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Die Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf
eine Frequenzfehler- und Phasenfehlerkorrektur und/oder Detektion
für die
Verwendung in Einheiten oder Untereinheiten von Datenkommunikationssystemen
und im Besonderen für
die Verwendung in WLAN-(drahtloses lokales Netzwerk)-Receivern.
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In einem Kommunikationssystem ist
es wichtig, den Empfänger
auf den Sender zu synchronisieren, so dass Nachrichten erfolgreich
zwischen dem Sender und dem Empfänger
ausgetauscht werden können,
was von besonderer Wichtigkeit für
moderne Datenkommunikationssysteme wie z.B. drahtlose lokale Netzwerke
ist.
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Ein drahtloses lokales Netzwerk ist
ein flexibles Datenkommunikationssystem, das als eine Erweiterung
zu oder als Alternative für
ein verdrahtetes LAN implementiert ist. WLAN-Systeme übertragen und
empfangen Daten über
die Luft, wobei sie Funkfrequenz- oder Infrarottechnologien verwenden
um die Notwendigkeit für
verdrahtete Verbindungen zu minimieren. Daher kombinieren WLAN-Systeme Konnektivität mit Mobilität eines
Benutzers.
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Die meisten WLAN-Systeme benutzen Spreizspektrumtechnologie
(spread spectrum technology), eine Breitbandfunkfrequenztechnik,
die entwickelt wurde für
die Verwendung in zuverlässigen und
sicheren Kommunikationssystemen. Die Spreizspektrumtechnologie ist
entwickelt um einen Kompromiss zwischen Bandbreiteneffizienz und
Zuverlässigkeit,
Integrität
und Sicherheit zu schließen. Zwei
Typen von gespreizten Spektrumfunksystemen werden häufig verwendet:
Frequenz-Hüpf- und
direkte Sequenzsysteme.
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Der Standard, der drahtlose Netzwerke
definiert und regelt, die im 2,4 GHz-Spektrum arbeiten, ist der
IEEE 802.11-Standard. Um Übertragungen
mit höheren
Datenraten zu erlauben, wurde der Standard auf den Standard 802.11
b ausgeweitet, der Datenraten von 5,5 und 11 Mbps in dem 2,4 GHz-Spektrum
erlaubt. Diese Erweiterung ist rückwärts kompatibel.
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Die Standards für WLAN-Systeme, die direkte
Sequenzspreizungsspektrumtechniken verwenden, benutzen eine Trainingseinleitung,
um den Empfänger
auf den Sender einzustellen. Jede übertragene Datennachricht umfasst
eine anfängliche Trainingseinleitung,
die von einem Datenfeld gefolgt wird. Die Einleitung umfasst ein
Synchronisationsfeld, um sicherzustellen, dass der Empfänger die
notwendigen Vorgänge
für die
Synchronisation durchführen
kann. Für
die Einleitungslänge
sind zwei Möglichkeiten
definiert worden, nämliche
eine lange und eine kurze Einleitung. Alle 802.11 b entsprechenden Systemen
müssen
die lange Einleitung unterstützen. Die
Option für
die kurze Einleitung ist in dem Standard vorgesehen, um die Effizienz
des Netzwerkdurchsatzes zu verbessern, wenn spezielle Daten wie
Sprache oder Video übertragen
werden. Das Synchronisationsfeld einer Einleitung besteht aus 128
Bits für
eine lange Einleitung und aus 56 Bits für eine kurze Einleitung.
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Ein Empfänger detektiert die Synchronisationszeichen
und gleicht die interne Uhr des Empfängers an die Zeichen in dem
Synchronisationsfeld an, um einen festen Referenzzeitrahmen aufzustellen, mit
dem die Felder in der Übertragungsrahmenstruktur,
die der Einleitung folgt, interpretiert werden. Die Einleitung,
die das Synchronisationsfeld umfasst, wird am Anfang einer jeden
Nachricht (Datenpaket) übertragen.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines WLAN-Empfängers 100 des Standes
der Technik. Über
eine oder mehrere Antennen 110 empfängt der Empfänger einen
Datenstrom von einem WLAN-Sender und führt den Antennenausgang einer
Funkeingangseinheit 120 zu. In der Funkeingangseinheit werden
die empfangenen Datensignale vorverarbeitet und an die Synchronisationseinheit 130 übergeben.
Nach der Synchronisierung der empfangenen Datensignale werden die
synchronisierten Datensignale an die digitale Signalverarbeitungseinheit 140 für weitere
digitale Signalverarbeitung übergeben. Die Antennenauswahl
wird durch die Antennenvielfaltsteuereinheit oder die finite Zustandsmaschine durchgeführt.
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Ihr Zweck ist, am Anfang der Einleitung
zu messen, welche Antenne das stärkste
Signal liefert. Diese Antenne wird die Empfangsantenne für den Rahmen.
Nach der Auswahl der Antenne wird die Einleitung durch eine Einleitungsdetektionseinheit detektiert,
die den eingehenden Datenstrom nach einer Einleitung absucht, während der
Empfänger
in dem Empfangsmodus ist. Ihr Zweck ist es, eine Einleitung zu detektieren
und zu bestimmen, ob eine kurze oder eine lange Einleitung empfangen
wird. Sie wird ebenso die Grenzen zwischen aufeinanderfolgenden
Barker-Symbolen bestimmen, so dass die folgenden Verarbeitungsblöcke ihren
Verarbeitungszeitplan entsprechend einrichten können. Schließlich wird
eine anfängliche
Frequenzfehlerabschätzung geliefert,
die in dem Frequenzfehlerkorrekturmodul für eine anfängliche Frequenzfehlerkorrektur
benutzt wird. Darüber
hinaus führt
eine Synchronisationseinheit eine Phasenfehlerkorrektur für die übrigbleibende
Phasendrift nach der Frequenzfehlerkorrektur durch.
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In WLAN-Systemen genauso wie anderen Spreizspektrum-Kommunikationssystemen
erfährt das
Signal eine Vielzahl von Verzerrungen auf seinem Weg von dem Sender
zu dem Empfänger,
die in Frequenz- und Phasenänderungen
des Signals resultieren. Darüber
hinaus kann ein Frequenz- oder Phasenfehler von einem Frequenz-
oder Phasenoffset des Funkfrequenzoszillators bei dem Sender oder
dem Empfänger
herrühren.
Des Weiteren können
die Oszillatoren wegen Herstellungsmängel, unterschiedlichen Temperaturen,
usw., die in einer Frequenzdrift weg von dem Basisbandsignal resultiert, unterschiedliche
Frequenzen liefern. Deshalb führt die
Synchronisationseinheit eine Frequenzfehlerkorrektur und eine Phasenfehlerkorrektur
durch.
