insbesondere auch bei
impulsweisem Betrieb diese Voraussetzungen gegeben sind.
Zur Lösung dieser Aufgabe sind bei einer Schaltungsanordnung
zur geregelten Stabilisierung des Arbeitspunktes eines
Hochfrequenz-Feldeffekttransistors, insbesondere eines
Hochfrequenz-Leistungs-Feldeffekttransistors die im Anspruch 1
angegebenen Merkmale vorgesehen.
Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es
möglich, den Arbeitspunkt des
Hochfrequenz-Feldeffekttransistors während dessen gesamter
Lebensdauer und unabhängig von der auftretenden Temperatur in
kalkulierbaren engen Grenzen konstant zu halten. Es ist
außerdem nicht mehr notwendig, einen dem jeweiligen
Hochfrequenz-Feldeffekttransistor angepaßten Abgleich des
Arbeitspunktes vorzunehmen.
Ist bei der Schaltungsanordnung ein Feldeffekttransistor sehr
hoher Leistung vorzusehen und soll daher am Drain-Widerstand
nur eine sehr geringe Spannung abfallen, um die thermische
Belastung dieses Widerstandes zu reduzieren, so sind gemäß
einem Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung die Merkmale
gemäß Anspruch 2 vorgesehen. Dabei ist es zweckmäßig, den
Steuertransistor und den Kompensationstransistor auf ein und
demselben Chip vorzusehen. Auf diese Weise ist die erreichte
Kompensation nahezu ideal.
Eine weitere Verbesserung hinsichtlich des automatischen
Abgleichs des Arbeitspunktes unabhängig von dem verwendeten
Feldeffekttransistor ergibt sich gemäß einem weiteren
Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung mit den Merkmalen
des Anspruchs 3. Dabei ist eine einfache, geregelte
Stabilisierung des Arbeitspunktes durch die Merkmale des
Anspruchs 4 gegeben. Ausgestaltungen dieses
Ausführungsbeispieles ergeben sich aus den Merkmalen eines
oder mehrerer der Ansprüche 5 bis 7.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind der folgenden
Beschreibung zu entnehmen, in der die Erfindung anhand der in
der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher
beschrieben ist. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur geregelten
Stabilisierung des Arbeitspunktes eines
Hochfrequenz-Leistungs-Feldeffekttransistors
gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel
vorliegender Erfindung,
Fig. 2 eine entsprechende Schaltungsanordnung gemäß
einem zweiten Ausführungsbeispiel vorliegender
Erfindung.
Die in der Zeichnung dargestellte Schaltungsanordnung 10 bzw.
10′ dient zum geregelten Stabilisieren des Arbeitspunktes
eines Hochfrequenz-Leistungs-Feldeffekttransistors 11 im
getasteten Impulsbetrieb. Dabei ist die Gate-Elektrode 12 des
Feldeffekttransistors 11 der bspw. in einem
RF-Leistungsverstärker für Richtfunksysteme eingebaute
Schaltungsanordnung 10, 10′ über einen Kondensator C 1 zur
Hochfrequenzeingang 16 und die Drain-Elektrode 13 des
Feldeffekttransistors 11 ist über einen Kondensator C 4 zur
gleichspannungsmäßigen Entkopplung mit einem
Hochfrequenzausgang 17 verbunden, während die Source-Elektrode
14 des Feldeffekttransistors 11 an Nullpotential liegt.
Bei der Schaltungsanordnung 10 nach Fig. 1 ist die
Drain-Elektrode 13 des Feldeffekttransistors 11 ferner über
eine lnduktivität L 2 und einen Drain-Widerstand R 7 mit einer
Betriebsgleichspannungquelle +U B verbunden, die auch mit einer
Spannungsteilerschaltung 21 aus in Reihe geschalteten
Widerständen R 1 und R 2 verbunden ist, von denen der andere
Ausgangs des Widerstandes R 2 an Nullpotential liegt. Ein
Abgriff 22 der Spannungsteilerschaltung 21 ist mit der Basis
eines bipolaren Steuertransistors T 1 verbunden, dessen Emitter
mit einem Verbindungspunkt 23 zwischen Induktivität L 2 und
Drain-Widerstand R 7 verbunden ist, der über einen Kondensator
C 5 mit Nullpotential verbunden ist. Der Kollektor des
bipolaren Steuertransistors T 1 ist über einen ersten
Widerstand R 3 und einen zweiten Widerstand R 4 mit einer
negativen Spannungsquelle -U B verbunden.
Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung 10′
besteht hinsichtlich dieses soeben beschriebenen Teil der
Schaltungsanordnung 10 der Fig. 1 ein Unterschied lediglich
darin, daß die Basis des bipolaren Steuertransistors T 1 nicht
unmittelbar mit dem Abgriff 22 der Spannungsteilerschaltung 21
verbunden ist. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist
zwischen der Basis des Steuertransistors T 1 und dem
Spannungsteilerschaltungsabgriff 22 ein bipolarer
Kompensationstransistor T 4 derart angeordnet, daß sein Emitter
mit dem Abgriff 22 und seine Basis einerseits mit der Basis
des Steuertransistors T 1 und andererseits über einen
Widerstand R 9 mit Nullpotential verbunden ist. Der Kollektor
des Kompensationstransistors T 4 liegt über einen Widerstand R 8 e an Nullpotential.
Die weitere Beschreibung der Zeichnung bezieht sich sowohl auf
die Schaltungsanordnung 10 nach Fig. 1 als auch auf die
insoweit identische Schaltungsanordnung 10′ nach Fig. 2.
Danach ist an einem Abgriff 26 zwischen den beiden mit dem
Emitter des Steuertransistors T 1 verbundenen,
reihengeschalteten Widerständen R 3 und R 4 die Kathode einer
ersten Schaltdiode D 1 und in Reihenschaltung damit und
gleichgerichtet einen zweite Schaltdiode D 2 verbunden, die
vorzugsweise schnelle, hochsperrende Schottky-Dioden sind. Mit
einem Punkt 27 zwischen der Anode der ersten Schaltdiode D 1
und der Kathode der zweiten Schaltdiode D 2 ist ein
Ladekondensator C 2 verbunden, dessen anderes Ende am
Nullpotential liegt. Die Anode der zweiten Schaltdiode D 2 ist
erstens über einen Arbeitswiderstand R 5 mit Nullpotential,
zweitens über einen Kondensator C 3 mit Nullpotential, drittens
über eine Induktivität L 1 mit der Gate-Elektrode 12 des
Feldeffekttransistors 11 und viertens mit dem Kollektor eines
bipolaren Schalttransistors T 2 verbunden. Dieser
Schalttransistor T 2 besitzt zwischen seinem Kollektor und
seiner Basis einen ersten Rückkopplungszweig 28, in welchem
eine Diode D 3 angeordnet ist, deren Kathode mit dem Emitter
verbunden ist und die zum schnellen Abschalten des
Schalttransistors T 2 dient. In einem zweiten
Rückkopplungszweig 29 zwischen der Basis des Schalttransistors
T 2 und dessen Emitter ist ein Widerstand R 6 vorgesehen. Der
Emitter des Schalttransistors T 2 ist außerdem mit der o.g.
negativen Gleichspannung -U B zur Gleichstromgegenkopplung der
Schaltungsanordnung 10 bzw. 10′ verbunden. Die Basis des
Schalttransistors T 2 ist außerdem über einen Widerstand R 8 mit
einem Anschluß 30 verbunden, an den Impulse U S angelegt werden
können, die gegenüber der negativen Spannung -U B positiv sind.
Die Funktion der Schaltungsanordnung 10 bzw. 10′ ist folgende:
Zunächst sei noch vorausgeschickt, daß die Induktivitäten bzw.
Spulen L 1 und L 2 und die Kapazitäten bzw. Kondensatoren C 3 und
C 5 zum Zuführen bzw. Abblocken der Betriebsgleichspannungen
und -ströme dienen. Fließt ein Drain-Strom des
Feldeffekttransistors 11 von +U B über den Drain-Widerstand R 7
und die Induktivität L 2 zur Drain-Elektrode 13 des
Feldeffekttransistors 11, verursacht dieser Drain-Strom einen
proportionalen Spannungsabfall am Drain-Widerstand R 7. Dieser
Spannungsabfall wird über die Basis-Emitter-Strecke des
Steuertransistors T 1 mit der an dem Widerstand R 1 der
Spannungsteilerschaltung 21 abfallenden Spannung verglichen
und der Steuertransistor T 1 entsprechend gesteuert. Im ersten
Moment des Einschaltens der Schaltungsanordnung 10 bzw. 10′
ist der Drain-Strom des Feldeffekttransistors 11 sehr groß und
entspricht etwa dem Sättigungsstrom IDSS des
Feldeffekttransistors 11, da die Kondensatoren C 2 und C 3
entladen sind. Bei geeigneter Dimensionierung der Widerstände
R 1 und R 2 der Spannungsteilerschaltung 21 ist der
Spannungsabfall am Drain-Widerstand R 7 so groß, daß der
Steuertransistor T 1 gesperrt wird und die Kondensatoren C 2 und
C 3 über den Widerstand R 4 und die Schaltdioden D 1 und D 2
negativ aufgeladen werden. Über die Induktivität L 1 gelangt
diese negative Spannung an die Gate-Elektrode 12 des
Feldeffekttransistors 11 und sperrt diesen, so daß sich ein
Gleichgewicht zwischen dem Drain-Strom bzw. dem von ihm
verursachten Spannungsabfall und der an der Gate-Elektrode 12
des Feldeffekttransistors 11 anliegenden negativen Vorspannung
einstellt. Dieses Gleichgewicht ist von den Widerständen R1,
R 2, R 7 und der Basis-Emitter-Spannung des Steuertransistors T 1
abhängig.
