DE112006001299T5

DE112006001299T5 - Verfahren zum Verringern der Störung bei einem Funksystem

Info

Publication number: DE112006001299T5
Application number: DE112006001299T
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Zirwas; Haifeng Chen; Volker Jungnickel; Volker Pohl; Tobias Weber
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Siemens AG
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Siemens AG
Priority date: 2005-05-25
Filing date: 2006-05-24
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2026-05-25
Also published as: WO2006125795A1; DE112006001299B4; JP4718601B2; US20080125154A1; DE112006001299B8; EP1727297A1; JP2008543141A

Abstract

Verfahren zum Verringern einer Störung in einem Funksystem, bei dem
ein Benutzerendgerät (MS) mit zumindest zwei Antennen zum Empfangen zumindest zweier Signalströme (Strom 1, Strom 2) unter Verwendung einer Raum-Zeit-Verarbeitungstechnik ausgestattet ist,
die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen (BS1, BS2) empfangen werden, und
die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und Komponenten eines Funksystems, einschließlich eines Empfängers für Funkstationen und -endgeräte, zum Verringern der Störung bei derartigen Systemen.
Bei Funksystemen wie z.B. UMTS (Universal Mobile Telecommunication System – universelles Mobil-Kommunikationssystem), das durch das 3GPP (Third Generation Partnership Project – Partnerschaftsprojekt der dritten Generation) standardisiert ist, werden Informationen wie beispielsweise Sprache, Videodaten usw. über eine Luftschnittstelle zwischen Basisstationen des Systems und mobilen oder feststehenden Benutzerendgeräten übertragen.
Im Rahmen der UMTS-Standardisierung wird auch der so genannte High Speed Downlink Packet Access (HSDPA) (Hochgeschwindigkeits-Abwärtsverbindung-Paketzugriff) als neuer Kanal für eine Paketdatenübertragung mit einer hohen Datenrate in einer Abwärtsverbindung standardisiert. Dabei wird auf die technische Spezifikation 3GPP TS 25.308 V6.3.0 (2004–12) „High Speed Downlink Packet Access (HSDPA); Gesamtbeschreibung; Stufe 2 (Version 6)" Bezug genommen.
Bei Mobilfunksystemen mit einem Frequenzwiederbenutzungsfaktor von eins, beispielsweise Systemen, die auf dem oben erwähnten UMTS-Standard beruhen, wird die Leistungsfähigkeit der Abwärtsverbindungserfassung durch die Störung zwischen benachbarten Zellen, die dieselben Frequenzbänder benutzen, eingeschränkt. Die Gesamtkapazität des Systems wird dadurch durch eine Störung zwischen Zellen sowie durch eine Störung innerhalb einer Zelle eingeschränkt.
Ein möglicher Lösungsansatz, eine derartige zwischen Zellen auftretende Störung zu beseitigen, ist die Anwendung einer koordinierten Vorverarbeitung von Signalen, bevor sie von verschiedenen Basisstationen aus gesendet werden. Diese Vorverarbeitungstechnik ist auch als Joint Transmission (gemeinschaftliche Übertragung) bekannt. Auf diese Weise könnten die von einer Basisstation empfangenen Signale maximiert werden, während gleichzeitig die Störung, die durch Signale von einer benachbarten zweiten Basisstation bewirkt wird, verringert wird. Trotzdem müssen zur Implementierung von Joint-Transmission-Techniken momentane Kanalzustandsinformationen an dem Sender zur Verfügung stehen. Derartige momentane Informationen sind auf Grund der Anwendung von FDD (frequency-division duplex, Frequenzduplex), d.h. der Verwendung verschiedener Frequenzbänder für Aufwärtsverbindungs- und Abwärtsverbindungsübertragungen mit daraus resultierenden verschiedenen Kanaleigenschaften für Aufwärtsverbindung und Abwärtsverbindung, bei UMTS-W-CDMA-Systemen nicht leicht zu erhalten. Überdies müssten die gemeinschaftlich verarbeiteten Datensignale von einer gemeinsamen Verarbeitungseinheit zu den fernen Basisstationen transferiert werden, was zu bedeutenden zusätzlichen Einsatzkosten für Lichtwellenleiter- oder Mikrowellenverbindungen zwischen den Basisstationen sowie zu einer hohen Signalisierungslast führen würde.
Eine zweite Art und Weise, die bei UMTS-WCDMA-Systemen häufig verwendet wird, ist die Unterdrückung einer unerwünschten zwischen den Zellen auftretenden Störung durch den systemeigenen Verarbeitungsgewinn, wodurch das System jeglicher Art von Störung gegenüber robuster wird. Jedoch wird der Verarbeitungsgewinn für das HSDPA-Merkmal, bei dem einem Benutzer mehrere oder sogar alle verfügbaren Codes in einem Frequenzband zugewiesen werden können und bei dem die Senderleistung unter den Codes aufgeteilt wird, wiederum proportional zu der Anzahl von verwendeten Codes verrin gert, und folglich wird das System gegenüber einer Störung zwischen Zellen weniger robust.
Somit besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, Mechanismen und Einrichtungen in einem Funksystem vorzusehen, um die Störung bei einem Empfänger zu verringern. Diese Aufgabe wird durch die erfindungsgemäßen Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weitere vorteilhafte Merkmale sind in abhängigen Ansprüchen angegeben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Verringern einer Störung in einem Funksystem vorgeschlagen, bei dem ein Benutzerendgerät mit zumindest zwei Antennen zum Empfangen zumindest zweier Signalströme unter Verwendung einer Raum-Zeit-Verarbeitungstechnik ausgestattet ist, bei dem die zumindest zwei Signalströme von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen empfangen werden, und bei dem die zumindest zwei Signalströme anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung werden die zumindest zwei Basisstationen, die die zumindest zwei Signalströme senden, synchronisiert.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung werden die orthogonalen Sequenzen zu den Signalströmen hinzugefügt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird das räumliche Multiplexieren für eine zwischen Zellen erfolgende Übergabe von einer ersten der mindestens zwei Basisstationen zu einer zweiten der zumindest zwei Basisstationen verwendet.