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Konventionelle Frequenzfehlerkorrekturmodule
in Empfängern
haben immer noch eine Anzahl von Nachteilen. Ein Problem ist, dass
Frequenzfehlerkorrekturmodule notwendigerweise eine zeitraubende
Anzahl von iterierten Schritten durchführen müssen, um Frequenzsynchronisation
zu erreichen.
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Ein Frequenzoffsetkorrektor der ersten
Stufe bewirkt im Wesentlichen nur Verlaufkompensation (course compensation).
Nichtsdestotrotz bleibt ein restlicher Frequenzoffset. Eine Frequenzoffsetverzerrung
kann als eine sich konstant ändernde
Phasendrift dargestellt werden, die in einer komplexen Ebene mit
dem Frequenzoftset rotiert. Diese Phasendrift verursacht einen konstanten
Phasenschätzungsfehler
in der Phasenfehlerkorrektur. Dieser Fehler hängt in gleicher Weise von dem
Frequenzoffsetwert und der Gruppenverzögerung eines Phasenfehlerkorrektur-Tiefpassfilters ab.
Dies resultiert in einer Verschlechterung der Leistungsfähigkeit.
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Handelsübliche Phasenfehlerkorrektoren sind
entwickelt, um einen statischen oder langsam variierenden Phasenoffset
zu kompensieren. Um stabil gegen Rauschen und Verzerrungen zu sein,
müssen
sie immer über
eine gewisse Anzahl von Phasenschätzungen mitteln, um die Variationen
herauszufiltern. Dieses Tiefpassfilter verwendet eine systemspezifische
Verzögerung
der gemittelten Phasenschätzungen
gegen das aktuell eingehende Signal, das phasenkorrigiert werden
soll. Wenn die Phasenvariationen langsam genug sind, stört dieser
Effekt nicht, aber für
schnellere Phasenvariationen bleibt ein restlicher Phasenoffset
auch nach der Korrektur. In einem folgenden kohärenten Entschlüsselungs-/Demodulierungsteil
von einem Empfänger verursacht
dieser restliche Offset eine Verschlechterung des Leistungsgrades.
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Obwohl verschiedene Schaltkreise
und Methoden im Stand der Technik bekannt sind, um die Akquisitionszeit
von phasengesperrten Schleifen (phase locked loops) zu beschleunigen
und Frequenzoffsets zu reduzieren, sind sie oft unzureichend gewesen
für die
Kompensation des restlichen Frequenzfehlers und des aktuellen Phasenoffsets.
Darüber
hinaus können
die herkömmlichen
Techniken oft keine schnelle Konvergenz und keinen starken Rauschwiderstand
liefern.
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Wegen des weiteren Bereichs von verschiedenen
Aufgaben sind Synchronisationsschaltkreise in den existierenden
WLAN-Empfängern
sehr komplex. Da die digitalen Signalverarbeitungsfunktionen eine
Vielzahl von funktionalen Einheiten benötigen, sind die Schaltkreis
hoch kompliziert. Daher sind die Kosten für die Schaltkreisentwicklung
und die Herstellung hoch.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Ein verbesserter Empfänger, integrierter Schaltkreischip
und eine Betriebsmethode werden vorgestellt, die eine einfache und
weniger komplexe Implementierung erlauben können und Korrekturgenauigkeit,
Zuverlässigkeit
und Genauigkeit für
eine Frequenzfehler- und Phasenfehlerkorrektur und/oder -detektion
verbessern für
den Gebrauch in Einheiten oder Untereinheiten von Datenkommunikationssystemen.
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In einer Ausführungsform ist ein WLAN (drahtloses
lokales Netzwerk) Empfänger
mit einer Synchronisationseinheit vorgesehen. Die Synchronisationseinheit
umfasst eine Frequenzfehlerkorrektureinheit, konfiguriert um einen
Frequenzfehlerkorrekturvorgang durchzuführen, und eine Phasenfehlerkorrektureinheit,
konfiguriert um ein Phasenfehlerkorrekturvorgang durchzuführen. Darüber hinaus umfasst
die Synchronisationseinheit einen Filterschaltkreis, der geeignet
ist, eine von mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen
zu verwenden, wobei eine erste von den mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen eine Frequenzfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den Gebrauch
in dem Frequenzfehlerkorrekturvorgang ist und eine zweite von den
mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den
Gebrauch in dem Phasenfehlerkorrekturvorgang ist. Zusätzlich umfasst
die Synchronisationseinheit eine Steuereinheit verbunden mit dem
Filterschaltkreis um eine der mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen auszuwählen.
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In einer weiteren Ausführungsform
ist ein WLAN (drahtloses lokales Netzwerk) Empfänger mit einer Synchronisationseinheit
vorgesehen. Die Synchronisationseinheit umfasst eine Frequenzfehlerkorrektureinheit,
konfiguriert um ein Frequenzfehlerkorrekturvorgang durchzuführen, eine
Phasenfehlerkorrektureinheit um einen Phasenfehlerkorrekturvorgang
durchzuführen,
einen Winkeldecoderschaltkreis, konfiguriert um einen Winkeldecodervorgang
in einem von mindestens zwei Moden durchzuführen, wobei ein erster von
den mindestens zwei Moden ein Frequenzfehlerkorrekturmodus für den Gebrauch des
Winkeldecoderschaltkreises in dem Frequenzfehlerkorrekturvorgang
ist und ein zweiter der mindestens zwei Moden ein Phasenfehlerkorrekturmodus
für den
Gebrauch des Winkeldecoderschaltkreises in dem Phasenfehlerkorrekturvorgang
ist, und einer Steuereinheit, verbunden mit dem Winkeldecoderschaltkreis,
um einen der mindestens zwei Moden auszuwählen.
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In noch einer weiteren Ausführungsform
ist ein Datenkommunikationsempfänger
mit einer Synchronisationseinheit vorgesehen. Die Synchronisationseinheit
umfasst eine Frequenzfehlerkorrektureinheit, konfiguriert um einen
Frequenzfehlerkorrekturvorgang durchzuführen, und eine Phasenfehlerkorrektureinheit,
konfiguriert um einen Phasenfehlerkorrekturvorgang durchzuführen. Darüber hinaus
umfasst die Synchronisationseinheit einen Filterschaltkreis, der
geeignet ist, einen von mindestens zwei verschiedenen Filtertransfertunktionen
zu verwenden, wobei eine erste der mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen eine Frequenzfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den
Gebrauch in dem Frequenzfehlerkorrekturvorgang ist und eine zweite
der mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine
Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion für den Gebrauch in dem Phasenfehlerkorrekturvorgang
ist. Zusätzlich
umfasst die Synchronisationseinheit eine Steuereinheit, verbunden mit
dem Filterschaltkreis um eine der mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen auszuwählen.
