DE10347284A1

DE10347284A1 - Elektronischer Schaltkreis

Info

Publication number: DE10347284A1
Application number: DE2003147284
Authority: DE
Inventors: Thilo Dipl.-Ing.(TU) Lenhard; Robert Dipl.-Ing.(FH) Mock; Wolfgang Dr.-Ing. Weidmann
Original assignee: Innosent GmbH
Current assignee: Innosent GmbH
Priority date: 2003-10-08
Filing date: 2003-10-08
Publication date: 2005-05-25

Abstract

Die Erfindung richtet sich auf einen elektronischen Schaltkreis mit einer Platine, die eine erste Leiterbahnebene trägt und mit wenigstens einem aktiven Schaltkreiselement bestückt ist, wobei die Platine eine zweite, zu der ersten parallele, aber davon durch wenigstens einen Nichtleiter, insbesondere durch das Trägersubstrat der Platine, getrennte Leiterbahnebene mit einer großflächigen Leiterbahnstruktur aufweist, die mit einem Anschluß des aktiven Schaltkreiselements verbunden oder gekoppelt ist und über wenigstens ein passives Schaltkreiselement mit einem Masseanschluß einer Gleichspannungsversorgung gekoppelt ist.

Description

Die Erfindung richtet sich auf einen elektronischen Schaltkreis mit einer Platine, die wenigstens eine Leiterbahnebene trägt und mit wenigstens einem aktiven Schaltkreiselement bestückt ist, vorzugsweise mit einem Halbleiter-Schaltkreiselement, insbesondere mit einem Feldeffekttransistor.
Viele aktive Schaltkreiselemente benötigen gleichzeitig eine positive und eine negative Versorgungsspannung. Dies erfordert jedoch einen hohen Aufwand, der den Schaltkreis nicht unerheblich verteuert.

Daraus resultiert das die Erfindung initiierende Problem, einen elektronischen Schaltkreis zu schaffen, der mit möglichst geringem Aufwand realisiert und betrieben werden kann.

Die Lösung dieses Problems gelingt bei einem gattungsgemäßen Schaltkreis durch eine zweite, zu der ersten parallele, aber davon durch wenigstens einen Nichtleiter, insbesondere durch das Trägersubstrat der Platine, getrennte Leiterbahnebene mit einer großflächigen Leiterbahnstruktur, die mit einem Anschluß des aktiven Schaltkreiselements verbunden oder gekoppelt ist und über wenigstens ein passives Schaltkreiselement mit einem Masseanschluß einer Gleichspannungsversorgung gekoppelt ist.

An dem/den passiven Schaltkreiselement(en) läßt sich bspw. für die gleichspannungsmäßige Einstellung des Arbeitspunktes des aktiven Schaltkreiselements ein Spannungsabfall geeigneter Polarität erzeugen (der betreffende Anschluß des aktiven Elements liegt auf positiverem Potential als die Gleichspannungs-Masse (DC-Masse; negativer Pol der Versorgungsgleichspannung). Dies entspricht einer negativen Vorspannung an einem (anderen) Anschluß des aktiven Schaltkreiselements, nämlich dem an die DC-Masse angeschlossenen Eingang des aktiven Schaltkreiselements. Somit ist eine zusätzliche, negative Versorgungsspannung entbehrlich. Der Vorteil der großflächigen Struktur der „virtuellen" Masse (HF-Masse) liegt darin, dass dadurch Schwingungsneigungen eliminiert werden und die Verstärkung und sonstigen Eigenschaften des aktiven Schaltkreiselements nicht negativ beeinflußt werden.

Halbleiterbauelemente lassen sich auf einem weitaus kleineren Raum realisieren als bspw. Röhren, und sie können letztere daher bei kleinen und mittleren Sendeleistungen ersetzen. Als Verstärkungs-Halbleiterbauteile kommen bspw. Gunn- oder Impatt-Dioden in Frage. Bevorzugt wird jedoch ein Transistor, vorzugsweise ein Hoch- oder Höchstfrequenztransistor, insbesondere ein Bipolar- oder Feldeffekttransistor. Besonders geeignete Bauformen sind GaAs-MESFETs, PHEMTs, SiGe, HBTs, etc.