Gemäß einem wieder anderen Aspekt der Erfindung werden die zumindest zwei Signalströme unter Verwendung desselben zumindest einen Frequenzbandes gesendet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung werden die orthogonalen Sequenzen zumindest für eine Kanalschätzung an dem Computerendgerät verwendet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die orthogonalen Sequenzen Pilotsymbole.
Die Erfindung richtet sich auch auf ein Endgerät eines Funksystems, das zumindest zwei Antennen, und eine Einrichtung zum Empfangen zumindest zweier Signalströme unter Verwendung eines räumlichen Multiplexierens aufweist, wobei die zumindest zwei Signalströme von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen empfangen werden, und wobei die zumindest zwei Signalströme anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.
Ferner bezieht sich die Erfindung auf einen Empfänger für ein Endgerät eines Funksystems, der eine Einrichtung zum Verarbeiten zumindest zweier Signalströme aufweist, die von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen empfangen werden, wobei die zumindest zwei Signalströme anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden. Gemäß einem weiteren Aspekt des Empfängers wird das Verarbeiten über eine Anzahl von empfangenen Symbolen bewerkstelligt.
Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Konzept unter Bezugnahme auf 1 bis 8 beschrieben, bei denen
1 eine Systemkonfiguration mit zwei Basisstationen und einem Benutzerendgerät zeigt,
2 eine Systemkonfiguration mit zwei Basisstationen zeigt, die mit einer Funknetzsteuerung und einem Benutzerendgerät verbunden sind, wobei das Benutzerendgerät zwei Antennen aufweist,
3 eine Systemkonfiguration mit einer Basisstation und einem Benutzerendgerät zeigt,
4 eine Systemkonfiguration mit zwei Basisstationen, von denen jede zumindest zwei Antennen aufweist, und einem Benutzerendgerät zeigt,
5 eine erste Stufe eines exemplarischen zweistufigen MIMO-Rake-Empfängers, der als Mehrcode-Raum-Zeit-RAKE konfiguriert ist, zeigt,
6 die zweite Stufe eines exemplarischen MIMO-Rake-Empfängers zeigt, der ein Mehrstrom-Wiener-Filter aufweist,
7 eine Leistungsfähigkeitsanalyse eines MIMO-Rake mit einer verbesserten Entstörung in Abhängigkeit von der Anzahl von Codes zeigt, und
8 einen Vergleich verschiedener Entstörungstechniken und ihres Einflusses auf einen potentiellen WCDMA-Abwärtsverbindungs-Kapazitätsgewinn zeigt.
Bei 1 ist eine Standardsituation gezeigt, bei der ein Mobilendgerät MS (Mobilstation) in einem Gebiet angeordnet ist, wo es Signale von zwei benachbarten Basisstationen BS1, BS2 empfängt. In einer derartigen Situation stören die Signale, die an dem Mobilendgerät MS von der zweiten Basisstation BS2 empfangen werden, die von der ersten Basisstation BS1 empfangenen Signale, die so genannte zwischen Zellen erfolgende Störung, falls die durch die erste Basisstation BS1 gesendeten Signale Signale sind, die für das Mobilendgerät MS bestimmt sind.
Gemäß der Erfindung und wie in 2 gezeigt ist, verwendet das Mobilendgerät MS zumindest zwei Empfangsantennen, die selbstverständlich auch zum Senden verwendet werden können. Außerdem sind die zwei benachbarten Basisstationen BS1, BS2 in 2 auf einander synchronisiert. Ein synchronisierter Betrieb sollte unter Verwendung von phasenverriegelten Lokaloszillatoren an den beiden Basisstationen verwirklicht werden, beispielsweise durch ein Verriegeln der Oszillatoren der physisch fernen Basisstationen auf ein gemeinsames niederfrequentes Referenzsignal, das über Standard-Telefonleitungen oder spezifische drahtgebundene oder drahtlose Verbindungen verteilt ist. In der Technik sind mehrere Lösungen zum Synchronisieren von Basisstationen bekannt. Eine derartige Synchronisierung stellt in Fällen, bei denen zwei benachbarte Zellen oder Sektoren einer Zelle durch dieselbe Basisstation bedient werden, selbstverständlich kein Problem dar.
Um das Mobilendgerät MS zu befähigen, Signale von den zwei Basisstationen zu unterscheiden, senden die Basisstationen häufig Signale, z.B. orthogonale Sequenzen im Signalanfang oder spezifische Trainings- oder Pilotsequenzen. Ab Empfang dieser Signale kann das Mobilendgerät die einzelnen Kanalkoeffizienten zwischen den Sendeantennen an den Basisstationen und jeder seiner Empfangsantennen identifizieren. Die Signale der Basisstationen überlappen sich willkürlich an den mehreren Mobilendgerätantennen auf Grund der unabhängigen Ausbreitungspfade.
Auf der Basis der Kenntnis der Kanäle zu jeder Basisstation kann das Mobilendgerät eine so genannte Raum-Zeit-Verarbeitungstechnik, die auch als räumliches Multiplexieren bekannt ist, verwenden, um die von beiden Basisstationen empfangenen Signale zu trennen. Dies könnte anhand eines so genannten MIMO (Multiple Input Multiple Output – mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-RAKE-Empfängers realisiert werden. Mit einer ausgefeilten Erfassungstechnik, z.B. der so genannten Maximum-Likelihood-Erfassung (Ähnlichkeitserfassung), können Signale perfekt unterschieden werden. Bei Verwendung von alternativen Techniken mit einer verringerten Komplexität, z.B. des so genannten Schätzers des geringsten quadratischen Fehlers (MMSE – minimum mean square error estimator), wird die Leistungsfähigkeit des Systems eventuell verringert, liefert jedoch trotzdem noch eine bessere Leistungsfähigkeit als oben beschriebene derzeitige Lösungsansätze.
