DE10333141B4

DE10333141B4 - Verfahren und Anordnung zum Senden von CDMA-Signalen für mehrere Nutzer

Info

Publication number: DE10333141B4
Application number: DE2003133141
Authority: DE
Inventors: Ralf Dipl.-Ing. Irmer; Rene Habendorf
Original assignee: Technische Universitaet Dresden
Current assignee: Technische Universitaet Dresden
Priority date: 2003-07-16
Filing date: 2003-07-16
Publication date: 2005-09-22
Anticipated expiration: 2023-07-17
Also published as: DE10333141A1

Abstract

Verfahren zur Bildung von Sendesignalen eines Funkkommunikationssystems, bei dem Sendesymbole von einem Sender, insbesondere einer Basisstation, zu einem oder mehreren Empfängern, insbesondere Mobilstationen, die als Nutzer bezeichnet werden, übertragen werden, wobei,
a) die gesamte Übertragungsstrecke im Sender simuliert wird,
b) die Bitfehlerwahrscheinlichkeit an allen Empfängern (BER) für ein bestimmtes Sendesignal vorausgesagt wird,
c) das Sendesignal derart bestimmt wird, dass die BER minimal wird, und
d) dabei die vorgegebene Sendeleistung des Sendesignals nicht überschritten wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Senden von CDMA-Signalen für mehrere Nutzer nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die Erfindung betrifft weiterhin eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 15.
Bei der Signalübertragung über Funkkanäle (z.B. beim digitalen Mobilfunk) ist ein Verfahren mit herausragender Bedeutung der codegeteilte Mehrfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA). Bei Mehrwegeausbreitung im Kanal entstehen Wechselwirkungen zwischen den Codes der verschiedenen Nutzer eines Systems die als Einzelnutzerinterferenz (Inter Symbol Interference, ISI) oder Mehrnutzerinterferenz (Multiple Access Interference, MAI) bezeichnet werden. Durch eine geeignete Vorverarbeitung des Sendesignals im Sender können diese Interferenzen gemindert werden und gleichzeitig die Stärke des gewünschten Signals am jeweiligen Empfänger erhöht werden. Dadurch können an den Empfängern verbesserte Datenschätzungen erzielt werden bzw. kann die notwendige Sendeleistung zum Erreichen eines bestimmten Qualitätsziels (Quality of Service, QoS) reduziert werden.
CDMA-Signale können durch so genannte RAKE-Empfänger detektiert werden, ohne dass eine besondere Berechnung oder Vorverzerrung des Sendesignals vorgesehen ist. Durch dabei auftretende Interferenzen am Detektor ergibt sich eine erhöhte Anzahl von Bitfehlern pro Anzahl der gesendeten Bits, die im folgenden Bitfehlerwahrscheinlichkeit (BER) genannt wird, insbesondere bei einer großen Anzahl von aktiven Nutzern.

Für CDMA-Signale sind zahlreiche Verfahren zur Verminderung der Interferenzen bzw. Anpassung an den Empfangskanal im Empfänger bekannt. Diese empfängerbasierten Verfahren werden unter dem Begriff Mehrnutzer-Detektion (Multiuser Detection, MUD) zusammengefasst. Diese Verfahren werden beispielsweise in S.Verdu: "Multiuser Detection", Cambridge University Press 1998 und in den Sonderheften zu MUD: IEEE J.Select. Areas Commun, vol., 19, no. 8, August 2001 sowie vol. 20, no. 2, Februar 2002 beschrieben: Ein Nachteil der empfängerbasierten Verfahren ist, dass sie meistens nur für die Aufwärtsstrecke (Mobilstation in Richtung Basisstation, uplink) geeignet sind bzw. für die Abwärtsstrecke (Basisstation in Richtung Mobilstation, downlink) in der Mobilstation implementiert werden müssten, was aus Komplexitäts- und Energiegründen meist nicht möglich ist.

Senderbasierte Verfahren können mit dem Oberbegriff Multiuser Transmission (MUT) zusammengefasst werden. Verfahren zur Bestimmung der Sendesignale und zur Vorverzerrung der Sendesignale im Sender sind insbesondere für die Abwärtsstrecke geeignet, d.h. diese Verfahren kommen dann in der Basisstation zum Einsatz. Im Gegensatz zur Mehrnutzer-Detektion müssen zusätzlich im Sender Kenntnisse über den Funkkanal vorliegen, beispielsweise eine Schätzung der Kanalimpulsantwort und eine Schätzung der Rauschleistung am Empfänger. Die bekannten Verfahren der Mehrnutzer-Übertragung unterscheiden sich in ihren Optimierungs-Zielen und in der erzielbaren Bitfehlerwahrscheinlichkeit.

