DE10223720A1 - Vorrichtung zum Ansteuern eines bürstenlosen Motors - Google Patents

Abstract

Schaltung für einen bürstenlosen Dreiphasen-Motor, welche die Phasenständerwicklungen ändern kann, wobei sie eine vorbestimmte Phasendifferenz zu der Phase einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer der Phasenständerwicklungen erzeugt wird, auch dann aufrechterhält, wenn sich die Anzahl der Drehungen extrem ändert, so dass die Änderung des Drehmoments reduziert und immer die höchste Effizienz bei der Ansteuerung erreicht werden kann. Die Schaltung für den bürstenlosen Dreiphasen-Motor umfasst einen ersten Zähler zum Prüfen der Zykluszeit des Nulldurchgangs einer durch einen Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor festgestellten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft sowie einen zweiten Zähler zum Zählen der durch den ersten Zähler geprüften Zei mit einem Takt, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie bei dem ersten Zähler, und bestimmt den Zeitpunkt für die Änderung der Phasenständerwicklungen auf der Basis einer aus dem zweiten Zähler ausgegebenen Ausgabe.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuertechnik zum Ansteuern eines bürstenlosen Mehrphasen-Motors und weiterhin eines sensorlosen Motors und insbesondere eine Steuertechnik zum Ansteuern eines Motors, um eine Drehmomentwellung und eine ungleichmäßige Drehung zu reduzieren.

Ein bürstenloser Dreiphasen-Motor wird häufig als Hauptmotor für verschiedene Typen von Plattenvorrichtungen eines Personalcomputers, einer tragbaren audiovisuellen Vorrichtung und anderer Typen von Büroautomatisierungsvorrichtungen verwendet, weil der bürstenlose Dreiphasen-Motor hocheffizient betrieben werden kann, eine geringfügige Drehmomentwellung aufweist und die Drehrichtung einfach wechseln kann. In den letzten Jahren werden verstärkt sogenannte sensorlose Motoren, die kein Detektorelement wie etwa ein Hall-Element usw. verwenden, als bürstenlose Dreiphasen-Motoren für die oben genannten Vorrichtungen verwendet, wobei eine große Anzahl von spezifischen ICs für die Ansteuerung der sensorlosen Motoren eingesetzt wird.

Der sensorlose Motor verwendet gewöhnlich einen Algorithmus zum Feststellen des Nulldurchgangs-Zeitpunkts einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer nicht-stromführenden Phase der drei Phasen erzeugt wird, mittels eines Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektors, wobei der Pfad für die Zuführung von Strom zu einer Ständerwicklung auf der Basis des festgestellten Nulldurchgangs-Zeitpunkts geändert wird, um die Drehung aufrechtzuerhalten.

Weil jedoch die Beziehung zwischen der rückwärtsgerichteten elektromagnetischen Kraft und der Drehmomentkonstante eins zu eins ist, d. h. weil die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft und die Drehmomentkonstante dieselbe Phasen aufweisen, ist eine Phasenverschiebung mit einem elektrischen Winkel von 30 Grad zwischen dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft und dem reziproken Durchgangszeitpunkt der Drehmomentkonstanten der drei Phasen gegeben. Das heißt, die Phase des Nulldurchgangs-Zeitpunkts der elektromagnetischen Kraft ist 30 Grad vor der Phase des reziproken Durchgangs-Zeitpunktes der Drehmomentkonstanten.

Wenn dementsprechend die stromführende Phase genau zum Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärtsgerichteten elektromagnetischen Kraft geändert wird, wird eine große Drehmomentwelligkeit in dem sensorlosen Motor erzeugt. Insbesondere bei einem bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor wird das Drehmoment für eine kurze Zeitspanne direkt nach der stromführenden Phase geändert. Weil dadurch nicht nur die Drehmomentwellung erhöht wird, sondern auch die durchschnittliche Drehmomentkonstante extrem reduziert wird, ist die Effizienz des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors im Betrieb schlecht.

Um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, verwendet die Steuertechnik zum Ansteuern des sensorlosen Motors gemäß einer früheren Entwicklung einen Algorithmus, der eine Zeitkonstanten-Schaltung, die zwischen der die rückwärts gerichteten elektromagnetische Kraft erzeugenden Ständerwicklung und dem Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor angeordnet ist, verwendet und die Phase der in den Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor eingegebenen rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft um ungefähr 30 Grad zurücksetzt und den Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft auf den reziproken Durchgangs- Zeitpunkt der Drehmomentkonstanten einstellt.

Fig. 1A bis 1G sind Zeitdiagramme, die eine Signalzustandsänderung in der Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen Dreiphasen-Motors sowie den bürstenlosen Dreiphasen-Motor zeigen.