Als Trägersubstrat für den Resonator und/oder für die Mikrowellenleiter läßt sich ein weiches Material verwenden, bspw. Kunststoff, Teflon od. dgl., aber auch ein vergleichsweise harter Werkstoff, bspw. Aluminiumoxid-Keramik, LTCC (Low Temperature Cofired Ceramic), etc. Wichtig ist vielmehr ein ausreichendes elektrisches Isolationsvermögen und eine ausreichende mechanische Stabilität, damit größere Verformungen, welche zum Reißen aufgeschichteter Leiterbahnen führen könnten, vermieden werden.

Die Leiterbahnen der beiden Leiterbahnebenen ergeben zusammen die Struktur einer Streifenleitung, einer Mikrostreifenleitung, einer Triplate-Leitung, und/oder einer Koplanar-Leitung. Derartige Strukturen bilden ein dreidimensional nicht eingegrenztes, elektromagnetisches Feld aus und erlauben daher eine einfache Verkopplung über dieses Feld, wenn sie in enger Nachbarschaft verlegt sind.

Es hat sich als günstig erwiesen, dass das Verstärkungselement ein Hoch- oder Höchstfrequenztransistor ist. Ein solches, aktives Schaltkreiselement bringt ähnlich einer Mikrostreifenleitung optimale Voraussetzungen für den Betrieb bei hohen Frequenzen, insbesondere Mikrowellen-Frequenzen, mit, bei denen eine fast vollständige Entkopplung gegenüber dem Gleichspannungs-Arbeitspunkt erreicht wird.

Die Erfindung empfiehlt, einen Transistor in Emitter- bzw. Sourceschaltung zu betreiben, wobei der Basis- bzw. Gateanschluß als Eingang und der Kollektor- bzw. Drainanschluß als Ausgang dient. Dies hat den Vorteil einer großen Spannungsverstärkung bei gleichzeitig (sehr) hohem Eingangswiderstand, so dass die über den Resonator einzukoppelnde Leistung nur vergleichsweise gering zu sein braucht.

Zur Einstellung des Arbeitspunktes eines Feldeffekttransistors kann an dem Sourceanschluß eine Gegenkopplungsimpedanz nach DC-Masse angeschlossen sein, bspw. ein Gegenkopplungswiderstand R_S und/oder eine Gegenkopplungskapazität C_S. Einerseits können durch eine derartige Stromgegenkopplung Verzerrungen in dem Verstärker vermindert werden. Viel wichtiger ist bei einem Feldeffekttransistor jedoch die Erzeugung eines negativeren Potentials an dem Gate gegenüber dem Sourceanschluß ohne Verwendung einer negativen Hilfsspannung. Durch den Spannungsabfall an R_S steigt das Sourcepotential, wodurch die gewünschte Spannungsdifferenz eingestellt werden kann. Eine parallelgeschaltete Kapazität C_S kann dabei insbesondere während Phasen mit niedrigem Sourcestrom dieses Sannungspotential stabilisieren.

Die Gegenkopplungskapazität C_S kann eine großflächige Leiterfläche umfassen, die sich in geringem Abstand parallel zu einer Massepotential führenden Leiterbahnebene erstreckt (Multilayer-Anordnung) und galvanisch mit dem Sourceanschluß verbunden ist. Zusammen mit einer (darunter liegenden) ebenfalls großflächigen Masse-Ebene ergeben sich somit zwei Platten eines Kondensators, die für eine hohe Konstanz des Hilfspotentials an dem Transistor-Source-Anschluß sorgen. Gleichzeitig steht diese Hochfrequenz-Hilfs-Masse insbesondere für auf der Substratoberseite verlegte Streifenleitungen als Gegenpol zur Verfügung und bildet damit die eigentliche Hochfrequenz-Masse.