Verfahren zur vollständigen Interferenzeliminierung (Zero-Forcing (ZF) Joint Transmission, Transmitter Precoding) haben zum Ziel, die Interferenzen, die an den Detektoren der einzelnen Nutzer entstehen, vollständig zu unterdrücken. Sie sind beispielsweise beschrieben in den Patentanmeldungen US 5461610 , DE 101 41 809 A1 , DE 100 42 203 A1 , in Andre Noll Barreto: „Signal Pre-Processing in the Downlink of Spread-Spectrum Communications Systems, VDI Fortschrittsberichte Reihe 10, No. 687, oder in M. Meurer, P.W. Baier, T.Weber, Y.Lu and A. Papathasiou: „Joint transmission: advantageous downlink concept for CDMA mobile radio systems using time division duplexing". IEE Electronics letters, 36:900-901, May 2000 Zur Herleitung dieser Verfahren wird mitunter auch das Kriterium der kleinsten quadratischen Fehler (Minimum Mean Squared Error, MMSE) angewandt.

Diese Verfahren zur Bestimmung des Sendesignals haben gemeinsam, dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit (Bit Error Rate, BER) an den Mobilempfängern nicht direkt minimiert wird, sondern dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit indirekt über die Minimierung anderer Ziele, z.B. MMSE oder komplette Interferenzminimierung (ZF) erfolgt. Weiterhin wird die exakte Kenntnis der Datensymbole im Sender zur Berechnung der Vorverarbeitungskoffizienten oder -matrizen nicht benutzt. Die Kenntnis der exakten Sendesymbole liegt jedoch im Sender vor. Nachteil der genannten Verfahren ist die große Anzahl von Bitfehlern, die in den Empfängern entstehen. Dieser Nachteil ist besonders bei gleichzeitiger Präsenz von hohem additivem Rauschen in den Empfängern vorhanden. Ein weiterer Nachteil ist der in den genannten Verfahren zur Bestimmung des Sendesignals begründete erhebliche Rechenaufwand, der in der Basisstation aufgebracht werden muss.

In L. Welburn, J. Cavers and K. Sowerby: "Optimizing the Downlink Power of macrodiversity Antennas in an Indoor DS-CDMA System", Proc. IEEE VTC 1999, 19.-22.9.1999, S. 1905- 1909 wird ein Verfahren zur Leistungsregelung in Mobilfunksystemen mit Makrodiversität beschrieben. Dabei wird ein Sendesignal von mehreren Antennen an mehrere Empfänger ausgesendet. Dadurch kann zum einen die Empfangsleistung einzelner Nutzer erhöht werden, zum anderen entsteht aber mehr Interferenz bei anderen Nutzern. Bei diesem Verfahren wird die Sendeleistung der Antennen so varriert, dass die mittlere Bitfehlerwahrscheinlichkeit der einzelnen Nutzer minimiert wird. Bei der Berechnung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit wird jedoch nicht die instantane Interferenz berücksichtigt, sondern nur ein stochastischer Mittelwert, der sich wiederum aus der Berechnung des Signal-zu-Interferenz-undRauschverhältnisses (SINR) ergiebt. Die Summe der Sendeleistungen aller Antennen ist konstant. Bei diesem Verfahren wird nicht das Sendesignal durch eine Optimierung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit bestimmt, sondern lediglich die Leistungsverteilung auf die einzelnen Antennen.

Nichtlineare Verfahren, die die Bitfehlerwahrscheinlichkeit direkt minimieren, wurden vorgeschlagen, aber nur durch Vorverzerrung auf Symbolebene.

Aufgabe der Erfindung ist es, Sendesignale im Sender zu berechnen, die die Bitfehlerwahrscheinlichkeit in den Empfängern zu verringern.

Die Aufgabe wird gemäß der Erfindung, dargelegt im Anspruch 1, dadurch gelöst,

a. dass die gesamte Übertragungsstrecke im Sender simuliert wird
b. dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit an allen Empfängern (BER) für ein bestimmtes Sendesignal vorausgesagt wird
c. das Sendesignal derart bestimmt wird, dass die BER minimal wird
d. und dabei die vorgegebene Sendeleistung des Sendesignals nicht überschritten wird.

Das Verfahren kann derart gestaltet werden, dass im Sender eine Vorhersage der Bitfehlerwahrscheinlichkeit erfolgt, die durch die Vorhersage der Abstände der Empfangsymbole am Detektor zu den Entscheidungsschwellen des Detektors für jedes übertragene Bit eines Symbols und der geschätzten Varianz des additiven Rauschens an jedem Empfänger berechnet wird, wobei die Empfangssymbole berechnet werden aus dem Sendesignal und der Gesamtheit der Übertragungsstrecken aller Nutzer, die insbesondere aus dem Funkkanal, Empfangsfilterung und Entspreizung besteht und in einer Systemmatrix zusammengefasst wird. In den weiteren Patenansprüchen werden vorteilhafte Ausgestaltungsvarianten aufgezeigt.