Nun können die empfangenen Signale von der zweiten Basisstation durch das Mobilendgerät als Störsignale identifiziert werden, falls dieselben Ressourcen einem anderen Benutzer in der Zelle der zweiten Basisstation zugewiesen werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung, wie er auch in 2 offenbart ist, wird ein Datenstrom, der an der Basisstationssteuerung RNC (Radio Network Controller – Funknetzsteuerung) des Funksystems ankommt, aufgeteilt und an die zweite benachbarten Basisstationen BS1, BS2 weitergeleitet. Bei den oben erwähnten erfindungsgemäßen Mechanismen wird das Mobilendgerät MS nun in die Lage versetzt, die Datenströme 1 und 2 von den Basisstationen BS1 und BS2 parallel zu empfangen, auch wenn dieselben Ressourcen verwendet werden. Die von der zweiten Basisstation BS2 empfangenen Signale sind somit keine Störsignale mehr. Falls die Basisstationen nicht mit derselben Basisstationssteuerung verbunden sind, könnte das Aufteilen des Datenstroms zu dem Mobilendgerät hin auch in einer anderen Komponente erfolgen, die in der Hierarchie des Funksystems weiter oben steht, z.B. in der Funkvermittlungsstelle (MSC – mobile switching center) oder dem Paketdaten-Gateway (SGSN, GGSN), erfolgen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung kann das räumliche Multiplexieren auch dazu verwendet werden, eine zwischen Zellen erfolgende Übergabe (handover), z.B. von der ersten Basisstation BS1 an die zweite Basisstation BS2 oder von einer ersten Zelle (oder einem ersten Sektor) zu einer anderen Zelle (oder einem anderen Sektor) der zweiten Basisstation, durchzuführen. In diesem Fall werden die zwei Datenströme 1 und 2 parallel gehalten, bis die Verbindung zu einer der Basisstationen auf Grund einer sich verschlechternden Kanalqualität freigegeben wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die Basisstationen ebenfalls mit mehreren Antennen ausgestattet. Wie in 3 gezeigt ist, wird die erste Basisstation BS1 in diesem Fall befähigt, das Senden von mehreren parallelen Strömen an das Mobilendgerät in einer einzigen Verbindung, jedoch mit doppelter Kapazität, zu unterstützen.
In Situationen, bei denen sich der Benutzer des Mobilendgeräts MS an die Grenze der Zelle der ersten Basisstation BS1 annähert, wird eine derartige räumlich multiplexierte Verbindung mit einer verbesserten Kapazität auf Grund einer zunehmenden Störung zwischen Zellen eventuell nicht mehr aufrechterhalten. Wie in 4 gezeigt ist, wird in einer solchen Situation dann, wenn das Mobilendgerät MS eine Mehrzellen-Störung von einer zweiten Basisstation 8S2 erfährt, einer der Ströme von der ersten Basisstation BS1 an die zweite Basisstation BS2 übergeben. Das Mobilendgerät MS erfasst beide Ströme, wie in 2 offenbart ist, wiederum unter Verwendung der Räumliches-Multiplexieren-Fähigkeiten des MIMO-RAKE-Detektors.
Jede der Basisstationen BS1, BS2 kann die mehreren Antennen auch dazu verwenden, die gesamte Bandbreite ihrer Übertragungen durch Verwendung von Sende-Diversity-Techniken, z.B. des so genannten Raum-Zeit-Codierens, zu verbessern. Auf diese Weise können hohe Datenraten auch an der Zellgrenze unterstützt werden, wo das Signal schwächer ist und die Störung stärker wird.
Die Signalströme von beiden Basisstationen BS1 und BS2 werden somit an dem Mobilendgerät MS gleichzeitig erfasst. Die vorige Störung zwischen Zellen wird nun dazu verwendet, einen zweiten Datenstrom parallel zu dem Mobilendgerät von der zweiten Basisstation BS2 zu senden. Somit wird die Störung zwischen Zellen in ein Nutzsignal umgewandelt, voraus gesetzt, dass das Mobilendgerät zumindest zwei Empfangsantennen verwendet. Wenn sich ein derartiges Mobilendgerät von einer Zelle zu einer benachbarten bewegt, wird der erste Strom weich abgeschaltet, während der zweite Strom weich eingeschaltet wird. Dieses Schalten von Strömen kann beispielsweise unter Verwendung eines Schmalband-Rückkopplungskanals bewerkstelligt werden, über den Messungen der einzelnen Kanalqualität der Ströme an jede der Basisstationen oder lediglich an eine, die derzeit versorgende, Basisstation, gemeldet werden. An beiden Basisstationen werden die Sendeleistung, die Modulation sowie die Anzahl von gleichzeitig zugewiesenen Codes auf der Basis von Kanalqualitätsmessungen, die durch das Mobilendgerät durchgeführt werden, zugewiesen. Die zwei Abwärtsverbindungs-Datenströme werden an der Funknetzsteuerung RNC demultiplexiert, wie in 2 gezeigt ist, wobei die Funknetzsteuerung während einer Übergabe zwischen Zellen zwei Verbindungen gleichzeitig aufrechterhält. Bei dem vorgeschlagenen Verfahren können bei beiden Zellen, die an dem Übergabevorgang beteiligt sind, dieselbe Frequenz und dieselben Coderessourcen verwendet werden.
Zur Verwendung der obigen Prinzipien für das HSDPA-Merkmal von UMTS ist eine Anpassung an die Mehrcode-WCDMA-Luftschnittstelle erforderlich. Auf Grund der Signalströme von zwei Basisstationen können die innerhalb von Zellen erfolgende Störung sowie die räumliche Störung gemeinschaftlich verringert werden. Eine innerhalb einer Zelle auftretende Störung bei WCDMA-Systemen ergibt sich daraus, dass Codes nicht mehr orthogonal sind, nachdem sie einen Mehrwegekanal durchlaufen haben, und das auf Grund der fehlenden Sperrzeit eine zusätzliche Intersymbolstörung herrscht. Im Folgenden wird eine für diesen Zweck geeignete Empfängerstruktur beschrieben. Man mag zur Kenntnis nehmen, dass dieser bestimmte Empfänger kürzere Verwürfelungssequenzen für die Abwärtsverbindungs-Übertragung, wie sie derzeit in dem UMTS-Standard definiert sind, erfordern würde.
Im Folgenden wird ein Vorschlag für eine Empfängerstruktur zum Durchführen eines Re-Aliasing an einer räumlichen Multiplexerfassung ausführlicher beschrieben.