Bei genügend großem Spannungsabfall am Drain-Widerstand R 7 ist
diese Basis-Emitter-Spannung ausreichend gering und von der
Qualität der Widerstände abhängig, was jedoch den meisten
Ansprüchen genügt. Wird jedoch ein Feldeffekttransistor 11 für
sehr hohe Leistungen verwendet und soll daher am
Drain-Widerstand nur eine sehr geringe Spannung abfallen, um
die thermische Belastung dieses Drain-Widerstandes R 7 zu
reduzieren. so wird die Schaltungsanordnung 10′ nach Fig. 2
bevorzugt verwendet. damit der Einfluß der
Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors T 1 durch die
Basis-Emitter-Strecke des Kompensationstransistors T 4
kompensiert wird. Dann wird der Spannungsabfall am
Drain-Widerstand R 7 nur mit dem im Gleichgewicht gleich großen
Spannungsabfall am Widerstand R 1 verglichen, da die
Widerstände R 8 und R 9 kaum einen Einfluß haben und die
Spannungen über den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T 4
und T 1 einander aufheben, wenn sie entsprechend den üblichen
Regeln dimensioniert sind. Dabei ist es zweckmäßig, den
Steuertransistor T 1 und den Kompensationstransistor T 4 auf dem
gleichen Chip aufzubauen bzw. vorzusehen.
Ein weiterer wesentlicher betrieblicher Gesichtspunkt beider
Schaltungsanordnungen 10 und 10′ ist die Möglichkeit, den
Feldeffekttransistor 11 über eine am Anschluß 30 angelegte
Impulsspannung U S zu sperren. Dabei ist die angelegte
Impulsspannung U S positiv gegenüber der negativen
Gleichspannung -U B der Gleichstrom-Gegenkopplung, wobei diese
negative Gleichspannung -U B so gewählt ist, daß der
Feldeffekttransistor 11 sicher gesperrt werden kann und daß
die zulässige Gate-Source-Spannung nicht überschritten wird.
Gelangt ein gegenüber der Gleichspannung -U B positiver
Spannungsimpuls U S über den Widerstand R 8 an den
Schalttransistor T 2, so leitet dieser und die negative
Gleichspannung -U B liegt abzüglich der geringen
Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Schalttransistors T 2
an der Gate-Elektrode 12 des Feldeffekttransistors 11 und
sperrt diesen. Die zweite Schaltdiode D 2 sperrt in diesem
Moment und hält so die Ladung d.h. die Spannung am
Ladekondensator C 2 konstant. Ist der Ladekondenstor C 2, wie es
vorzugsweise gewählt ist, ein hochisolierender
Folienkondensator mit entsprechend hoher Kapazität, so ist die
Zeitkonstante und damit die Speicherzeit für die
Gate-Vorspannung und damit auch für die Speicherung des
Arbeitspunktes des Feldeffekttransistors 11 nur von den
Leckströmen der beiden Schaltdioden D 1 und D 2 abhängig und
kann daher bei einer Kapazität von 1 µF des Ladekondensators
C 2 in der Größenordnung von 100s oder mehr betragen. Während
dieser Sperrung des Feldeffekttransistors 11 wird die erste
Schaltdiode D 1 ebenfalls gesperrt, da der Rückgang des
Drain-Stromes des Feldeffekttransistors 11 zum Durchschalten
des Steuertransistors T 1 geführt hat und zu einer positiven
Spannung an der Kathode der ersten Schaltdiode D 1 führt.
Bevorzugterweise ist deshalb die Qualität der ersten
Schaltdiode D 1 gleich der der zweiten Schaltdiode D 2.