Das Verfahren kann derart gestaltet werden, dass mit einem iterativen nichtlinearen Optimierungsverfahren mit Nebenbedingung das Sendesignal bestimmt wird. Als iteratives nichtlineares Optimierungsverfahren kann die sequentielle Quadratische Programmierung (SQP) eingesetzt werden. In den Ansprüchen 5-7 werden günstige Abbruchbedingungen für ein iteratives Verfahren benannt. In den Ansprüchen 8-9 wird dargelegt, dass durch eine analytische Berechnung der ersten oder zweiten Ableitungen der Bitfehlerwahrscheinlichkeit nach den Sendesignalen das Konvergenzverhalten verbessert und die Rechengeschwindigkeit des iterativen Algorithmus erhöht werden kann.

Im Anspruch 11 wird ausgeführt, dass das Verfahren auch für so genannte Multicode-Übertragung geeignet ist, also dass ein oder mehrere Nutzer gleichzeitig mehrere Datenströme mit unterschiedlichen Spreizcodes senden und diese unterschiedlichen Datenströme wie unterschiedliche Nutzer behandelt werden. Ansprüche 12-14 zeigen weitere vorteilhafte Weiterbildungen des Verfahrens Anspruch 15 beschreibt eine Vorrichtung zur Lösung der Aufgabe.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass die Funksignale besser detektiert werden, insbesondere die Wahrscheinlichkeit falsch detektierter Bits an den Empfängern (Bitfehlerwahrscheinlichkeit) verringer wird.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass in den Empfängern wahlweise ein einfacher Entspreizer oder ein kanalangepasstes Filter (RAKE-Empfänger) oder ein sonstiges Empfangsfilter zum Einsatz kommen können.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass im Sender bereits eine zuverlässige Aussage über die zu erwartende Bitfehlerwahrscheinlichkeit in den Empfängern getroffen werden kann.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass die Verfahrensschritte in einer Weise erfolgen, die den Aufwand so gering wie möglich halten.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass ein Sendesignal mit einer von der Nutzeranzahl und von der Anzahl der Empfangsantennen unabhängigen Dimension bestimmt wird, und somit ein Teil des erforderlichen Rechenaufwand nicht mit der Nutzeranzahl und Anzahl der Empfangsantennen wächst.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass es möglich ist, ein CDMA-System mit Überlast zu betreiben, also eine größere Nutzeranzahl als der Spreizfaktor unterstützt wird. Beispielsweise können mehrere Scrambling-Codes in einer Basisstation verwendet werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren beziehungsweise die erfindungsgemäße Anordnung eines Senders mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche hat den Vorteil, dass mehrere Sende- oder/und Empfangsantennen eingesetzt werden können, um die Bitfehlerwahrscheinlichkeit zusätzlich zu verringern.