Fig. 1A ist ein Zeitdiagramm, das die in der U-Phase-, V- Phase- und W-Phase-Ständerwicklung des Motors erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kräfte zeigt. Fig. 1B ist ein Zeitdiagramm, das die in den Rückwärts-EMF-Detektor (den Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor) eingegebenen Eingangsspannungen zeigt, dessen Phasen durch die Zeitkonstanten-Schaltung verschoben werden. Fig. 1C ist ein Zeitdiagramm, das ein Drehsignal RTS zeigt, das auf der Basis des durch den Rückwärts-EMF-Detektor festgestellten Nulldurchgangs-Zeitpunktes erzeugt wird. Fig. 1D, 1E und 1F sind Zeitdiagramme, die Ströme jeweils zum Ansteuern der U- Phase-, V-Phase- und W-Phase-Ständerwicklungen zeigt. Fig. 1G ist ein Zeitdiagramm, das die bei der Drehung des Motors erzeugte Drehmomentwellung zeigt.

Wenn wie in Fig. 1A bis 1G gezeigt die Zeitkonstante der Zeitkonstanten-Schaltung derart bestimmt wird, dass die Differenz zwischen der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft jeder Ständerwicklung und der in den Rückwärts-EMF-Detektor eingegebenen Eingangsspannung gerade 30 Grad beträgt, kann die Drehmomentwellung im wesentlichen um 13% reduziert werden.

Deshalb kann das Verfahren dazu angewendet werden, den Motor immer mit einer vorbestimmten Anzahl von Drehungen zu drehen. Wenn das Verfahren jedoch angewendet wird, um den Motor mit einer sich stets ändernden Anzahl von Drehungen zu drehen, oder den Motor mit einer vorbestimmten Anzahl von Drehungen zu drehen, die sich je nach dem Typ des Motors ändert, verhindert das Verfahren, dass die Schaltung zum Ansteuern des Motors als integrierte Schaltung vorgesehen wird, weil die Frequenz der Änderungen der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft sich in Übereinstimmung mit der Anzahl der Drehungen des Motors ändert, so dass es erforderlich ist, die Zeitkonstante der Zeitkonstanten- Schaltung einzustellen.

Zum Beispiel sind Fig. 2A bis 2G Zeitdiagramme, die einen Signalzustand zeigen, wenn die Zeitkonstante der Zeitkonstanten-Schaltung zwischen den Ständerwicklungen und dem Rückwärts-EMF-Detektor identisch ist wie in dem Fall von Fig. 1A bis 1G und die Anzahl der Drehungen des Motors der Hälfte von derjenigen in dem Fall von Fig. 1A bis 1G entspricht.

Wenn die Anzahl der Drehungen halbiert wird, wird auch die Frequenz der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft halbiert. Das heißt, wenn die Anzahl der Drehungen halbiert wird, verdoppelt sich der Drehungszyklus. Weil jedoch die in den Rückswärts-EMF-Detektor eingegebene Eingangsspannung durch die Zeitkonstanten-Schaltung um die gleiche Phase verschoben wird, beträgt die Phasendifferenz zwischen der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft und der Drehkonstante 15 Grad, was der Hälfte der 30 Grad des in Fig. 1 gezeigten falls entspricht. Daraus resultiert, dass die Drehmomentwellung sich extrem von 13,3% auf 29% erhöht.

Obwohl nicht in den Figuren gezeigt, ist zu beachten, dass wenn die Anzahl der Drehungen auf ein Zehntel reduziert wird, die Drehmomentwellung stärker zunimmt. Deshalb steigt in diesem Fall die Drehmomentwellung auf ungefähr 50% an.

Fig. 3A bis 3G sind Zeitdiagramme, die einen Fall zeigen, in dem eine andere Technik zur Reduzierung der Drehmomentwellung in Übereinstimmung mit einer früheren Entwicklung auf die Schaltung angewendet wird, um den bürstenlosen Dreiphasen-Motor anzusteuern.

Die Technik bezweckt, dass der halbe Zyklus des Drehungssignals RTS, das dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft entspricht, einen elektrischen Winkel von 60 Grad aufweist, und dass der Zeitpunkt der Phasendifferenz von 30 Grad nicht auf der Basis des Drehsignals RTS erhalten wird. Deshalb verwendet die Schaltung einen VCO (spannungs-gesteuerten Oszillator) und einen PLL (Phasenregelkreis). Dementsprechend erzeugt die Schaltung das oszillierende Signal mit der vierfachen oder doppelten Frequenz wie das Drehungssignal RTS, erzeugt den Zyklus des elektrischen Winkels mit 30 Grad neu und verwendet den Zyklus als Zeitablauf für die Änderung der Phase.