Erwähnt sei noch, daß die Kopplungsdiode D 3 am
Schalttransistor D 2 der schnellen Abschaltung dieses
Transistors dient. Gemäß einer nicht dargestellten Variante
können deshalb die Rückkopplungsdiode D 3 und der bipolare
Schalttransistor T 2 bei gleicher Funktion durch einen
geeigneten Schalt-Feldeffekttransistor ersetzt werden. Der
Widerstand R 5 dient nicht nur als Arbeitswiderstand, für den
Schalttransistor T 2 sondern sorgt auch beim erstmaligen
Einschalten der Schaltungsanordnung 10 bzw. 10′, zu welchem
Zeitpunkt der Ladekondensator C 2 nicht geladen ist und bei
gleichzeitig vorhandener Einspeisung eines Hochfrequenzsignals
am Eingang 16, für eine Begrenzung des Gate-Stromes des
Feldeffekttransistors 11. Dieser Widerstand R 5 ist daher so
groß zu dimensionieren, daß der vom betreffenden Typ des
Feldeffekttransistors 11 geforderte minimale
Gate-Vorwiderstand erreicht wird.
Bei Versuchen mit derartigen Schaltungsanordnungen 10, 10′ in
RF-Leistungsverstärkern für Richtfunksysteme, wurden bei der
Anordnung von zwei gleichartigen Stufen in Serie Sendeimpulse
von wenigen µs-Dauer im Abstand von mehr als 200ms erzielt,
wobei die abgegebene Hochfrequenz-Spitzenleistung bei 2,5 GHz
bis zu 2W betrug.
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zur geregelten Stabilisierung des
Arbeitspunktes eines Hochfrequenz-Feldeffekttransistors,
insbesondere eines Hochfrequenz-Leistungs-
Feldeffekttransistors, bei der die mit dem
Hochfrequenzeingang gekoppelte Gate-Elektrode und die mit
dem Hochfrequenzausgang gekoppelte Drain-Elektrode jeweils
über einen Kondensator gleichspannungsmäßig vom Ein- bzw.
Ausgang entkoppelt sind und bei der eine
Gleichstrom-Gegenkopplung in Form einer negativen und einer
positiven Gleichspannung vorgesehen sind, von denen die
Letztere über einen Widerstand mit der Drain-Elektrode
gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum
Drain-Widerstand (R 7) ein Widerstand (R 1) eines
Spannungsteilers (21) und die Basis-Emitter-Strecke eines
bipolaren Steuertransistors (T 1) vorgesehen sind, dessen
Kollektor einerseits mit der Gate-Elektrode (12) des
Feldeffekttransistors (11) und mindestens einem zu diesem
parallelen Ladekondensator (C 2) und andererseits über einen
Widerstand (R 4) mit der negativen Gleichspannung verbunden
ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß dem Steuertransistor (T 1) ein bipolarer
Kompensationstransistor (T 4) gegengeschaltet ist, dessen
Emitter mit einem Abgriff (22) des Spannungsteilers (21)
und dessen Basis mit der Basis des Steuertransistors (T 1)
verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die negative Gleichspannung über eine
steuerbare Schaltervorrichtung (T 2) im wesentlichen
unmittelbar mit der Gate-Elektrode (12) des
Feldeffekttransistors (11) koppelbar ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die steuerbare Schaltervorrichtung
durch einen Schalttransistor (T 2) gebildet ist, dessen
Basis bzw. Gate-Elektrode mit einer gegenüber der negativen
Gleichspannung positiven Impulsspannung verbindbar ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schalttransistor ein bipolarer
Transistor (T 2) ist, der mit einer Rückkopplungsdiode (D 3)
zwischen Emitter und Basis versehen ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schalttransistor ein
Schalt-Feldeffekttransistor ist.
7. Schaltungsanordnung nach mindestens einem der
vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in
dem den Widerstand (R 4) enthaltenden Zweig zwischen der
negativen Gleichspannung und der Gate-Elektrode (12) des
Feldeffekttransistors (11) vor und/oder nach der Ankopplung
des Ladekondensators (C 2) oder zwei eine Schaltdiode(n)
(D 1, D 2) vorgesehen ist (sind).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893902871 DE3902871A1 (de) | 1989-02-01 | 1989-02-01 | Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893902871 DE3902871A1 (de) | 1989-02-01 | 1989-02-01 | Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3902871A1 true DE3902871A1 (de) | 1990-08-02 |
Family
ID=6373170
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19893902871 Withdrawn DE3902871A1 (de) | 1989-02-01 | 1989-02-01 | Automatische arbeitspunktregelung fuer hochfrequenz-feldeffekttransistoren im getasteten impulsbetrieb |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3902871A1 (de) |
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1989
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