Indem der Schaltkreis derart ausgelegt ist, dass er im Hoch- und/oder Höchstfrequenzbereich, insbesondere im Mikrowellenbereich, stabil arbeitet, so erzeugt er in diesem Frequenzbereich keine (eigenen) Schwingungen, bzw. allenfalls solche Schwingungen, die durch ein äußeres, angelegtes bzw. eingeprägtes Signal angeregt werden. Unter letzterem soll bspw. die Entstehung von Oberwellen an einer nichtlinearen Kennlinie gemeint sein, weniger oder nicht jedoch die Erzeugung von Schwingungen ohne jegliche, äußere Anregung (wie dies bei dem weiter unten erläuterten Oszillator der Fall ist). Eines stabile Arbeitsweise ist für die meisten Geräte unabdingbar. Eine Schwingneigung wird nur bei Oszillatoren gewünscht, die jedoch weiter unten angesprochen werden.

Es liegt im Rahmen der Erfindung, dass das aktive Schaltkreiselement nicht zurückgekoppelt ist. Normalerweise entsteht eine Schwingneigung nur durch eine Rückkopplung, die derart ausgelegt ist, dass sie der Gesamtanordnung (begrenzt) instabile Eigenschaften verleiht. Die Vermeidung einer Rückkopplung kann daher dazu beitragen, unerwünschte Schwingungen zu vermeiden.

Besonders eignet sich die erfindungsgemäße Anordnung für Schaltkreise, welche die Funktion eines Verstärkers zu erfüllen haben, bspw. eines rauscharmen Verstärkers (low noise amplifier) oder eines Leistungsverstärkers (power amplifier). Hier lassen sich mit einem durch die Erfindung weiter reduzierten Aufwand optimale Übertragungseigenschaften erreichen.

Andererseits ist es auch möglich, einem erfindungsgemäßen Schaltkreis die Funktion eines Modulators, eines Mischers und/oder eines Frequenzvervielfachers zu übertragen. Auch bei solchen Anwendungsfällen kommt die hochgradige Entkopplung zwischen Gleichspannungs-Arbeitspunkt einerseits und der eigentlichen, vergleichsweise hohen Betriebsfrequenz andererseits zum Tragen.

Schließlich entspricht es der Lehre der Erfindung, dass das aktive Schaltkreiselement über ein konzentriertes, passives Schaltkreiselement zurückgekoppelt ist. Mit einem solchen Schaltkreiselement lassen sich die Stabilitätseigenschaften bzw. die Schwingneigung genau einstellen, so dass sich ebenfalls eine hohe Stabilität der Schaltung erzielen läßt. Neben rein elektrischen Bauteilen, bspw. Widerständen, Kondensatoren (Kapazitäten) oder Spulen (Induktivitäten) kommen hierfür auch sonstige, als Resonatoren verwendbare Anordnungen in Betracht, bspw. Oberflächenwellenfilter, dielektrische Resonatoren, etc.