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In noch einer weiteren Ausführungsform
ist ein integrierter Schaltkreischip für den Gebrauch in einem Datenkommunikationsempfänger vorgesehen,
wobei der Chip eine Synchronisationseinheit umfasst. Die Synchronisationseinheit
umfasst eine Frequenzfehlerkorrektureinheit, konfiguriert um einen
Frequenzfehlerkorrekturvorgang durchzuführen, und eine Phasenfehlerkorrektureinheit,
konfiguriert um einen Phasenfehlerkorrekturvorgang durchzuführen. Darüber hinaus
umfasst die Synchronisationseinheit einen Filterschaltkreis, der
geeignet ist, eine von mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen
zu verwenden, wobei eine erste der mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen eine Frequenzfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion für den Gebrauch
in dem Frequenzfehlerkorrekturvorgang ist und eine zweite der mindestens
zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den
Gebrauch in dem Phasenfehlerkorrekturvorgang ist. Zusätzlich umfasst
die Synchronisationseinheit eine Steuereinheit, verbunden mit dem
Filterschaltkreis um eine der mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen
auszuwählen.
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In einer anderen Ausführungsform
ist ein Verfahren des Betreibens einer Synchronisationseinheit in
einem Datenkommunikationsempfänger
vorgesehen. Das Verfahren umfasst das Durchführen eines Frequenzfehlerkorrekturvorgangs
für das Korrigieren
von Frequenzfehlern und das Durchführen eines Phasenfehlerkorrekturvorgangs
für das
Korrigieren von Phasenfehlern. Darüber hinaus umfasst das Verfahren
das Durchführen
eines Filtervorgangs umfassend das Verwenden einer von mindestens
zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen, wobei eine erste der
mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine Frequenzfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den
Gebrauch in dem Frequenzfehlerkorrekturvorgang ist und eine zweite
der mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine
Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion für den Gebrauch in dem Phasenfehlerkorrekturvorgang ist.
Zusätzlich
umfasst das Verfahren das Durchführen
eines Steuervorgangs in dem Filtervorgang umfassend das Auswählen einer
der mindestens zwei verschiedenen Filtertransfervorgängen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die beiliegenden Zeichnungen sind
eingearbeitet und bilden einen Teil der Beschreibung zu dem Zweck
des Erklärens
der Grundlagen der Erfindung. Die Zeichnungen sollen nicht ausgelegt
werden, als ob sie die Erfindung begrenzen auf die erklärten und beschriebenen
Beispiele, wie die Erfindung gemacht ist und benutzt wird. Weitere
Merkmale und Vorteile werden sichtbar von der folgenden und ausführlicheren
Beschreibung der Erfindung wie sie in den beiliegenden Zeichnungen
veranschaulicht ist, wobei:
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1 ein
Blockdiagramm zeigt, das einen handelsüblichen WLAN-Empfänger erläutert;
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2 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Komponenten eines WLAN-Empfängers entsprechend
einer Ausführungsform
erläutert;
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3 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Komponenten der FPEC-Einheit eines
WLAN-Empfängers
entsprechend einer Ausführungsform
erläutert;
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4 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Komponenten der FEC-Einheit einer FPEC-Einheit entsprechend
einer Ausführungsform
erläutert;
-
5 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Komponenten der PEC-Einheit einer FPEC-Einheit entsprechend
einer Ausführungsform
erläutert;
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6 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Frequenzfehlerkorrektur-Transferfunktion
entsprechend einer Ausführungsform
erläutert;
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7 ein
Blockdiagramm zeigt, das die Phasenfehlerkorrektur-Transferfunktion
entsprechend einer Ausführungsform
erläutert;
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8 ein
schematisches Diagramm zeigt, das das Schleifenfilter von 6 und 7 entsprechend einer Ausführungsform
erläutert;
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9 ein
Flussdiagramm zeigt, das den Schleifenfilterbetriebsvorgang entsprechend
einer Ausführungsform
erläutert;
und
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10 ein
Flussdiagramm zeigt, das den Winkeldecoderbetriebsvorgang entsprechend
einer Ausführungsform
erläutert.
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Die erläuternden Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die Zeichnungen
beschrieben werden, wobei gleiche Elemente und Strukturen mit den
gleichen Referenznummern bezeichnet werden.
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Nun bezugnehmend auf die Zeichnungen und
im Besonderen auf 2,
die die Komponenten eines WLAN-Empfängers entsprechend der vorliegenden
Ausführungsform
veranschaulicht. Der Empfänger
hat einen Funkfrequenzteil und einen Basisbandteil 200,
der mit dem Funkfrequenzteil verbunden ist. Der Radiofrequenzteil
ist ein analoger Schaltkreis, der analoge Signale empfängt und
ein digitalisiertes Abbild davon an den Basisbandteil 200 liefert. Zu
diesem Zweck umfasst der Funkfrequenzteil einen Analog-Digital-Wandler
(ADC).
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Darüber hinaus führt der
Funkfrequenzteil eine automatische Verstärkungssteuerung (AGC) durch,
um den Verstärkungsbetrag
abhängig
von einer empfangenen Signalenergie oder -stärke zu steuern. Die AGC-Einheit
befindet sich in dem analogen Funkfrequenzteil und tauscht. Steuersignale
mit dem digitalen Schaltkreis und dem Basisbandteil 200 aus.
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Der Basisbandteil 200 des
WLAN-Empfängers
der vorliegenden Ausführungsform,
gezeigt in 2, hat eine
Anzahl von Einheiten, die miteinander verbunden sind, um einen Datenpfad
zu formen. Das heißt,
dass der Basisbandteil 200 digitalisierte Eingangssignale
von dem Funkfrequenzteil empfängt
und Ausgabedaten erzeugt, die zu filtern, zu demodulieren, zu decodieren
und zu entwürfeln
(descrambled) für
die weitere Verarbeitung sind.