1 zeigt ein Beispiel eines konventionellen Senders (Basisstation) mit U = 2 Nutzern und K = 3 Sendeantennen.
2 zeigt ein Beispiel Übertragungsstrecke von einer Basisstation mit K = 3 Sendeantennen zu U = 2 Mobilstationen (Nutzern) mit jeweils Q = 2 Empfangsantennen.
3 zeigt ein detailliertes Beispiel der erfindungsgemäßen Einheit zur Berechnung des Sendesignals. Diese Einheit ist in 2 mit 2.1 gekennzeichnet.
4 zeigt beispielhaft eine QPSK-Empfangskonstellation.
5 zeigt beispielhafte Simulationsergebnisse, bei denen die Bitfehlerwahrscheinlichkeit von Verfahren des Stands der Technik (RAKE ohne Vorverzerrung, ZF-Vorverzerrung) mit der des erfindungsgemäßen Verfahrens für verschiedene Werte des Signal-Rauschabstandes verglichen wird.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben. Zur Darstellung der Erfindung wird sie in ein Beispiel eines vereinfachten Übertragungssystems eingebettet, das im Folgenden beschrieben wird. Als CDMA-Übertragungsstrecke wird beispielsweise ein vereinfachtes TDD-CDMA-System ähnlich dem 3GPP-TDD bzw. TD-SCDMA Standard verwendet, die unter anderem in Esmailzadeh, Nakagawa: „TDD-CDMA for wireless communications". Artech House, London 2003 beschrieben werden.
Im Ausführungsbeispiel sind die Werte im Allgemeinen komplexwertig. Vektoren werden durch kleine fett gedruckte Formelzeichen hervorgehoben, Matrizen durch große fett gedruckte Formelzeichen und Skalare durch kursiv gedruckte Formelzeichen. Durch ein hochgestelltes H wird die Hermitsche einer Matrix oder eines Vektors gekennzeichnet, durch ein hochgestelltes T die Transponierte einer Matrix oder eines Vektors und durch einen hochgestellten Stern wird die konjugiert komplexe Operation gekennzeichnet. Die Faltung wird mit ☉ gekennzeichnet. Mit
wird die Realteilbildung und mit
die Imaginäiteilbildung gekennzeichnet. Mit blockdiag (x) wird die Bildung einer Blockdiagonalen gekennzeichnet.
Die Beschreibung erfolgt im Basisband, also diskret. Die Daten werden blockweise übertragen. Pulsformende Filter im Sender und Empfänger werden im Ausführungsbeispiel nicht mit betrachtet, können jedoch in das Kanalmodell mit integriert werden.
Im Ausführungsbeispiel wird zunächst eine konventionelle Übertragungsstrecke (Abwärtsstrecke, Downlink) beschrieben. In 1 ist eine konventionelle Bildung des Sendesignals im Sender (Basisstation) dargestellt. In 2 wird die weitere Übertragungsstrecke mit Kanal und mobilen Nutzern (Empfängern) dargestellt. Es sind U mobile Nutzer gleichzeitig aktiv. Die Basisstation hat K Sendeantennen, wobei K = 1 ausdrücklich eingeschlossen ist. Die Empfänger haben jeweils Q Empfangsantennen, wobei Q = 1 ausdrücklich eingeschlossen ist. Ein Datenblock, der für einen Empfänger bestimmt ist, besteht aus N Symbolen. Als Modulation wird QPSK verwendet. Ein Datensymbol n des Nutzers u hat beispielhaft die QPSK-Konstellation
wobei eine Zuordnung der Bits zu den Symbolen durch Gray-Labelling erfolgt. BPSK-Modulation kann als Sonderfall von QPSK-Modulation aufgefasst werden. In 4, Kennzeichnung 4.1. ist diese Signalkonstellation in der komplexen Ebene dargestellt.
Die Datensymbole 1.1 eines Nutzers u können in einem Vektor d_u = [d_u,l, .., d_u,N]^T angeordnet werden, der Vektor der Datensymbole aller Nutzer ist d = [d T / l, .., d T / U]^T. Anschließend kann die Daten-Vorverzerrung 1.2 (z.B. Joint Transmission, Wiener Sendefilter ) gemäß dem Stand der Technik erfolgen, oder es erfolgt keine Daten-Vorverzerrung. Der Spreizcode von Nutzer u, der Scrambling- und Kanalisierungscode enthält, wird als Vektor c_u =[c_u(l), .., c_u(G)]^T dargestellt. Dabei werden die Elemente c_u(m) als Chips bezeichnet. G wird als Spreizfaktor oder Spreizgewinn bezeichnet. Die Energie der Spreizcodes ist normiert, im Folgenden beispielhaft mit c H / uc_u = 1. Die Spreizcodes werden in der Spreizcodematrix C_u = blockdiag (c_u, ..,c_u) der Größe (GN × N) angeordnet. Die Einheit 1.3. stellt den Spreizer dar, mit dem die Datensymbole gespreizt werden. In einer Ausführungsvariante kann die Filterung mit einem nutzer- und sendeantennenspezifischen FIR-Sendefilter 1.4. mit der Impulsantwort h_Tx,u,k und der maximalen Filterlänge L_Tx erfolgen. In einer vorteilhaften Ausführungsvariante ist dieses Sendefilter ein Raum-Zeit-Pre-RAKE. Die FIR-Sendefilter werden in der Block-Toeplitz-strukturierten Kanal-Faltungs-Matrix H_Tx zusammengefasst, analog zu der im Folgenden beschriebenen Bildung der Kanalmatrix.
An der Sendeantenne k 1.5. liegt das gespreizte und vorgefilterte Sendesignal 1.5. mit der Länge (GN),
an. Dieses Signal besteht aus einzelnen Chips. Das Gesamtsendesignal wird als s=[s T / l, ..s T / K]^T berechnet.
Der frequenzselektive Übertragungs-Kanal für jeden Nutzer von jeder Sendeantenne zu jeder Empfangsantenne 2.3. wird im Folgenden als Tapped-Delay-Line im Chip-Abstand modelliert.