Die Erweiterung des WCDMA-Systems dahin gehend, dass es mehrere Sende- und mehrere Empfangsantennen umfasst, ist in dem 3.-Generation-Partnerschaftsprojekt (3GPP) im Gange, bei dem eine mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge aufweisende (MIMO – multiple-input multiple-Output) Luftschnittstelle bezüglich einer erhöhten Verbindungs- und Systemkapazität bei Mobilfunksystemen definiert ist. Eine grundlegende Herausforderung für diese Erweiterung besteht darin, wie einfache, aber effiziente Empfängerstrukturen entworfen werden sollen, um die räumliche Störung (SI – spatial interference), die auf die räumlich multiplexierten Datenströme zurückzuführen ist, zusätzlich zu der Code- und Intersymbolstörung (CI, code interference, bzw. ISI, inter-symbol interference), die auf die Mehrwege-Charakteristika des Kanals zurückzuführen ist, zu bewältigen. Für Abwärtsverbindungs-Anwendungen ist die Komplexität ein kritisches Thema, da der Empfänger in einem drahtlosen Handgerät platziert ist. Derzeit wird der Entzerrer auf Chipebene (CLE – chiplevel equalizer) bevorzugt, der die Störung aufhebt, bevor er die Codes entstreut [1]. Aber ein derartiger Raum-Zeit-Entzerrer ist ziemlich komplex, und man mag sich nach Alternativen umsehen.
Der RAKE-Empfänger ist für seine gemäßigte Komplexität hinreichend bekannt. Somit wurde unter optimierten Bedingungen eine MIMO-Erweiterung, um die SI zu beseitigen, untersucht. Aber wenn der auf diese Weise erweiterte RAKE unter echten WCDMA-Bedingungen (OVSF-Codes, keine Sperrzeit) betrieben wird, nimmt die Qualität der Leistungsfähigkeit auf Grund der oben erwähnten Mehrwege-Effekte beträchtlich ab [2]. Eine weitere Entstörung nach dem RAKE ist somit für praktische Anwendungen unabdingbar.
Ein erster Schritt in diese Richtung besteht darin, die CI zu beseitigen. Auch für einen einzelnen Code ist die Autokorrelation nicht perfekt, und die CI nimmt zu (siehe [2]). Sie wird umso stärker, je mehr Codes verwendet werden, da die Codes nach der Übertragung über einen Mehrwegekanal nicht mehr orthogonal sind. Wenn die ISI ignoriert werden kann, wie bei relativ langen Sequenzen oder wenn eine Sperrzeit zwischen aufeinander folgenden Symbolen eingeführt wird, ist die Struktur der Entstörung hinreichend bekannt. Die Übertragung kann dann durch ein äquivalentes Matrixvektorkanalmodell in dem Raum-Code-Bereich beschrieben werden, und für jede Symbolperiode kann eine unabhängige Entscheidung getroffen werden. Beispielsweise kann die Störung für alle Codes und Antennen mit einem linearen Mehrbenutzer-Detektor nach dem RAKE gemeinschaftlich beseitigt werden [3]. Weitere Erweiterungen verwenden eine sortierte aufeinander folgende Entstörung, die eine WCDMA-Version des hinreichend bekannten V-BLAST-Algorithmus ist (siehe [4]).
Aber besonders für Datenanwendungen werden kürzere Codes gewünscht, und je kürzer die Codes sind, desto stärker wird die ISI. Bei einer Codelänge von 16, die bei dem Hochgeschwindigkeits-Abwärtsverbindung-Paketzugriff (HDSPA) anvisiert wird, schränkt die ISI die Leistungsfähigkeit sogar dann ein, wenn die CI beseitigt wird, zumindest bei einer hohen Systembelastung.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Konzept wird die enge Beziehung zwischen dem Maximum-Likelihood-Sequenzschätzer (MLSE – maximum likelihood sequence estimator) und dem RAKE dazu verwendet, ein effektives Kanalmodell für die empfangenen Signale nach dem RAKE abzuleiten, das SI, CI und ISI umfasst. Es wird angenommen, dass die RAKE-Ausgabe allgemein von einer Mehrwege-Beschaffenheit ist.
Deshalb wird vorgeschlagen, nach dem RAKE ein Wiener-Filter zu verwenden, um SI, CI und ISI gemeinschaftlich zu besei tigen. Die Leistungsfähigkeit dieses Empfängers wird numerisch untersucht, und man stellt fest, dass sie identisch mit dem CLE mit einer nachfolgenden Entstreuung ist. Ein Vorteil des RAKE besteht darin, dass die Komplexität direkter mit den in dem Raum-Code-Bereich verwendeten Ressourcen skaliert. Eine notwendige Änderung des WCDMA-Abwärtsverbindung-Standards wird ebenfalls bemerkt, was das Verwürfeln betrifft, was eine effiziente Implementierung der verbesserten Entstörung ermöglicht.
Die mathematische Struktur des Empfängers wird nachstehend abgeleitet. Zuerst wird eine graphische Darstellung des Empfängers verwendet. 5 zeigt die erste Empfängerstufe, einen Mehrcode-Raum-Zeit-RAKE, der den Ausreichende-Statistik-Vektor für jeden Code bildet. Er umfasst eine Bank aus Code-abgestimmten Filtern (CMF – code-matched filters), eines für jeden Code und jede Mehrwege-Komponente. Eine Konsequenz besteht darin, dass die Referenzsequenzen in den Codefiltern zyklisch verschoben werden müssen. Auf die CMFs folgt ein Raum-Zeit-Filter, das für alle Codes wiederverwendet wird. Die Ausreichende-Statistik-Vektoren für jedes mit k bezeichnete Symbolintervall sind in dem Vektor E(k) gestapelt.
Die zweite Empfängerstufe ist in 6 gezeigt. Wenn die Pulsantwort kürzer ist als ein WCDMA-Symbol, ist es auf Grund des vorherigen, derzeitigen und folgenden Symbols ausreichend, das Wiener-Filter über drei Symbolperioden zu betreiben.