Weitere Merkmale, Einzelheiten, Vorteile und Wirkungen ergeben sich aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung sowie anhand der Zeichnung. Hierbei zeigt:
1 ein Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Elektronik-Schaltkreises;
2 ein Layout als konkrete Realisierungsmöglichkeit der Schaltkreises aus 1;
3 einen Querschnitt durch den Schaltkreis aus 2; sowie
4 eine der 2 entsprechende Darstellung einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung.
1 ist das Grundprinzip des erfindungsgemäßen Mikrowellen-Oszillators 1 zu entnehmen. Als Verstärkungselement dient ein Feldeffekttransistor 2, der in Sourceschaltung betrieben wird. Dies bedeutet, dass der Sourceanschluß 3 über eine Sourceimpedanz, bestehend aus einem Sourcewiderstand R_S und einer parallelgeschalteten Sourcekapazität C_S, mit der allgemeinen Schaltungsmasse 4 verbunden ist.
Als Eingangsanschluß des Feldeffekttransistors 2 dient dessen Gate 5, als Ausgangsanschluß sein Drainanschluß 6, der zu diesem Zweck über einen Drainwiderstand R_D mit der positiven Versorgungsspannung (+5V) verbunden ist. Da bei einem Anstieg der Gatespannung der Drainstrom ansteigt und aufgrund des Spannungsabfalls an RD die abgegriffene Drainspannung 6 absinkt, hat die Verstärkerschaltung 2–6 signalinvertierende Eigenschaften. Bei Verwendung eines schnellen Hochfrequenztransistors 2 kann daher das Ausgangssignal 6 gegenüber dem Eingangssignal 5 um etwa 180° phasenverschoben sein (Phasenwinkel α ≈ 180°).
Das Transistorausgangssignal 6 kann einerseits über eine Koppelkapazität C potentialfrei abgegriffen und über den Anschluß 7 weiteren Schaltungsteilen zugeführt werden. Andererseits wird ein Teil des Ausgangssignals ausgekoppelt 8 und einem Resonator 9 zugeführt. Für diesen wurde als Ersatzschaltung das Symbol eines bedämpften Schwingkreises gewählt mit L_R, C_R und R_R. Von diesem Schwingkreis wird wiederum ein Anteil ausgekoppelt 10 und über das Gate 5 unter Schließung der Rückkopplungsschleife dem Feldeffekttransistor 2 zugeführt.
Jenseits des Resonators 9 ist an der Eingangsleitung 5 ein Gatewiderstand R_G nach Masse 4 angeschlossen. Mit diesem wird das Gatepotential im Arbeitspunkt auf Masse 4 gezogen.
Wie das Ersatzschaltbild weiter zeigt, sind im Rahmen des Resonators 9 zwei Kopplungen 8, 10 vorgesehen. Aufgrund der Kapazität C_R sowie weiterer, unvermeidlicher Streukapazitäten an der Eingangs- bzw. Ausgangsleitung 5, 6 kann jede dieser Kopplungen 8, 10 als Bandfilter angesehen werden, der jeweils bei Resonanz eine Phasenverschiebung β₁ = β₂ = 90° aufweist. Die gesamte Resonatorstruktur produziert daher bei Resonanz eine Phasenverschiebung von β = 180°. Die Resonanzfrequenz und damit die Schwingungsfrequenz des Mikrowellen-Oszillators 1 ist dabei primär bestimmt durch die Schwingkreiselemente L_R und C_R.
Um die Schwingungsfrequenz des Mikrowellen-Oszillators 1 beeinflussen zu können, kann an die Eingangsleitung 5 in dem Bereich zwischen dem Koppler 10 und dem Gatewiderstand R_G eine (einstellbare) Kapazität angeschlossen sein. Zu diesem Zweck kann insbesondere eine Kapazitätsdiode D verwendet werden, deren Kapazität durch Variation einer Versorgungsspannung +VV verstellbar ist, um den Oszillator innerhalb vorgegebener Grenzen durchstimmen zu können. Die Einstellspannung +VV kann dem Kathodenanschluß der Diode D über einen Spannungsteiler R₁, R₂ zugeführt werden. Dieser Schaltungsblock ist jedoch optional und kann bei einem Festfrequenzoszillator entfallen; er ist deshalb in 1 durch eine strichpunktierte Umrandung 11 gekennzeichnet.