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Wenn das digitalisierte Eingangssignal
in dem Basisbandteil 200 empfangen wird, wird eine Energienormalisierung
(power normalization, PNO) in Einheit 205 durchgeführt, die
die Energie des Eingangssignals normalisiert. Die Energienormalisierung
kann unter der Steuerung einer Antennenvielfältigkeitseinheit (DIV) 240 durchgeführt werden,
die die Antennenvielfältigkeit
kontrolliert und die mit der automatischen Verstärkungssteuerung des Funkfrequenzteils
verbunden ist. Um die Vielfältigkeitsauswahl
durchzuführen,
empfängt
Einheit 240 das normalisierte Signal von Einheit 205.
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Die Antennenvielfältigkeitseinheit 240 kann weiterhin
ein Steuersignal an die Einleitungsdetektionseinheit (PDT) 215 liefern.
Die Einleitungsdetektionseinheit 215 empfängt das
normalisierte Signal von Einheit 205 und detektiert eine
Einleitung in dem Signal.
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Wie aus 2 gesehen werden kann, liefert die Einleitungsdetektionseinheit 215 Ausgabesignale an
eine Zeiteinstellungsfehlerkorrektureinheit (TEC) 210 und
eine Frequenz- und Phasenfehlerkorrektureinheit (FPEC) 220 und
die FPEC-Einheit 220 liefert Ausgabesignale an eine nichtkohärente Detektionseinheit 225.
Die FPEC-Einheit wird benutzt um Zeiteinstellungsfehler und Frequenz-Phasenfehler
jeweils zu detektieren und korrigieren. In der vorliegenden Ausführungsform
ist die FPEC-Einheit eine einzelne Einheit, jedoch umfasst sie zwei
funktionale Einheiten, die Frequenzfehlerkorrektureinheit und die Phasenfehlerkorrektureinheit,
die spezifische Schaltkreise gemeinsam benutzen. Die Frequenzsteuerung/-detektion
und die Phasensteuerung/-detektion werden in zwei getrennten Stufen
durchgeführt
und die Phasenfehlerkorrektur wird ausgeführt basierend auf einem Signal,
das vorhergehend in Bezug auf einen Frequenzfehler korrigiert worden
ist.
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In einer Alternative zu der vorliegenden
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung liefert die FPEC-Einheit 220 auch
eine sequentielle Detektion des Frequenzfehlers und des Phasenfehlers
und eine parallele, nachherige Verarbeitung für die Korrektur der Frequenzfehler
und der Phasenfehler.
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Wie oben erwähnt empfängt die Einleitungsdetektionseinheit 215 das
normalisierte Eingangssignal von der Energienormalisationseinheit 205.
Zusätzlich
empfängt
es eine Eingabe von dem Feed-Forward-Filter (DFE-F) 250 eines
Decision-Feedback-Equaliziers 245.
Das Feed-Forward-Filter 250 empfängt das Ausgabesignal der Zeiteinstellungsfehlerkorrektureinheit 210 und
filtert das Signal unter der Steuerung des Decision-Feedback-Equalizationcontroller
(DEFE-C) 255. Ein gefiltertes Signal wird der Einleitungsdetektionseinheit 215 zugeführt.
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Wie weiterhin von 2 gesehen werden kann, kann der Decision-Feedback-Equalization-Controller 255 abhängig von
bestimmten Eingangssignalen arbeiten, die von der Frequenzfehlerkorrektureinheit 220 und/oder
der nichtkohärenten Detektionseinheit
(NCD) 225 empfangen werden. Die nichtkohärente Detektionseinheit 225 filtert
und demoduliert ein Signal, das von der FPEC-Einheit 220 empfangen
wird, um eine demodulierte binäre Referenzsequenz
zu erhalten. Diese binäre
Referenzsequenz wird dem Decision-Feedback-Equalizationcontrollers 255 für eine gemeinsame
Verarbeitung mit den Datensignalen, die von der FPEC-Einheit 220 kommen,
zugeführt.
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Wie aus der Zeichnung ersichtlich
liefert die Phasenfehlerkorrektureinheit 235 des Weiteren
ein Eingangssignal zu dem Rückkopplungssignal 260 des
Decision-Feedback-Equalizer 245.
Das Feedback-Filter 260 filtert diese Daten um Ausgabedaten zu
liefern und der Decision-Feedback-Equalization-Controller 225 kontrolliert
ihn. Des Weiteren kann das Feedback-Filter 260 ein Signal
empfangen, das die Datenrate anzeigt.
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Darüber hinaus ist eine Paketstartdetektionseinheit
(PST) 230 vorgesehen, die den Start-von-einem-Rahmen-Begrenzer-Anteil
(start of frame delimiter, SFD) in dem empfangenen Datensignal detektiert,
um ein Paketstartsteuersignal zu generieren. Zu diesem Zweck empfängt die
Paketstartdetektionseinheit 230 eine Eingabe von der nichtkohärenten Detektionseinheit 225.
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Wie aus der vorangegangenen Beschreibung
der vorliegenden Ausführungsform
ersichtlich, umfasst der Empfänger
eine Anzahl von Einheiten, die einen Datenpfad formen. Jede Einheit
existiert, um eine vorgegebene Funktion in dem Synchronisationsvorgang
(Angleichung und Auffinden) durchzuführen. Da jede Funktion der
individuellen Einheiten nur in einer gegebenen Zeitperiode benötigt wird, werden
die Einheiten in der vorliegenden Ausführungsform in einer vorbestimmten
Reihenfolge aktiviert. Wenn die Funktion einer gegebenen Einheit nicht
mehr länger
benötigt
wird, kann die Einheit deaktiviert werden.
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3 zeigt
ein Blockdiagramm, das die Komponenten der FPEC-Einheit 220 der
vorliegenden Ausführungsform
erläutert.
Die Frequenzfehlerkorrektureinheit (FEC) und die Phasenfehlerkorrektureinheit
(PEC) sind in der FPEC-Einheit integriert, da beide Einheiten spezifische
Schaltkreise gemeinsam verwenden. 3 gibt
einen schematischen Überblick
wie beide funktionale Einheiten in der FPEC-Einheit 220 kombiniert
sind.
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Im Besonderen verwenden beide Einheiten gemeinsam
einen Winkeldecoderschaltkreis und einen Filterschaltkreis, der
in der vorliegenden Ausführungsform
ein Schleifenfilterschaltkreis ist. Die Eingangssignale entweder
für den
FEC-Vorgang oder den PEC-Vorgang werden zu dem Winkeldecoderschaltkreis 320 weitergeleitet,
der eine Modulation entfernt, die durch Unklarheit von dem vorhandenen Modulationstyp
verursacht wird (differential binary phase shift keying oder differential
quadrature phase shift keying). Für den FEC-Vorgang und den PEC-Vorgang
stellt die Winkeldecodereinheit für jeden mindestens einen Betriebsmodus
zur Verfügung. Die
Ausgabe der Winkeldecodereinheit ist eine Schätzung für die Phasenabweichung und
diese Ausgabe wird an den Schleifenfilter-Schaltkreis 310 weitergeleitet.