Symbol um Symbol wird der Ausreichende-Statistik-Vektor E gebildet und in einer dafür vorgesehenen Schieberegisterbank gespeichert. Ein Matrix-Vektor-Produkt der E-Vektoren in drei aufeinander folgenden Symbolintervallen wird anschließend gebildet, wobei die Gewichtsmatrix dem aktuellen Codeindex entspricht. Die Gewichte werden aus den Kanalschätzungen berechnet, indem die Codetensorelemente (A.20) in die Codestörungsmatrizes G_ij von (A.11) eingefügt wer den, die anschließend in den Matrizes Γ_-1 und Γ₀ angeordnet werden. Dies liefert die Kovarianzmatrix (A.25) und die Filterkoeffizienten (A.26).
Bei einer fiktiven Echtzeitimplementierung werden die Gewichtsmatrizes für jeden Code in entsprechenden Speicherseiten gespeichert. Eine dafür vorgesehene Matrix-Vektor-Multiplikationseinheit wird anschließend verwendet, und die Matrizes von den Speicherseiten werden nacheinander verwendet, entsprechend dem aktuellen Codeindex. Man beachte, dass der ursprüngliche Datenvektor nach der Matrix-Vektor-Multiplikation, die ein gewisses Farbrauschen umfasst, wiederhergestellt wird. Diese Signale können in den Kanaldecodierer eingespeist werden, um den ursprünglichen Datenstrom zu rekonstruieren.
Die Leistungsfähigkeit wird unter Verwendung eines Rayleigh-Kanalmodells mit unabhängig und identisch verteilten (i.i.d. – independently and identically distributed) Zufallskoeffizienten für L = 3 Wege, die die gleiche mittlere Leistung aufweisen, numerisch untersucht. 7 zeigt die Leistungsfähigkeit des MIMO-RAKE mit der verbesserten Entstörung, je nach der Anzahl von Codes Ncode. Es ist gezeigt, dass trotz einer Verwendung der RAKE-Architektur unter realistischen WCDMA-Bedingungen ein störungsfreier Signalempfang erzielt wird, zumindest bei einem Einzelzellen-Szenario. Die zuvor beobachteten Error-Floors, die auf CI und ISI zurückzuführen sind (siehe [2]), sind verschwunden, was die Auswirkung des Wiener-Filters ist, nachdem der RAKE die SI, CI und ISI gemeinschaftlich entstört bzw. beseitigt. Überdies ist die Leistungsfähigkeit gleich dem CLE.
Bei einem einzelnen Code beträgt die Diversity-Reihenfolge bei dem numerischen Beispiel (n_x = n_t = 2, L = 3) nr·L – nt + 1 = 5. Auf Grund der linearen Entstörung geht jedoch ein Teil der Diversity verloren, wenn die gesamte Anzahl von Codes verwendet wird. Wie bereits in 6 angegeben ist, muss das Wiener-Filter über zumindest 3 Symbolintervalle operieren (N = 2). Ein weiteres Erhöhen der Anzahl von Abgriffen (d.h. N = 8) verbessert die Leistungsfähigkeit nicht merklich.
8 zeigt die Bitfehlerrate (BER – bit error rate) gegenüber der Anzahl von Codes mit einem SNR (signal/noise ratio, Signal/Rausch-Verhältnis) von 3 dB/Code. Bei dieser Figur wird der potentielle WCDMA-Abwärtsverbindung-Kapazitätsgewinn mit anderen Entstörungstechniken verglichen (das SNR wird gemäß der Anzahl von Codes erhöht).
Die vorgeschlagene SI-Entstörung, kombiniert mit einer Verwürfelungstechnik (siehe [2]) ermöglicht die gleichzeitige Verwendung von lediglich 2 Hadamard-Codes bei der anvisierten Bitfehlerrate von 10^–2. Die bei [3] beschriebene lineare Raum-Code-Entstörung (SI + CI) führt zu einer geringfügigen Verbesserung (bis zu 3 Codes), da die ISI beträchtlich wird, wenn mehrere kurze Codes verwendet werden.
Mit dem Wiener-Filter können bis zu 6 Codes unterstützt werden, wenn die Hadamard-Codes ohne jegliches Verwürfeln verwendet werden. Wenn das Verwürfein ebenfalls durchgeführt und auf die Ausbreitungscodelänge abgestimmt wird, können sogar noch größere Gewinne erwartet werden. Der beste praktische Fall kann die Verwendung von erweiterten Gold-Sequenzen sein, mit der die gesamte Anzahl von Codes innerhalb des gegebenen Verbindungsspielraums und der gegebenen Fehlerraten-Zielvorgabe unterstützt wird.
Schätzung des Aufwands kann in „Symbolraten"- und „Kanalraten"-Operationen unterteilt werden. Die Entstörung arbeitet mit der Symbolrate. Sie erfordert 3·n_t·N_Code komplexe Multiplikationen, die einmal pro Code und Symbol parallel betrieben werden, was bei einem voll ausgelasteten System eine solide Zahl ergibt. Der CLE muss den Kanal bereits bei einem einzigen Code vollständig entzerren. Eine gewisse Störung kann durch den Verarbeitungsgewinn unterdrückt werden, und bei einer verringerten Belastung ist ein geringerer Aufwand möglich. Aber um dieselbe Leistungsfähigkeit wie bei dem RAKE zu erhalten, ist eine Entzerrung über drei Symbolintervalle bei einer Systemvollbelastung erforderlich. Der CLE benötigt 3·T·n_r·n_t komplexe Multiplikationen, was das n_r-fache des Aufwands mit dem RAKE ist, da bei Vollbelastung gilt: N_Code = T.
Für den RAKE muss eine (3·n_t·N_Code x 3·n_t·N_Code)-Matrix invertiert werden, um die Gewichte zu berechnen (A.26). Für den CLE muss eine (n_r·3·T x n_r·3·T)-Matrix invertiert werden, um die Filterkoeffizienten bei Vollbelastung zu erhalten, somit ist dieser Aufwand vergleichbar, wenn N_Code = T.
Ein Vorteil des RAKE besteht darin, dass der Aufwand direkter mit den in dem Raum-Code-Bereich verwendeten Ressourcen skaliert.