Die maximale Länge der Kanalimpulsantworten ist L Chips. Der Kanal wird im Folgenden als konstant oder nahezu konstant für die Dauer der Datenübertragung eines Datenblocks angenommen. Die Kanalimpulsantwort von der Sendeantenne k des Sender zur Empfangsantenne q des Empfängers von Nutzer u ist h_u,q,k = [h_u,l,l(l), ..,h_u,q,k(L)]^T. Daraus kann die Toeplitz-strukturierte Kanal-Faltungs-Matrix
gebildet werden. Daraus wird die Kanalmatrix des Gesamtsystems
gebildet. Zusätzlich wird ein additives Rauschen 2.5 am Eingang jeder Antenne jedes Empfängers modelliert. Das Empfangssignal an der Empfangsantenne q des Nutzers u ist dann
Das gesamte Empfangssignal aller Nutzer mit allen Empfangsantennen wird zu einem Vektor r = [r T / l,l, ..,r T / Q,l, ..,r T / l,U, ..r T / Q,U]^T zusammengefasst.
In den Empfängern werden räumlich-zeitliches Empfangsfilter 2.6, gefolgt von Entspreizern 2.7 eingesetzt. Die räumlich-zeitlichen Empfangsfilter 2.6 mit der Filterlänge L_Rx haben die Filterkoeffizienten h_Rx,u,q mit der Toeplitz-strukturierten Faltungsmatrix H_Rx,u,q. Diese können in der Empfangsfilter-Matrix für das Gesamtsystem HRx,u= [HRx,u,l .. HRx,u,Q], HRx = blockdiag (HRx,l, .., HRx,U)angeordnet werden. Die räumlich-zeitlichen Empfangsfilter können in einer Ausführungsvariante kanalangepasste Filter (Raum-Zeit-RAKE-Empfänger) sein, oder in einer anderen Ausführungsvariante nicht vorhanden sein (formal h_Rx,u,q = 1) oder in einer anderen Ausführungsvariante beliebige Filterkoeffizienten enthalten.
Im Entspreizer 2.7 wird das Empfangssignal mit der konjugiert komplexen Spreizcodefolge korreliert und im Symboltakt abgetastet. In 2.7 ist dies durch die Multiplikation mit der konjugiert komplexen transponierten Spreizcodematrix (Entspreizungsmatrix) C H / u für den Nutzer u und der daraus gebildeten gesamten Entspreizungsmatrix für alle Nutzer C^H symbolisiert.
Der Symbolvektor an den Empfängern
2.8 enthält sowohl Interferenzen als auch additives Rauschen.
In 3 wird beispielhaft das erfindungsgemäße Verfahren zur Bestimmung der Sendesignale s 2.1 im Sender beschrieben. Das Grundprinzip besteht in einer Simulation der gesamten Übertragungsstrecke mit einer Vorhersage der Bitfehlerwahrscheinlichkeit an den Empfängern, wobei dasjenige Sendesignal ausgewählt wird, dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit minimiert und dabei die vorgegebene Gesamtsendeleistung nicht überschreitet.
Die Empfangsdatensymbole mit Interferenzen, jedoch ohne additives Rauschen sind ~dd = C^HH_RxHs = As, wobei die Systemmatrix A = C^HH_RxH,
mit den Elementen a_p,m den Einfluss jedes Sendechips auf jedes Empfangssymbol
beschreibt.
In der Einheit 2.1 wird die Systemmatrix A mit ihren Elementen a_p,m berechnet durch A = C^HH_RxH,
. In einer vorteilhaften Ausführung von 2.1 werden aufwandseffizient nur von Null verschiedene Elemente bestimmt und Symmetrienen und Bandstrukturen der Teilmatrizen ausgenutzt. Die Systemmatrix ist unabhängig von den zu sendenden Daten und braucht nur verändert werden, wenn sich der Übertragungskanal oder die Sende- oder Empfangsfilterkonfigurationen ändern. In der Einheit zur Berechnung der interferenzbehafteten Empfangssymbole 3.2 werden die Empfangssymbole
aus A und dem in dieser Iteration aktuellen Sendesignal s berechnet.
In der Einheit 3.3. werden die Distanzen zu den Entscheidungsschwellen des Detektors in den mobilen Empfängern berechnet. Dabei ist
die Distanz zur Entscheidungsschwelle der In-Phase oder I-Komponente des QPSK-Symbols. Bei negativem ξ_l,u(k) liegt eine Fehlentscheidung auch bei völliger Abwesenheit von additivem Rauschen vor. Äquivalent dazu berechnet sich die Distanz zur Entscheidungsschwelle der Quadratur-Phase oder Q-Komponente mit
In der Einheit 2.4 werden die Distanzen für alle Symbole n = 1..N eines Übertragungsblocks für alle Nutzer u = 1..U berechnet.
In der Einheit zur Berechnung der Rauschvarianzen an den Empfängern 3.9. werden die Varianzen des additiven Rauschens an den einzelnen Detektoren σ 2 / u unter Berücksichtigung der jeweiligen Empfängerstruktur berechnet. Die Rauschvarianz pro Symbol am Eingang des Empfängers u ist σ '2 '2 / u. Für den Fall, dass im Empfänger mit nur einer Empfangsantenne nur ein einfacher Entspreizer eingesetzt wird, ergibt sich σ 2 / u = σ '2 '2 / u . Für den Fall, dass ein Raum-Zeit-RAKE-Empfänger zum Einsatz kommt, wird die Varianz am Detektor folgendermaßen berechnet:
In der Einheit zur Vorhersage der Bitfehlerwahrscheinlichkeit 3.4 wird die Bitfehlerwahrscheinlichkeit, die auch mit BER oder mit P_e bezeichnet wird, vorhergesagt:
In der Einheit zur Berechnung der Sendeleistung 3.6. wird die Leistung des gesamten abgestrahlten Sendesignals für alle Nutzer berechnet und mit der vorgegebenen Sendeleistung E_Bl eines Sende-Symbol-Blocks verglichen. Daraus ergibt sich die Leistungsnebenbedingung g(s) = sHs – EBl,die bei Einhaltung der Nebenbedingung gleich Null ist.