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In der vorliegenden Ausführungsform
liefert der Schleifenfilter-Schaltkreis 310 mindestens
zwei verschiedene Filtertransferfunktionen, wobei eine erste der
mindestens zwei verschiedenen Filtertransferfunktionen eine Frequenzfehlerkorrektur- Filtertransferfunktion
für eine
Verwendung in dem FEC-Vorgang, und eine zweite der mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen ist eine Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für die
Verwendung in dem PEC-Vorgang. Die Ausgabe des Schleifenfilter-Schaltkreis 310 wird
weitergeleitet an den numerischen Steuerungsoszillatorschaltkreis 340,
wenn der FEC-Vorgang den Schleifenfilter-Schaltkreis betreibt. Wenn der Schleifenfilter-Schaltkreis 310 von
dem PEC-Vorgang betrieben wird, wird die Ausgabe des Schleifenfilter-Schaltkreises
an das Phase-zu-Operator-Modul
(phase to phasor module) 350 weitergeleitet. Hierfür stellt
der Schleifenfilter-Schaltkreis zwei verschiedene Ausgabekanäle zur Verfügung.
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Alternativ liefert der Schleifenfilter-Schaltkreis
nur einen Ausgabekanal und das Ausgabesignal des Schleifenfilter-Schaltkreises
wird an den NCO-Schaltkreis und das Phase-zu-Operator-Modul über einen
Multiplexer weitergeleitet, der von einer Steuereinheit gesteuert
wird.
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Der numerische Steueroszillator (NCO)
wandelt die Phasedrift pro Abtastung (sample) in einen komplexen
Zeiger mit einer Amplitude des Werts 1, der mit einer geeigneten
Frequenz rotiert. Dieses Signal wird an den FEC-Mischschaltkreis 360 übergeben,
der das eingehende Signal mit dem konjugierten Wert multipliziert,
um den Frequenzoffset zu kompensieren und so die FEC-Schleife zu
schließen.
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In dem Phase-zu-Operator-Modul 350 werden
die Ergebnisse des Schleifenfiltervorgangs ebenso in einen komplexen
Zeiger mit der Größe 1 umgewandelt.
Daher ist das Phase-zu-Operator-Modul 350 dem NCO-Schaltkreis 340 ähnlich,
jedoch umfasst der NCO-Schaltkreis zusätzlich einen Integrator für das Integrieren
der Phasenwerte. Die Ergebnisse des Phase-zu-Operator-Moduls 350 werden
an den PEC-Mischschaltkreis 370 weitergeleitet. Der PEC-Mischschaltkreis
multipliziert die eingehenden Stücke
(Chips) von dem Feed-Forward-Filter (DFE-F) 250 mit dem
konjugierten Wert der Ergebnisse des Phase-zu-Operator-Moduls, so
dass die PEC-Schleife geschlossen ist und Kohärenz erreicht wird.
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Eine Steuereinheit 330 oder
eine finite Zustandsmaschine steuert den Winkeldecoderschaltkreis 320,
den Schleifenfilter-Schaltkreis 310, das Phase-zu-Operator-Modul 350,
den NCO-Schaltkreis 340, den FEC-Mischschaltkreis 360 und
den PEC-Mischschaltkreis 370. Darüber hinaus stellt die Steuereinheit 330 Eingangskanäle und Ausgangskanäle zur Verfügung um
weitere Kontrollsignale an andere Steuereinheiten oder finite Zustandsmaschinen innerhalb
der Synchronisationseinheit zu senden oder davon zu empfangen.
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Wie oben erwähnt benutzen der FEC-Vorgang
und der PEC-Vorgang gemeinsam nacheinander den Winkeldecoderschaltkreis
und die Schleifenfilter-Schaltkreis. Die Steuereinheit 330 wählt den spezifischen
Modus zusammen mit spezifischen Funktionen in diesen zwei Schaltkreisen
abhängig davon,
ob diese Schaltkreise in dem FEC-Vorgang oder dem PEC-Vorgang betrieben
werden. Das heißt,
dass die Steuereinheit 330 einen der mindestens zwei Moden
der Winkeldecodereinheit und eine der mindestens zwei verschiedenen
Filtertransferfunktionen in Abhängigkeit
des durchzuführenden Fehlerkorrekturvorgangs
auswählt.
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Alternativ stellen die Schaltkreise
in der FPEC-Einheit 220 weitere Eingabe- und/oder Ausgabekanäle zur Verfügung für zusätzliche
Synchronisations- oder Uhrsignale, Reset- oder Modusauswahlsignale. Folglich
werden Uhr- und Reset-Signale an den Schleifenfilter-Schaltkreis,
den NCO-Schaltkreis, das Phase-zu-Operator-Modul, den FEC-Misch-schaltkreis,
den PEC-Mischschaltkreis und den Winkeldecoderschaltkreis geliefert.
Darüber hinaus
empfangen diese Module Aktivierungssignale von der finiten Zustandsmaschine 330 entweder
für den
FEC-Modus oder den PEC-Modus oder beide. Darüber hinaus stellen der Winkeldecoderschaltkreis,
der FEC-Mischschaltkreis und der PEC-Mischschaltkreis alternativ
verschiedene Eingabe- und Ausgabekanäle für den Real- und Imaginärteil der Eingangs-
und Ausgabesignale bereit.
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Alternativ stellt der Schleifenfilter-Schaltkreis Eingabekanäle für Steuersignale
zur Verfügung
um verschiedene Schleifenfilter-Transferfunktionen auszuwählen, falls
der Schleifenfilter-Schaltkreis mit mehr als einer Schleifenfilter-Transferfunktion
für den FEC-Modus
und den PEC-Modus ausgestattet ist.
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In einer weiteren Alternative des NCO-Schaltkreises
und des FEC-Mischschaltkreises ist das Ausgabesignal des NCO-Schaltkreises
in einen Sinus- und einen Cosinus-Teil getrennt und zu dem FEC-Mischschaltkreis
weitergeleitet. Ähnlich werden
die Ausgabeergebnisse des Phase-zu-Operator-Moduls alternativ an
den PEC-Mischschaltkreis weitergeleitet.