Folglich kann der RAKE-Empfänger bei der vollständigen Anzahl von Codes betrieben werden und die Störung unter Verwendung eines Wiener-Filters, das gemäß der Zwei-Wege-Struktur des effektiven Kanals nach dem RAKE entworfen ist, gemeinsam beseitigen. Trotzdem sollten kurze Verwürfelungssequenzen verwendet werden, um die Anwendung dieser verbesserten Entstörung zu ermöglichen.
Sowohl die Leistungsfähigkeit als auch die Komplexität sind mit dem Entzerrer auf Chip-Ebene vergleichbar, und es ist eine Geschmacksfrage, ob entweder eine Raum-Zeit- oder eine Raum-Code-Signalverarbeitung verwendet wird, um eine Entstörung durchzuführen. Mehr Potential bezüglich eines Verringerns der Endgerät-Komplexität kann von adaptiven Raum-Frequenz-Techniken wie MIMO-OFDM erwartet werden.
Die Ableitung des RAKE von dem MLSE-Kriterium wird im Folgenden ausführlich reproduziert, um den Einfluss der ISI herauszuarbeiten. Es wird angenommen, dass die räumlich multiplexierten Datenströme verbreitet werden, indem dieselben Codes an allen Antennen wiederverwendet werden. Das gesendete, den Wert eines Vektors aufweisende Signal wird durch den (n_tx1)-Vektor
angegeben, wobei t die kontinuierliche Zeit ist, T das Symbolintervall und n_t die Anzahl von Sendeantennen ist. N_Code bezeichnet die Anzahl von gleichzeitig verwendeten Codes an der Basisstation ungeachtet dessen, dass das tatsächliche Endgerät lediglich einem Bruchteil dieser Codes zugewiesen sein kann. Die Benennung ⌊z⌋ rundet z auf die nächste Ganzzahl, die geringer als oder gleich z ist. Es ist wertvoll, die ISI auf diese Weise zu modellieren, da der Begriff ⌋t/T⌋ in (A.1) auf den aktuellen Symbolindex k zeigt. Die Ausdrücke c⁽ⁱ⁾(t) und d⁽ⁱ⁾ sind der Signalverlauf bzw. der (n_t x1) – Datensymbolvektor des i.ten Codes.
Ein Diskreter-Pfad-/Kontinuierliche-Zeit-Mehrweg-Kanalmodell wird für die MIMO-Übertragung
verwendet, wobei der (n_r x1)-Vektor y die empfangenen Signale an allen Antennen enthält, n_r die Anzahl von Empfangsantennen, und die (n_r x n_t)-Matrizen H₁ enthalten die Kanalkoeffizienten für die 1. Mehrwege-Komponente. Der (n_rx1)-Vektor ν bezeichnet das i.i.d. Rauschen, und τ ist das Chip-Intervall.
Nun wird ein bestimmter Satz von Konstellationsvektoren
in einem gegebenen Symbolintervall gesendet. Das MLSE-Kriterium für dieses Symbol lautet
wobei α ^ den wahrscheinlichsten gesendeten Satz bezeichnet. Die Grenzen der Integration in (A.3) werden absichtlich offen gelassen, da sie davon abhängen, ob eine Sperrzeit eingefügt wird oder nicht. Bei Verwendung kann der MLSE innerhalb einer einzigen Symbolperiode vollständig abgeschlossen sein. Dies führt zu einer geschlossenen Lösung für den optimalen Detektor mit moderater Komplexität. Die Integration ist dann auf die Grenzen a = k·T und b = (k + 1)·T + (L – 1)·τ beschränkt, wenn angenommen wird, dass die Sperrzeit (L – 1)·τ auf die Anzahl von Mehrwege-Komponenten abgestimmt ist.
Für WCDMA ist der Fall, bei dem keine Sperrzeit verwendet wird, von größerem Interesse. Der MLSE muss dann über eine längere Sequenz von Datensymbolen hinweg definiert werden. Jede praktische Nachricht hat einen genau definierten Anfang und ein genau definiertes Ende bei t = a bzw. t = b, in der Praxis kann die Anzahl von dazwischenliegenden Symbolen jedoch so groß sein, dass der MLSE uninteressant wird. Im Folgenden wird angenommen, dass die ISI lediglich durch die vorherige Symbolperiode bewirkt wird (L·τ < T). Dann werden die Grenzen a = k·T und b = (k + 1)·T entsprechend dem k.ten Symbol gewählt, und der Einfluss des vorherigen Symbols auf den aktuellen Ausreichende-Statistik-Vektor berechnet (siehe unten). Um diesen Vektor zu erhalten, wird derselbe Formalismus verwendet, als ob eine Sperrzeit verwendet würde.
In diesem Fall wird die erwartete Signatur des empfangenen Signals y_α(t) dadurch erhalten, dass der Satz von Konstellationsvektoren α in (A.1, A.2) eingefügt wird und das Rauschen vernachlässigt wird. Die Optimierung (A.3) wird dann als
neu formuliert, wobei die Benennung
den reellen Wert einer komplexen Zahl bedeutet. Die Ausdrücke A_α und B_α werden als
wiedergegeben.
Die Hochstellung H benennt die konjugierte-komplexe Transponierte eines Vektors oder einer Matrix. Die hinreichend bekannte abgestimmte Filterstruktur des RAKE ergibt sich aus A_α, während B_α darauf zurückzuführen ist, dass verschiedene Konstellationsvektoren zu verschiedenen empfangenen Energien führen können. A_α kann als
ausgedrückt werden, wobei e⁽ⁱ⁾ der (n_t x1) Ausreichende-Statistik-Vektor
ist, der dem Code mit Index (i) entspricht. Die Ausreichende-Statistik-Vektoren für alle Codes werden wie bei 5 und wie im Text erläutert erhalten.
Eine weitere Rechnung zeigt, dass die Ausreichende-Statistik-Vektoren für einen gegebenen Code als lineare Kombination der Datenvektoren, die allen Codes entsprechen, als
ausgedrückt werden können, wobei t_μ = t – μ·τ, und e ν / (i) aus (A.7) erhalten wird, indem statt y(t) lediglich ν(t) aus (2) eingefügt wird.
Bei den folgenden optimierten Bedingungen gelangt man zu der Lehrbuchform des bei [1] untersuchten MIMO-RAKE.