In der Einheit zur iterativen Optimierung 3.6 wird die Zielfunktion P_e(s) unter der Nebenbedingung g(s) minimiert, d.h. es wird der Vektor des Sendesignals s bestimmt, der die Bitfehlerwahrscheinlichkeit P_e(s) minimiert und gleichzeitig mit der vorgegebenen Sendeleistung sendet. Die Optimierungsaufgabe lautet
Die Optimierungsaufgabe kann in einer vorteilhaften Ausführung durch Lagrangesche Multiplizierer in ein Problem ohne Nebenbedingung umgeformt werden, F(s,λ) = Pe(s) + λg(s).
Dabei können Verfahren zur nichtlinearen Optimierung mit Nebenbedingung eingesetzt werden, die zum Stand der Technik zählen. Die Verfahren liefern ein lokales Minimum, ein globales Minimum kann meist nicht garantiert werden. Mögliche Verfahren sind beispielsweise in M. Papageorgiou: „Optimierung", Oldenbourg-Verlag München, 1996 beschrieben. In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung wird das Verfahren der „Sequentiellen Quadratischen Programmierung", SQP verwendet, das unter anderem in der genannten Referenz beschrieben wird.
Es kann vorgehen sein, in der Einheit 3.8. die analytischen ersten Ableitungen der Zielfunktion und der Nebenbedingung nach s zu berechnen und diese der Einheit 3.6 zur Verfügung zu stellen. Dadurch können die Rechengeschwindigkeit und das Konvergenzverhalten des iterativen nichtlinearen Optimierungsalgorithmus verbessert werden.
Es kann vorgehen sein, in der Einheit 3.8 die analytischen zweiten Ableitungen der Zielfunktion und der Nebenbedingung nach s zu berechnen, die als Hessische Matrix bezeichnet werden, und diese der Einheit 3.6 zur Verfügung zu stellen. Dadurch können die Rechengeschwindigkeit und das Konvergenzverhalten des iterativen nichtlinearen Optimierungsalgorithmus verbessert werden.
Die Einheit 3.6 liefert in jeder Iteration einen neuen Sendessignalvektor s, der in der Einheit 3.7 und den folgenden Einheiten zur erneuten Berechnung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit dient. Daraus können dann in den Einheiten 3.2, 3.3., 3.4 neue Werte der Zielfunktion berechnet werden, optional in der Einheit 3.8. neue erste und zweite partielle Ableitungen der Zielfunktion. Das Verfahren wird solange durchgeführt, bis ein gewünschtes Abbruchkriterium erfüllt wird. Es kann vorgesehen sein, als Abbruchkriterium eine maximale Anzahl von Iterationen oder eine maximale Anzahl von Funktionswertberechnungen oder einen minimal möglichen Wert des Gradienten oder einen minimalen möglichen Wert der Zielfunktion zu verwenden.
Nachdem die Iterationen gemäß einem Abbruchkriterium abgebrochen wurden, wird das resultierende Sendesignal s zum Senden von der Basisstation 2.1 benutzt.
In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung wird in der Einheit zur iterativen Optimierung 3.6 das SQP-Verfahren eingesetzt.
Verfahren der iterativen Optimierung, wie das SQP-Verfahren, benötigen einen Startvektor für die Optimierungsvariable s. Dafür kann jeder beliebige Vektor gewählt werden, beispielsweise ein Zufallsvektor, ein Vektor, bei dem jedes Element Eins ist oder ein Vektor, der durch ein anderes Verfahren zur Bestimmung des Sendesignals bestimmt wird. Beispielsweise kann ein Verfahren benutzt werden, dass bei der Erläuterung des Stands der Technik erwähnt wurde, wie Joint Transmission. In einer vorteilhaften Ausführung wird als Startvektor das Signal s = H_TxCd berechnet. In einer weiteren vorteilhaften Ausführung wird als Startvektor das Signal s = Td, T = (CH_RxH)^-1.
In einer vorteilhaften Ausführungsvariante der Erfindung können in der Einheit 2.9 die analytischen ersten Ableitungen der Zielfunktion und/oder der Nebenbedingung nach dem Vektor der Sendesignale s berechnet werden:
Die Elemente p_m werden in einem so genannten Jacobi-Vektors p der ersten Ableitungen zusammengefasst. p wird am Ausgang der Einheit 3.8 bereitgestellt und kann als Eingang der Einheit 3.6. dienen.
Die ersten Ableitungen der Zielfunktion kann folgendermaßen berechnet werden:
Diese Ableitungen b werden in einem Vektor b angeordnet und werden am Ausgang der Einheit 2.9 bereitgestellt und können als Eingang der Einheit 2.7. dienen.
In einer vorteilhaften Ausführungsvariante der Erfindung können in der Einheit 2.9 zusätzlich die Elemente der Hesse-Matrix der zweiten Ableitung der Zielfunktion
berechnet werden und in einer Matrix B angeordnet werden, als Eingang der Einheit 2.7. dienen kann.
In einer vorteilhaften Ausführung der Einheit zur iterativen Optimierung 3.6. werden die komplexen Größen s, p, und B in gestapelte reelle Größen mit Realteil und Imaginärteil gewandelt. Somit sind iterative Optimierungsverfahren für reelle Parameter auch mit komplexen Parametern anwendbar.