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4 zeigt
ein Blockdiagramm, das die Komponenten der FEC-Einheit 400 der
FPEC-Einheit 220 entsprechend
der vorliegenden Ausführungsform
detaillierter darstellt. In dem FEC-Modus ist die FPEC-Einheit 220 so
konfiguriert, dass der FEC-Mischer 360 auf dem 22 MHz-Datenpfad
hinter der Zeiteinstellungsfehlerkorrektureinheit 210 und vor
dem Forward-Filter des Decision-Feedback-Equalizer-Controllers 255 bzw.
einem Kanal angepassten (chanel matched) Filter angeordnet ist. Die
FEC-Schleife umfasst des Weiteren einen Barker-Matched-Filterschaltkreis 410,
um einen Barker-Spreizcode zu korrelieren, und einen differentiellen
Demodulator 440, der in der vorliegenden Ausführungsform
auf die Eingangssignale eine Funktion proportional zu x(k)·conj(x(k–1))) anwendet.
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Um diese FEC-Schleife zu formen ist
die Zeiteinstellungsfehlerkorrektureinheit 210 mit dem FEC-Mischer 360 verbunden,
um die Signale weiterzuleiten. Darüber hinaus ist der FEC-Mischer
mit dem Forward-Filter des Decision-Feedback-Equalization-Controllers 225 bzw.
dem allgemein angepassten Filter und mit dem Barker-Matched-Filter verbunden.
Entsprechend ist der Barker-matched-Filterschaltkreis mit dem Demodulator
und der Demodulator mit dem Winkeldecoder 320 verbunden.
So ist die FEC-Schleife geschlossen und kann die Frequenzfehlerkorrekturprozedur
in dieser Rückkopplungsschleife
wiederholt durchgeführt
werden.
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Darüber hinaus liefert d er Winkeldecoderschaltkreis
und der Schleifenfilter-Schaltkreis Eingangskanäle für zusätzliche Kontrollsignale von
der Steuereinheit, wie z.B. Start- und Stopp-Steuersignale für das Starten
und Stoppen des Winkeldecodervorgangs bzw. des Schleifenfiltervorgangs.
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Im Detail kompensiert, wie bereits
oben ausgeführt,
der FEC-Vorgang einen Frequenzoffset, der durch Oszillatorabweichungen
verursacht wird. Es Teil des inneren Empfänger-Synchronisationsvorgangs
während
einer Einleitungs- oder Kopfstückperiode.
Da die innere Empfänger-Kanalabschätzung und
Ausgleichsmodule auf Frequenzoffset kompensierte Datenpfadsignale
aufbauen, wurde eine Rückkopplungsstruktur
gewählt,
um einen schnellen und genauen, iterativen Erwerb und Korrektur
des Frequenzoffsets zu liefern. Die zeichenbasierende Technik, die
Barker-Entspreizung
verwendet, garantiert Beständigkeit
gegen Rauschen und andere Verzerrungen.
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Der Barker-Matched-Filterschaltkreis 410 und
der Demodulator 420, der ein differentieller Demodulator
ist, übergeben
einen komplexen DBPSK- oder DQPSKmodulierten Operator bei einer
Rate von 1 MHz an den Winkeldecoderschaltkreis 320, der
ein Wert für
die aktuelle Phasentrift pro Barker-Zeichendauer ist, moduliert
mit der Einleitung bzw. den Kopfteildaten.
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De Winkeldecoderschaltkreis entfernt
die Modulation, die durch Unsicherheiten entstanden ist, von dem
Rückkopplungssignal
entsprechend dem vorliegenden Modulationstyp (DBPSK, DQPSK) und berechnet
das Argument des komplexen Signals unter Benutzung einer erster
Ordnung-arctan-Näherung
und Sättigung.
Die Ausgabe des Winkeldecoderschaltkreises ist eine Phasenabschätzung proportional
zu dem aktuell übrigbleibenden
Frequenzoffset. Diese Ausgabe wird weitergeleitet an den Schleifenfilter-Schaltkreis 310.
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Der Schleifenfilter-Schaltkreis besteht
aus einem 1.-Ordnung-Tiefpassfilter und einem Akkumulator, die durch
die Steuereinheit 330 in dem FEC-Vorgang aktiviert wird.
Der Schleifenfilter-Schaltkreis stellt eine FEC-Filtertransferfunktion ein,
die schnellen und stabilen Frequenzoffseterwerb mit hoher Genauigkeit
garantiert, um den übriggebliebenen
Frequenzoffset zu minimieren. Die Ausgabe des Schleifenfilter-Schaltkreises ist
eine Filterschätzung
für den
absoluten Frequenzoffset pro Abtastung, das an den NCO-Schaltkreis 340 übergeben wird.
Der NCO-Schaltkreis wandelt die Phasendrift pro Abtastung in einen
komplexen Zeiger mit Amplitude 1, der mit geeigneter Frequenz
rotiert. Der NCO-Schaltkreis gibt die Ergebnisse des Umwandlungsvorgangs
an den FEC-Mischer 360 aus, der die eingehenden Signale
mit dem konjugierten Wert multipliziert, um den Frequenzoffset zu
kompensieren und so die FEC-Schleife zu schließen.
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In einer Alternative der vorliegenden
Ausführungsform
sind der Barker-Matched-Filterschaltkreis 410 und
der differentielle Demodulator 420 ein Teil der nichtkohärenten Detektionseinheit 225 und
werden gemeinsam mit dieser Einheit benutzt.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm, das die Komponenten der PEC-Einheit 500 der
FPEC-Einheit 220 detaillierter
veranschaulicht, entsprechend der vorliegenden Ausführungsform.
Wie oben beschrieben bewahrt der PEC-Vorgang Kohärenz für den Signaldatenpfad. Das
bedeutet, dass die nach dem FEC-Vorgang verbleibende Phasendrift
kompensiert wird und das Signal-Konstellationsdiagramm verfolgt
und justiert worden ist, um es einer Schlitz- bzw. Quadratkonstellation
anzupassen, wie benötigt. Ähnlich zu
der FEC-Einheit wird eine zeichenbasierte Rückkopplungsschleife für den PEC-Vorgang
benutzt.