Als Erstes wird angenommen, dass eine Sperrzeit eingefügt wird. Der Ausdruck ⌊t – 1·τ/T⌋ zeigt dann immer auf den aktuellen Symbolindex k. Die CMFs enthalten eine verzögerte Referenzsequenz, wie in den Lehrbüchern. Dies ist mit dem unten angegebenen Ergebnis vergleichbar, dass zyklisch verschobene Sequenzen nützlicher sind, wenn keine Sperrzeit verwendet wird. Die Sperrzeit könnte so interpretiert werden, dass L – 1 Nullen auf Grund eines erweiterten Ausbreitungscodes an den Sender angehängt werden. Wenn auf den so erweiterten Code eine zyklische Verschiebung angewendet wird, wird der ursprüngliche Code in der Tat zeitlich verschoben. In der Praxis vermeidet die erste Bedingung die ISI.
Als Zweites wird eine perfekte Korrelation zwischen den Codes angenommen. Das Integral bei (A.8) gleicht dann T·δ_ij·δ_1λ, wobei δ_μν = 1 bei μ = ν und δ_μν = 0 bei μ ≠ ν. Somit erhält man die einfachste Form des bei [1] erörterten MIMO-RAKEs e(i)(k) = G·d(i)(k) + e(i)ν (k)wobei
zu einem effektiven Kanal mit jeweils n_t Eingängen und Ausgängen führt. Selbstverständlich führen die beiden obigen Bedingungen zu unabhängigen Entscheidungen für jeden Symbolindex und jeden Code. Um die SI bei (A.9) zu beseitigen, kann man ordnungsgemäß überarbeitete MIMO-Erfassungsschemata verwenden. Man beachte, dass das Rauschen e (i) / ν nicht i.i.d. ist und dass die Kovarianz durch E(eνeHν ) = σ2G gegeben ist.
Beispielsweise werden der Zero-Forcing- (ZF-) und der Maximum-Likelihood-(ML-)Detektor als
wiedergegeben.
Numerische Ergebnisse veranschaulichen, dass eine Verletzung von 2) direkt die CI bewirkt. Sie ist bereits bei einem einzigen Code sichtbar, wenn Bitfehlerraten unter Verwendung von entweder Barker- oder Hadamard-Sequenzen für das Verbreiten verglichen werden [1].
Zuerst lockern wir nun 2), was die CI bewirkt. Bei einer unvollkommenen Korrelation erhalten wir den Ausreichende-Statistik-Vektor
wobei
ein Tensor vierter Ordnung ist, der die Korrelation zwischen den verschobenen Codes beschreibt. Man beachte, dass der Code-Tensor nur dann statisch ist, wenn die Verwürfelungssequenz dieselbe Periode aufweist wie der Ausbreitungscode. Dann ist es zweckmäßig, die Ausreichende-Statistik- und Datenvektoren für alle Codes in den Vektoren E = [e(1) e(2) ... e(Ncode)]T (A.13)bzw. D = [d(1) d(2) ... d(Ncode)]T (A.14)zu stapeln, und alle Matrizes G_ij in einer (n_r·N_codexn_r·N_code) – Hypermatrix T gemäß den Indizes i und j anzuordnen. Die empfangenen Signale nach dem RAKE werden dann als E(k) = Γ·D(k) + Eν(k) (A.15)angegeben, wobei der Rauschbeitrag E_ν(k) aus e_ν ⁽ⁱ⁾(k) gebildet ist, ähnlich (A.13). Wenn eine Sperrzeit verwendet wird, können somit trotzdem unabhängige Entscheidungen für jedes Symbolintervall durchgeführt werden, aber nicht mehr für jeden Code. Man beachte, dass sowohl die SI als auch die CI in der Matrix Γ enthalten sind. Sie ist aus den Kanalkoeffizienten und dem Codetensor (A.12) zusammengesetzt, die beide an dem Empfänger bekannt sind. Folglich können die SI und die CI unter Verwendung der Maximum-Likelihood-Entscheidungsregel
die komplex wird, wenn die Anzahl von Antennen und Codes groß ist, gemeinsam beseitigt werden. Mit einem gewissen Mehraufwand kann der Linearer-Geringster-Quadratische-Fehler-Detektor (MMSE-Detektor)
gemäß dem Vorschlag in [2] verwendet werden, was einfacher wäre.
Außerdem wird nun die erste Bedingung gelockert, um bei dem WCDMA-System echte Bedingungen zu verwirklichen. Die Beseitigung der Sperrzeit hat eine unmittelbare Auswirkung auf die bereits oben erwähnten CMFs.
Bei (A.7) bewirkt der Ausdruck t – 1·τ – [(t – 1·τ)/T]·T eine Translation um k·T + l·τ. Wenn 1 = 0, wird die ursprüngliche Sequenz reproduziert. Für größere Werte von 1 zeigt die Verschiebung jedoch auf einen der letzten Chips von der verschobenen Sequenz bei dem vorherigen Symbolintervall k – 1. In der Praxis kann das CMF dadurch verwirklicht werden, dass eine zyklische Verschiebung der Referenzsequenz um 1 Chips nach rechts durchgeführt wird. Die verschobene Sequenz fällt immer in dasselbe Symbolintervall, und somit ist die Integration in (A.7) unkompliziert, wobei a = k·T und b = (k + 1)·T.