4 zeigt beispielhafte Simulationsergebnisse, bei denen die Bitfehlerwahrscheinlichkeit von Verfahren des Stands der Technik (Konventioneller RAKE ohne Vorverzerrung, ZF- Vorverzerrung, Wiener Filter/MMSE Vorverzerrung) mit der des erfindungsgemäßen Verfahrens für verschiedene Werte des Signal-Rauschabstandes verglichen wird. Genutzt werden hierbei Spreizcodes aus dem Dokument 3GPP TS 25.223, V.4.0.0, 2001 http.//www.3gpp.org. mit dem Spreizfaktor G = 16, und QPSK-Modulation. Der Kanal mit Koeffizienten im Chip-Abstand ist konstant während eines Blockes und hat ein Leistungs-Verzögerungs-Profil von [0, -3, -6, -9] dB, also die Kanaleinflusslänge beträgt L = 4 Chips. Gezeigt wird ein Beispiel mit 3 aktiven Nutzern. Es ist ersichtlich, dass die Erfindung (Min BER Chip) gegenüber dem konventionellen RAKE-Empfänger und gegenüber dem linearen MMSE-Kanalentzerrer (Wiener Sendefilter) eine verbesserte Bitfehlerwahrscheinlichkeit aufweist.
In einer Ausführungsvariante des digitalen Übertragungssystems kann auch ein kanalangepasstes (matched) Filter (Pre-RAKE) im Sender eingesetzt werden. Dann kann das Empfangsfilter in der mobilen Empfangseinheit durch einen einfachen Entspreizer ersetzt werden.
In einer Ausführungsvariante des digitalen Übertragungssystems kann auch ein kanalangepasstes (matched) Filter (RAKE) im Sender eingesetzt werden.
In einer Ausführungsvariante des digitalen Übertragungssystems kann auch ein so genannter Eigenprecoder als Sende- und Empfangsfilter eingesetzt werden. Das Sendefilter wird dabei nur zur Berechnung des Initialisierungs-Sendesignals verwendet.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung können in der Einheit zur iterativen Optimierung 2.7. andere Verfahren der nichtlinearen Optimierung mit Nebenbedingung eingesetzt werden, die zum Stand der Technik gehören. Insbesondere zählt dazu das Verfahren zur Optimierung mit konjugierten Gradienten und Straffunktion (method of conjugate gradient with penalty function).
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung werden am Sender oder/und an einem oder mehreren Empfängern mehrere Antennen eingesetzt. Beim Einsatz mehrerer Sendeantennen wird Einheit 1.4 durch einen räumlich-zeitliches Filter, das in einer vorteilhaften Ausführung ein räumlich-zeitlicher Pre-RAKE ist, ersetzt. Beim Einsatz mehrerer Empfangsantennen in einem Empfänger wird Einheit 1.9 durch einen ein räumlich-zeitliches Filter, das in einer vorteilhaften Ausführung ein räumlich-zeitlicher RAKE ist, ersetzt. Für beide genannten Fälle muss dann die Einheit 2.2 zur Berechnung der Symbol-Wechselwirkungsmatrix so modifiziert werden, dass alle Einflüsse von allen Antennen berücksichtigt werden.
In einer weiteren Ausführungsvariante der Erfindung wird zunächst ein initiales Sendesignal s = s₀ durch ein anderes Verfahren bestimmt, beispielsweise durch eine konventionelle Spreizung, ein Pre-RAKE, oder eine Joint Transmission oder ein Sende-Wiener-Filter. Bei der folgenden Optimierung der BER dient nicht das komplexe Sendesignal s als Optimierungsvariable, sondern nur dessen Phase, die im Vektor der Phasenwinkel z repräsentiert wird. Dementsprechend ist der Initialisierungsvektor der Optimierung z₀ = arg(s₀). Die Nebenbedingung der begrenzten Sendleistung wird durch jedes beliebige z erfüllt, falls sie bereits durch s₀ erfüllt wird, kann also entfallen. Dadurch vereinfacht sich die numerische Optimierung, da jetzt Verfahren der Optimierung ohne Nebenbedingung eingesetzt werden können, wie z.B. das Preconditioned Conjugate Gradient (PCG) Verfahren. Außerdem wird die Anzahl der reellen Optimierungsvariablen halbiert. Das resultierende Sendesignal ist
Die modifizierte erste Ableitung der nach der Optimierungsvariablen ist nunmehr
In einer weiteren Ausführungsvariante der Erfindung wird als Modulation nicht QPSK, sondern eine andere digitale Modulation, beispielsweise QAM oder PSK eingesetzt. Dann ist die Einheit 3.3 so zu modifizieren, das die Abstände zu den jeweiligen Entscheidungsschwellen berechnet werden und 3.4 so zu modifizieren, dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit für die verwendete Modulation berechnet wird, möglicherweise durch eine Zwischenberechnung der Symbolfehlerwahrscheinlichkeit.
In einer weiteren Ausführungsvariante werden zur Spreizung in Einheit 1.3 und zur Entspreizung in Einheit 2.7. lange Codes eingesetzt, also Codes bei denen die Spreizcodelänge die Symboldauer übersteigt. Dann muss die Berechnung der Systemmatrix in Einheit 3.1. entsprechend modifiziert werden, dass die Wechselwirkung jedes Sendechips mit jedem Empfangssymbol repräsentiert wird.
In einer weiteren Ausführungsvariante senden ein oder mehrere Nutzer gleichzeitig mehrere Datenströme mit unterschiedlichen Spreizcodes, das als Multi-Code-Transmission bezeichnet wird. Dann müssen in der Erfindung die unterschiedlichen Spreizcodes eines Nutzers wie unterschiedliche Nutzer behandelt werden.