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Hierfür empfängt der PEC-Mischer 370 die Ausgabesignale
der FEC-Einheit und ist mit der Decision-Feedback-Equalizer-Einheit 260 verbunden, die
die empfangenen Signale an einen komplementären Codeschlüssel-(CCK)-Decoderschaltkreis 510 bzw.
einem Barker-Matched-Filterschaltkreis 520 weiterleitet,
je nachdem ob die Zeichenrate der empfangenen Signale 1,375 MHz
oder 1 MHz ist. Entsprechend der Zeichenrate der empfangenen Signale
wird ein Binary-Phase-Shift-Keying- (BPSK) oder Quadraturephase-Shift-Keying-modulierter
(QPSK), komplexer Operator an den Winkeldecoderschaltkreis 320 mittels
eines Rückkopplungsmultiplexers 350 weitergeleitet,
der ebenso durch die Steuereinheit 330 gesteuert wird und
der die Eingangskanäle des
Rückkopplungsmultiplexers
entsprechend auswählt,
je nach dem, ob die Zeichenrate 1,375 MHz oder 1 MHz ist.
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In dem von der Steuereinheit 330 selektierten
PEC-Modus erhält
dieser Winkeldecoderschaltkreis eine Schätzung für die Phasenabweichung relativ
zu dem aktuellen Konstellationsdiagramm und leitet dessen Argument
an den Schleifenfilter-Schaltkreis 310 weiter.
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Für
den PEC-Vorgang wählt
die Steuereinheit 330 die PEC-Filtertransferfunktion in
dem Schleifenfilter-Schaltkreis 310. Diese Filtertransferfunktion mittelt
eine Phasenoffsetschätzung
für eine
weitere Rauschunterdrückung
und kompensiert die restlichen Phasenoffsets. Die Ergebnisse dieses
Schleifenfiltervorgangs sind eine verlässlichere Schätzung für den aktuellen
Phasenoffset pro Abtastung. Dieses Ergebnis wird an das Phase-zu-Operator-Modul 350 weitergeleitet,
das die weitergeleiteten Signale in einen komplexen Operator mittels
des Phase-zu-Operator- Moduls
umwandelt, das ähnlich
zu den NCO-Schaltkreis ist, der in der oben erwähnten FEC-Einheit verwendet
wird. Das Phase-zu-Operator-Modul 350 führt das umgewandelte Signal
zurück zu
dem PEC-Mischer 370, wodurch die PEC-Schleife geschlossen
wird.
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In einer Modifikation der vorliegenden
Ausführungsform
werden der CCK-Decoderschaltkreis 510, der Barker-Matched-Filterschaltkreis 520 und der
Rückkopplungsmultiplexer 350 der
PEC-Einheit 500 von einer anderen funktionalen Einheit
der Synchronisationseinheit 130 gemeinsam benutzt.
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6 zeigt
ein Blockdiagramm, das die Frequenzfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
entsprechend der vorliegenden Ausführungsform erläutert. Wie
oben erwähnt,
wählt die
Steuereinheit 330 diese Filtertransferfunktion, wenn die
FPEC-Einheit in dem Frequenzfehlerkorrekturmodus betrieben wird.
Da der Schleifenfilter-Schaltkreis 310 gemeinsam von dem
FEC-Vorgang und dem PEC-Vorgang benutzt wird, sieht der Schleifenfilter-Schaltkreis mindestens zwei
verschiedene Filtertransferfunktionen vor.
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Im Detail veranschaulicht 6 ein Systemmodell für die allgemeine
FEC-Schleife. Das Eingangssignal wird einer Schleifendämpfungseinheit 650 mit
einer Schleifenfilterkonstante LFC1 zugeführt. Die
Ausgabe der Schleifendämpfungseinheit 650 wird
einer Schleifendämpfungseinheit 630 mit
einer Schleifenfilterkonstante LFC2 und
einer Verzögerungseinheit 640 zugeführt und
mittels eines Addierers zu der Ausgabe der Schleifendämpfungseinheit 650 addiert.
Dieses Ergebnis wird an einen Schleifenintegrator, der durch einen
Addieren und eine Verzögerungseinheit 620 geformt
wird, weitergeleitet. Die Ausgabe des Schleifenintegrators wird
verzögert durch
die Verzögerungseinheit 610 und
zu dem Eingangssignal zurückgeführt.
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Eigentlich ist diese Schleife ein
Hochpassfilter, der den konstanten Frequenzoffset eines Eingangssignals
aufhebt. In der vorliegenden Ausführungsform sind LFC1 und LFC2 einstellbare
Schleifenfilterkonstanten.
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Die Transferfunktion entsprechend
der dargestellten FEC-Schleifentransferfunktion kann beschrieben
werden als:
wobei α
ω(z)
die FEC-Transferfunktion für
den Schleifenfilter-Schaltkreis
310 ist. In der vorliegenden
Ausführungsform
liefert der Schleifenfilter-Schaltkreis eine 1.-Ordnung-Tiefpassfilterfunktion
mit unendlicher Impulsantwort (infinite impulse response (IIR) 1
st order low pass filter function) und alternativ
eine zweiter Ordnung Tiefpassfilterfunktion, beschrieben als:
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Die FEC-Schleifenfilter-Transferfunktion
ist konstruiert, um bei einer Abtastrate von 1 MHz zu arbeiten,
die äquivalent
zur Barker-Zeichenrate ist. So ist die Ausgabe des Schleifenfilterschaltkreises
eine gefilterte Abschätzung
der Phasendrift pro Barkerzeichen. Da der FEC-Mischschaltkreis 360 direkt
in dem 22 MHz-Signaldatenpfad arbeitet, muss die Ausgabe des Schleifenfilter-Schaltkreises
durch 22 geteilt werden, um den NCO-Schaltkreis die geeignete Phasendrift
pro Abtastung zu liefern.
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7 zeigt
ein Blockdiagramm, das die Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
entsprechend der vorliegenden Ausführungsform erläutert. Ähnlich zu 6 wird ein Systemmodell
für die
allgemeine PEC-Schleife gezeigt.
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Das Eingangssignal wird einer Verzögerungseinheit 750 und
einer Schleifendämpfungseinheit 740 mit
einer Schleifenfilterkonstante LFC1 zugeführt. Die
Ausgabe der Schleifendämpfungseinheit 740 wird
einer Frequenzoffsetkompensation zugeführt, die aus einer Schleifendämpfungseinheit 730 mit
einer Schleifendämpfungskonstante
LFC2 und einer Verzögerungseinheit 720 geformt
wird. In der Frequenzoffsetkompensation wird die Ausgabe der Schleifendämpfungseinheit 740 der
Schleifendämpfungseinheit 730 zugeführt und
dann weiter mit einem Schleifenintegrator verarbeitet, der aus einem Addieren
und einer Verzögerungseinheit 720 geformt wird.
Die Ergebnisse des Schleifenintegrators werden zu der Ausgabe der
Schleifendämpfungseinheit 740 addiert.