Um den Einfluss der ISI nach dem RAKE herauszuarbeiten, betrachten wir den Ausdruck ⌋(t – λ·τ)/T⌋ in (A.8) und setzen k = 0. Wenn t < λτ, dann ⌋(t – λ·τ)/T⌋ = –1, d.h. wir erhalten ISI aus dem vorherigen Symbol. Wenn t ≥ λτ, dann ⌋(t – λ·τ)/T⌋ = 0, und alle Beiträge kommen von dem aktuellen Symbol. Somit können wir (A.8) als
umformulieren, was zu einem effektiven Kanalmodell mit zwei Abgriffen führt. Zweckmäßiger wird es als E(k) = Γ(k – 1)·D(k – 1) + Γ(k)·D(k) + Eν(k) (A.19)geschrieben, wenn die Störungsmatrizes Γ(k – 1) und Γ(k) aus den entsprechenden kleineren Matrizes G_ij(k – 1) und G_ij(k) wie bei (A.11) erhalten werden, aber unter Verwendung der entsprechenden Tensorelemente
Man beachte die unverbundenen Integrationsintervalle. Im Folgenden benennen wir die Störungsmatrizes in (A.19) mit Γ_-1 und Γ₀. Die Gleichung (A.19) gibt ein verallgemeinertes Zwei-Wege-MIMO-Kanalmodell in dem Raum-Code-Bereich an, für das hinreichend bekannte MIMO-Erfassungstechniken verwendet werden können, in Bezug darauf, dass das Rauschen ein Farbrauschen ist. Hier verwenden wir den einfachsten Fall, bei dem der Kanal mit einem Wiener-Filter entzerrt wird. Das Filter arbeitet über N + 1 Ausreichende-Statistik-Vektoren in nachfolgenden Symbolintervallen, wobei N die Filterordnung benennt. Allgemein liegt eine Entscheidungsnacheilung Θ zwischen dem derzeit verfügbaren Ausreichende-Statistik-Vektor und dem derzeit entschiedenen Datenvektor vor. Zum Konstruieren des Filters schreiben wir das Kanalmodell in einer Matrix-Vektor-Schreibweise
Die Daten an dem Symbolindex k werden anschließend als lineare Kombination des aktuellen und des vorherigen Ausreichende-Statistik-Vektors als D(k) = W·E ~(k) (A.22)rekonstruiert.
Die Geringster-Quadratischer-Fehler-Lösung für W lautet W = σ2xx ·Γ ~Hk ·(Γ ~·σ2xx ·Γ ~H + σ2ν ·R ~)–1. (A.23)
Die Matrix Γ_k in (A.23) enthält die Spalten der Matrix Γ ~ entsprechend dem Datenvektor D(k). Genauer gesagt sind dies die Spalten mit Zahlen n_t·N_Code(N – Θ + 1) + 1 bis n_t·N_Code(N – Θ + 2). Man beachte, dass die Rauschkovarianz R ~ = E(E ~ν(k)·E ~ν(k)H)/σ2ν nicht i.i.d. ist. Während der Berechnung von R ~ erhalten wir die elementaren Matrizes E(e(i)ν (κ)·e(i) ν (θ)) = σ2ν 2(Gij·(–1) + Gij(0))·δκ,θ (A.24), was zu einer quasi diagonalen Kovarianzmatrix
führt, die nicht mit Γ verwechselt werden mag. Es ist zweckmäßiger, die Filterkoeffizienten (A.23) schließlich als
zu schreiben, wobei SNR das mittlere Signal/Rausch-Verhältnis an einer Empfangsantenne benennt.
Referenzen

[1] Jack Salz: Digital Transmission over cross-coupled linear channels, AT&T Techn. J., Band 64, Nr. 6 (Juli/Aug. 1985), 1147–1159.
[2] V. Jungnickel, Y.S. Chang und V. Pohl, „Performance of MIMO RAKE receivers in WCDMA systems", Proc. IEEE WCNC 2004, Atlanta, GA (auf CD-ROM).
[3] C. B. Papadias, H. Huang, "Linear space-time multiuser detection for multipath CDMA channels" IEEE Journ. Selected Areas Comm., Band 19, Nr. 2, S. 254–265, 2001.
[4] H. Huang, H. Viswanathan, G. J. Foschini, "Multiple antennas in cellular CDMA systems: Transmission, detection, and spectral efficiency", IEEE Trans. Wireless Comm., Band 1, Nr. 3, Juli 2002, S. 383–392.

Zusammenfassung
Verfahren zum Verringern der Störung bei einem Funksystem Gemäß der Erfindung ist ein Verfahren zum Verringern einer Störung in einem Funksystem vorgeschlagen, bei dem ein Benutzerendgerät (MS) mit zumindest zwei Antennen zum Empfangen zumindest zweier Signalströme (Strom 1, Strom 2) unter Verwendung einer Raum-Zeit-Verarbeitungstechnik ausgestattet ist, wobei die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen (BS1, BS2) empfangen werden, und wobei die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.

Claims

Verfahren zum Verringern einer Störung in einem Funksystem, bei dem ein Benutzerendgerät (MS) mit zumindest zwei Antennen zum Empfangen zumindest zweier Signalströme (Strom 1, Strom 2) unter Verwendung einer Raum-Zeit-Verarbeitungstechnik ausgestattet ist, die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen (BS1, BS2) empfangen werden, und die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem die zumindest zwei Basisstationen (BS1, BS2), die die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) senden, synchronisiert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die orthogonalen Sequenzen zu den Signalströmen (Strom 1, Strom 2) hinzugefügt werden.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das räumliche Multiplexieren für eine zwischen Zellen erfolgende Übergabe von einer ersten der mindestens zwei Basisstationen zu einer zweiten der zumindest zwei Basisstationen verwendet wird.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) unter Verwendung desselben zumindest einen Frequenzbandes gesendet werden.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die orthogonalen Sequenzen zumindest für eine Kanalschätzung an dem Computerendgerät (MS) verwendet werden.
Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die orthogonalen Sequenzen Pilotsymbole sind.
Endgerät eines Funksystems, das folgende Merkmale aufweist: zumindest zwei Antennen, und eine Einrichtung zum Empfangen zumindest zweier Signalströme (Strom 1, Strom 2) unter Verwendung eines räumlichen Multiplexierens, wobei die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen (BS1, BS2) empfangen werden, und wobei die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.
Empfänger für ein Endgerät eines Funksystems, der eine Einrichtung zum Verarbeiten zumindest zweier Signalströme (Strom 1, Strom 2) aufweist, die von zumindest zwei Sendeantennen zumindest zweier Basisstationen (BS1, BS2) empfangen werden, wobei die zumindest zwei Signalströme (Strom 1, Strom 2) anhand von orthogonalen Sequenzen unterschieden werden.
Empfänger gemäß Anspruch 9, bei dem das Verarbeiten über eine Anzahl von empfangenen Symbolen bewerkstelligt wird.