Claims

Verfahren zur Bildung von Sendesignalen eines Funkkommunikationssystems, bei dem Sendesymbole von einem Sender, insbesondere einer Basisstation, zu einem oder mehreren Empfängern, insbesondere Mobilstationen, die als Nutzer bezeichnet werden, übertragen werden, wobei, a) die gesamte Übertragungsstrecke im Sender simuliert wird, b) die Bitfehlerwahrscheinlichkeit an allen Empfängern (BER) für ein bestimmtes Sendesignal vorausgesagt wird, c) das Sendesignal derart bestimmt wird, dass die BER minimal wird, und d) dabei die vorgegebene Sendeleistung des Sendesignals nicht überschritten wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Vorhersage der Bitfehlerwahrscheinlichkeit erfolgt, die aus a) der Vorhersage der Abstände aller Bits der Empfangsymbole am Detektor zu den Entscheidungsschwellen des Detektors b) und der geschätzten Varianz des additiven Rauschens an jedem Empfänger berechnet wird, wobei die Empfangssymbole aus den Elementen des Sendesignals (Chips) und der Systemmatrix berechnet werden, die die Wirkung aller Elemente des Sendesignals (Chips) auf die Empfangssymbole aller Nutzer durch die Gesamtheit der Übertragungsstrecken, die insbesondere aus dem Funkkanal, Empfangsfilterung und Entspreizung besteht, enthält.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mit einem iterativen Optimierungsverfahren mit Nebenbedingung das Sendesignal derart bestimmt wird, dass die vorhergesagte Bitfehlerwahrscheinlichkeit verringert wird, und das Sendesignal eine vorgegebene Leistung nicht übersteigt.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch kennzeichnet, dass als iteratives nichtlineares Optimierungsverfahren die sequentielle Quadratische Programmierung (SQP) eingesetzt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung des Sendesignals abgebrochen wird, wenn die vorausberechnete Bitfehlerwahrscheinlichkeit eine festgelegte Grenze unterschreitet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung des Sendesignals abgebrochen wird, wenn eine festgelegte maximale Anzahl von Iterationen überschritten wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung des Sendesignals abgebrochen wird, wenn der Gradient der Bitfehlerwahrscheinlichkeit bezüglich aller Sendesignalelemente eine festgelegte Grenze unterschreitet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb des iterativen Optimierungsverfahrens zur Bestimmung des Sendesignals die erste Ableitung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit nach dem Sendesignal analytisch berechnet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb des iterativen Optimierungsverfahrens zur Bestimmung des Sendesignals die zweiten partiellen Ableitungen der Bitfehlerwahrscheinlichkeit nach dem Sendesignals analytisch berechnet werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass nur die Phasen des Sendesignals als Optimierungsvariable dienen.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein oder mehrere Nutzer gleichzeitig mehrere Datenströme mit unterschiedlichen Spreizcodes senden und diese unterschiedlichen Datenströme wie unterschiedliche Nutzer behandelt werden.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Sender oder in einem oder mehreren Empfängern mehrere Antennen verwendet werden.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Mehrfachzugriffsverfahren Direkt-Sequenz-CDMA (DS-CDMA) oder Muli-Carrier-CDMA (MC-CDMA) verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitung mit einem digitalen Signalprozessor oder Mikroprozessor oder einem systemspezifischen Schaltkreis erfolgt.
Anordnung zur Bildung von Sendesignalen eines Funkkommunikationssystems, bei dem Sendesymbole von einem Sender, insbesondere einer Basisstation, zu einem oder mehreren Empfängern, insbesondere Mobilstationen, die als Nutzer bezeichnet werden, übertragen werden, wobei, a) Mittel vorgesehen sind, die gesamte Übertragungsstrecke im Sender zu simulieren, b) Mittel vorgesehen sind, die Bitfehlerwahrscheinlichkeit an allen Empfängern (BER) für ein bestimmtes Sendesignal vorauszusagen, c) Mittel vorgesehen sind, das Sendesignal derart zu bestimmen, dass die BER minimal wird, und d) Mittel vorgesehen sind, die die Überschreitung der vorgegebenen Sendeleistung des Sendesignals unterbinden.