Dementsprechend zeigt Bild 2 als Grundform des erfindungsgemäßen Mikrowellen-Oszillators 1 das Layout für die Schaltung aus 1, jedoch ohne den Schaltungsblock 11. Diese Platine 12 ist für eine Bestückung mit einseitig aufzulötenden SMD-Bauteilen (surtace mount devices) konzipiert, wobei aufzulötende, diskrete Bauteile strichpunktiert eingezeichnet und mit den Bezeichnungen aus 1 versehen sind.
Man erkennt, dass die das hochfrequente Ein-/Ausgangssignal führenden Leiterbahnen 5, 6, 7 als Mikrostreifenleiter ausgebildet sind. Dabei wirken die auf der Oberseite 13 der Platine 12 aufgebrachten Leiterbahnen 5, 6, 7 zusammen mit einer darunter verlegten Massefläche 14, die von der Oberseite 13 durch ein elektrisch isolierendes Substrat 15 getrennt ist. Dies geht deutlicher aus der Schnittdarstellung nach 3 hervor. Wie man aus den Durchkontaktierungen 16 aus 3 weiter ersehen kann, ist diese HF-Massefläche 14 mit dem Sourceanschluß 3 des Feldeffekttransistors 2 elektrisch leitend verbunden.
Unterhalb der HF-Massefläche 14 und von dieser durch weitere Substratschichten 17, 18 getrennt können weitere Potentialschichten 19, 20 vorgesehen sein, bspw. (von oben nach unten) für die Gleichspannungsmasse 4 und das Potential der positiven Versorgungsspannung +5V. Die Platine 12 kann bspw. durch Ätzen zweier beidseitig beschichteter Einzelplatinen 21, 22 und Zusammenkleben derselben unter Einfügen einer isolierenden Zwischenlage 17 hergestellt werden.
Aus alledem ergibt sich, dass das Bezugspotential für die Mikrostreifenleiter 5, 6, 7 die direkt unterhalb der Schaltung 1, 13 verlegte Hochfrequenzmasse 3, 14 ist.
Die Breite w der Mikrowellen-Streifenleiter 5, 6, 7 richtet sich nach den Eigenschaften des Substrats 15, insbesondere dessen effektiver Dielektrizitätskonstante ε_r,eff, nach dessen Dicke d und nach dem angestrebten Wellenwiderstand Z_L. Im allgemeinen gilt: Z_L ≈ Z₀ / (ε_r,eff·w/h)^½ mit Z₀ Wellenwiderstand des freien Raums.
Wie man 2 entnehmen kann, umfaßt der Resonator 9 wenigstens ein konzentriertes, passives Schaltkreiselement 23. Dieses liegt zwischen dem Eingangs-Mikrowellenleiter 26 und dem Ausgangs-Mikrowellenleiter 27.
Die Eingangs-Mikrowellen-Leiterbahn 26 führt zu dem Gate 5 des Feldeffekttransistors 2, an dessen Ausgang bzw. Drain 6 ist die Mikrowellen-Leiterbahn 27 angeschlossen. Zwischen den Mikrowellen-Leiterbahnen 26, 27 erstreckt sich das als Resonator 9 wirkende Schaltkreiselement 23, auf das an dieser Stelle nicht weiter eingegangen werden soll.
Die etwa viertelkreisförmigen Mikrowellenstrukturen 28, 29 sind Saugfilter, welche die Oszillator-Schwingung auf den Mikrowellenleitungen 23–27 von dem Masseanschluß 4 und der Versorgungsspannug +5V fernhalten sollen. Für eine verbesserte Abschirmung des Mikrowellen-Oszillators 1 kann dieser innerhalb der Bestückungsebene zusätzlich von dem Massepotential 4 umgeben sein.
Das Layout der Platine 30 gemäß 4 unterscheidet sich von dem Layout der Platine 12 gemäß 2 nur durch die zusätzliche Realisierung des strichpunktiert umrandeten Blocks 11 aus 1, der eine Einflußnahme auf die Schwingungsfrequenz des Mikrowellen-Oszillators 1 ermöglicht.
Zu diesem Zweck ist an dem freien Ende des Eingangs-Mikrowellenleiters 26 jenseits des Resonators 9 eine Kapazitätsdiode D angeschlossen, deren zweiter Anschluß über einen Widerstands-Spannungsteiler R₁, R₂ zum Masseanschluß 4 von einer variablen Spannung +VV angesteuert werden kann, um die Diodenspannung und damit deren Kapazität C_D zu verstellen. Durch diese zusätzliche Kapazität C_D wird der Resonator 9 bzw. dessen Ankopplung 10 an die Mikrowellenleitung 26 verstimmt. Auch hier ist ein Saugfilter 31 vorgesehen, um die Oszillationsschwingung von der Steuerspannung +VV und von der Masse 4 fernzuhalten.