Die Ergebnisse des Addierers werden durch einen Schleifenintegrator
weiter verarbeitet, der durch einen Addieren und eine Verzögerungseinheit 710 gebildet
wird. Die Ausgabe des Schleifenintegrators wird dem Eingangssignal
zurückgeführt. In der
vorliegenden Ausführungsform
sind LFC1 und LFC2 einstellbare
Schleifenfilterkonstanten.
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Die Transferfunktion entsprechend
der dargestellten PEC-Schleifentransferfunktion wird beschrieben
als:
wobei αφ(z) die PEC-Transferfunktion
für den
Filterschaltkreis
310 ist. Um den übriggebliebenen Frequenzoffset
zu kompensieren, wird die folgende PEC-Schleifenfilter-Transferfunktion für die vorliegende
Ausführungsform
gewählt:
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Die gezeigte PEC-Schleifenfilter-Transferfunktion
umfasst eine Frequenzoffsetkompensation, die den übriggebliebenen
Frequenzoffset kompensiert. Ein gewöhnlich verwendeter PEC-Schleifenfilter
umfasst nur eine Schleifendämpfungseinheit 740 und
einen Schleifenintegrator. Die Frequenzoftsetkompensation, die in
der vorliegenden Ausführungsform
verwendet wird, stellt eine Langzeitmittelung des Phasenfehlers
pro Symbol bereit, die kontinuierlich zu dem Schleifenintegrator
mit einer einstellbaren Gewichtung von LFC2 addiert
wird. Um Stabilität zu
gewährleisten,
ist LFC2 kleiner als LFC1.
So wird ein statischer Phasenfehler eliminiert, wie er in gewöhnlich benutzten
PEC-Schleifenfiltern auftritt.
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8 zeigt
ein schematisches Diagramm, das das Schleifenfilter von 6 und 7 entsprechend einer anderen Ausführungsform
veranschaulicht. In einer allgemeinen Weise wird erläutert, wie die
Steuereinheit oder finite Zustandsmaschine 330 die verschiedenen
Schleifenfilter-Transferfunktionen auswählt. Ein Demultiplexer 810 empfängt ein
Filtereingangssignal. Die finite Zustandsmaschine wählt den
Betriebsmodus des Demultiplexers entsprechend des Betriebsmodus
der FPEC-Einheit
220. Falls die FPEC-Einheit in den FEC-Modus
arbeitet, verbindet der Demultiplexer 810 das Filtereingangssignal
mit den Komponenten, die die FEC-Filtertransferfunktion entsprechend 6 bereitstellen und liefert
die Ergebnisse dieser Filtertransferfunktion über den Multiplexer 820 zu
den Komponenten, die in dem Datenpfad folgen. Falls die FPEC-Einheit
in dem PEC-Modus betrieben wird, steuert die finite Zustandsmaschine
den Demultiplexer 810 und den Multiplexer 820 so,
dass das Filtereingangssignal mit den Komponenten des Schleifenfilters
verbunden wird, die die Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion entsprechend 7 bereitstellen, und mittels
des Multiplexers 810 mit den Komponenten verbunden wird,
die in dem Datenpfad folgen.
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9 zeigt
ein Flussdiagramm, das den Schleifenfilterbetriebsvorgang entsprechend
der vorliegenden Ausführungsform
erläutert.
Wie oben erwähnt,
betreiben der FEC-Vorgang
und der PEC-Vorgang den Schleifenfilter-Schaltkreis gemeinsam. Da diese
Vorgänge
nacheinander betrieben werden, wird der Schleifenfilter-Schaltkreis
von der finiten Zustandsmaschine 330 in einen ersten Betriebsmodus versetzt,
um die Frequenzfehlerkorrektur-Transferfunktion für den FEC-Vorgang
(Schritt 910) zu liefern, und versetzt sie in einen zweiten Modus,
um die Phasenfehlerkorrektur-Filtertransferfunktion
für den PEC-Vorgang
(Schritt 920) zu liefern.
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10 zeigt
ein Flussdiagramm, das den Winkeldecoderbetriebsvorgang entsprechend
der vorliegenden Ausführungsform
erläutert. Ähnlich dem
Schleifenfilter-Schaltkreis 310 benutzen der FEC-Vorgang
und der PEC-Vorgang den Winkeldecoderschaltkreis 320 gemeinsam.
Wie oben beschrieben, ist der Winkeldecoderschaltkreis 320 angeordnet,
um in einem ersten Modus betrieben zu werden, der von der finiten
Zustandsmaschine 330 gesetzt wird, wenn die FPEC-Einheit
in dem FEC-Modus (Schritt 1010) betrieben wird, und in einem zweiten
Modus betrieben wird, wenn die FPEC-Einheit in dem PEC-Modus (Schritt 1020)
betrieben wird.
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Verschiedene Ausführungsformen, wie oben beschrieben,
können
vorteilhafterweise eine schnellerer Konvergenz und eine stärkere Rauschwiderstandsfähigkeit
bereitstellen. Darüber
hinaus kompensieren sie restliche Frequenzoffsets und bilden so genaue
BPSK- oder QPSK-Konstellationsdiagramme. Durch die gemeinsame Verwendung
von Schaltkreisen in verschiedenen Vorgängen liefert der verbesserte Empfänger und
Betriebsmodus eine kleinere Anzahl von Gattern, was in einer kleineren
Substratfläche
resultiert und darüber
hinaus die Herstellungskosten reduziert.
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Obwohl sie nicht auf WLAN-Empfänger begrenzt
sind, können
die Ausführungsformen
vorteilhafterweise in IEEE 802.11b entsprechenden Systemen verwendet
werden.
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Obwohl die Erfindung in Bezug auf
physische Ausführungsformen,
die entsprechend konstruiert sind, beschrieben worden ist, ist es
für den
Fachmann deutlich, dass verschiedene Modifikationen, Variationen
und Verbesserungen der vorliegenden Erfindung im Lichte der oben
aufgeführten
Lehre und innerhalb des Geltungsbereichs der folgenden Ansprüche gemacht
werden können,
ohne von dem Geist und dem beabsichtigten Umfang der Erfindung abzuweichen.
Darüber
hinaus sind solche Bereiche, für
die angenommen wird, dass der Fachmann darin bewandert ist, hierin
nicht beschrieben, um die hierin beschriebene Erfindung nicht unnötigerweise
zu verdecken. Entsprechend muss verstanden werden, dass die Erfindung
nicht durch die spezifischen, erläuterten Ausführungsformen
begrenzt ist, sondern durch den Umfang der folgenden Ansprüche.