Claims

Elektronischer Schaltkreis (1) mit einer Platine (12), die wenigstens eine Leiterbahnebene (13) trägt und mit wenigstens einem aktiven Schaltkreiselement (2) bestückt ist, vorzugsweise mit einem Halbleiter-Schaltkreiselement, insbesondere mit einem Feldeffekttransistor, gekennzeichnet durch eine zweite, zu der ersten parallele, aber davon durch wenigstens einen Nichtleiter, insbesondere durch das Trägersubstrat (15) der Platine (12), getrennte Leiterbahnebene (14) mit einer großflächigen Leiterbahnstruktur, die mit einem Anschluß (3) des aktiven Schaltkreiselements (2) verbunden oder gekoppelt ist und über wenigstens ein passives Schaltkreiselement (R_S, C_S) mit einem Masseanschluß (4) einer Gleichspannungsversorgung gekoppelt ist.
Elektronischer Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Trägersubstrat (15) für die Platine (12) aus einem weichen Werkstoff gefertigt ist, bspw. aus Kunststoff, Teflon od. dgl., oder aus einem harten, vorzugsweise keramischen Material, bspw. Aluminiumoxid-Keramik, LTCC (Low Temperature Cofired Ceramic), etc.
Elektronischer Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterbahnen (5–7, 26, 27) der ersten und zweiten Leiterbahnebene (13, 14) zusammen die Struktur einer Streifenleitung, einer Mikrostreifenleitung, einer Triplate-Leitung und/oder einer Koplanar-Leitung bilden.
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verstärkungselement (2) ein Hoch- oder Höchstfrequenztransistor ist.
Elektronischer Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (2) in Emitter- bzw. Sourceschaltung geschalten ist, wobei der Basis- bzw. Gateanschluß (5) als Eingang und der Kollektor- bzw. Drainanschluß (6) als Ausgang dient.
Elektronischer Schaltkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Sourceanschluß (3) eine Gegenkopplungsimpedanz nach DC-Masse (4) angeschlossen ist, bspw. ein Gegenkopplungswiderstand R_S und/oder eine Gegenkopplungskapazität C_S.
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Gegenkopplungskapazität C_S (u.a.) eine großflächige Leiterfläche (14) umfaßt, die galvanisch mit dem Sourceanschluß (3) verbunden ist (16) und sich in geringem Abstand parallel zu einer Massepotential (4) führenden Leiterbahnebene (19) erstreckt (Multilayer-Anordnung).
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung (1) derart ausgelegt ist, dass sie im Hoch- und/oder Höchstfrequenzbereich, insbesondere im Mikrowellenbereich, stabil arbeitet, d.h., dass sie in diesem Frequenzbereich keine (eigenen) Schwingungen erzeugt, bzw. allenfalls solche Schwingungen, die durch ein äußeres, angelegtes bzw. eingeprägtes Signal angeregt werden.
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das aktive Schaltkreiselement (2) nicht zurückgekoppelt ist.
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er die Funktion eines Verstärkers erfüllt, bspw. eines rauscharmen Verstärkers (low noise amplifier) oder eines Leistungsverstärkers (power amplifier).
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er die Funktion eines Modulators, eines Mischers und/oder eines Frequenzvervielfachers erfüllt.
Elektronischer Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das aktive Schaltkreiselement (2) über ein konzentriertes, passives Schaltkreiselement (23) zurückgekoppelt ist.