Falls in Übereinstimmung mit dem oben beschriebenen Verfahren die Sperrung des PLL nicht geöffnet wird, kann immer der bevorzugte Zeitpunkt für die Änderung der Phase erhalten werden, auch wenn die Anzahl der Drehungen geändert wurde. Weil jedoch der PLL immer eine Phasenkompensationsschaltung mit einem Kapazitätselement usw. erfordert, um die Stabilität des Regelreises sicher zu halten, hat der PLL viele technische Schwierigkeiten, die Stabilität des Regelkreises sicher innerhalb des großen Bereichs von mehr als der zehnfachen Drehung wie in dem Fall von Fig. 1A bis 1G gezeigt zu halten. Weil weiterhin der Kapazitätswert der Phasenkompensation größer ist, wenn der Bereich der Drehungsanzahl größer ist, treten in der Folge Probleme auf und wird die Drehmomentwellung größer, wenn die Anzahl der Drehungen entsprechen der Zeitkonstante der Phasenkompensationsschaltung geändert wird.

Die vorliegende Erfindung wurde in Anbetracht der oben beschriebenen Probleme entwickelt.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuertechnik zum Ansteuern eines bürstenlosen Dreiphasen- Motors anzugeben, welche die Phasenständerwicklungen des bürstenlosen Dreiphasen-Motors ändern kann und dabei eine vorbestimmte Phasendifferenz zu einer Phase einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer der Phasenständerwicklungen erzeugt wird, aufrechterhalten kann, eine Änderung des Drehmoments des bürstenlosen Dreiphasen- Motors reduzieren kann und immer die höchste Effizienz beim Ansteuern des bürstenlosen Dreiphasen-Motors vorsehen kann, auch wenn sich die Anzahl der Drehungen des bürstenlosen Dreiphasen-Motors extrem von beispielsweise einem Minimum bis zu einem zehnfachen Maximum ändert.

Gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen Dreiphasen-Motors einen ersten Zähler zum Prüfen der Zykluszeit des Nulldurchgangs einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die durch einen Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor festgestellt wird, und einen zweiten Zähler zum Zählen der durch den ersten Zähler geprüften Zeit mit einem Takt, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des ersten Zählers.

Insbesondere umfasst gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung zum Ansteuern eines bürstenlosen Mehrphasen-Motors mit einer Vielzahl von Ständerwicklungen, wobei ein zu jeder Phasenwicklung zugeführter Strom geändert wird: eine Ausgangsschaltung zum wahlweisen Zuführen des Stroms zu jeder der Phasenständerwicklungen; einen Rückwärts-Elektromagnetkraft- Detektor zum Feststellen einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer Phasenständerwicklung erzeugt wird, zu welcher der Strom nicht zugeführt wird, sowie zum Ausgeben eines Feststellungssignals; eine Steuerlogikschaltung zum Steuern der Ausgangsschaltung auf der Basis des aus dem Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor ausgegebenen Feststellungssignals; eine Zeitsteuerschaltung zum Feststellen eines Startzeitpunktes und eines Endzeitpunktes eines Steuersignals, das von der Steuerlogikschaltung zu der Ausgangsschaltung ausgegeben wird; und einen Takterzeuger zum Erzeugen eines Taktsignals, das für die Steuerlogikschaltung und die Zeitsteuerschaltung erforderlich ist, wobei die Zeitsteuerschaltung eine erste Zählerschaltung zum Zählen eines ersten durch den Takterzeuger erzeugten Taktsignals und zum Prüfen einer Zykluszeit des aus dem Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor ausgegebenen Feststellungssignals und eine zweite Zählerschaltung zum Zählen einer durch die erste Zählerschaltung gezählten Zählzahl in Übereinstimmung mit einem zweiten Taktsignal, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des ersten Taktsignals, umfasst und den Startzeitpunkt und den Endzeitpunkt des Steuersignals bestimmt, das aus der Steuerlogikschaltung zu der Ausgangsschaltung bei einem Anstiegszeitpunkt oder Abfallzeitpunkt einer Ausgabe aus der zweiten Zählerschaltung ausgegeben wird.

Weil gemäß der Vorrichtung des ersten Aspekts der vorliegenden Erfindung die Zählerschaltungen zum Zählen der Taktsignale eine Phasendifferenz zwischen einem Nulldurchgangspunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft und dem Zeitpunkt der Änderung der Phasenständerwicklungen erzeugen, kann für den Fall dass die Zählerschaltungen nicht überlaufen auch dann, wenn die Anzahl der Drehungen des bürstenlosen Mehrphasen-Motors geändert wird, eine stabile Phasendifferenz erhalten werden. Folglich isst es möglich, eine rauschfreie Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen-Motors zu realisieren, der eine Drehmomentwellung und eine ungleichmäßige Drehung des bürstenlosen Mehrphasen-Motors reduzieren kann, wobei die höchste Effizienz bei der Ansteuerung des bürstenlosen Mehrphasen-Motors aufrechterhalten wird.

Vorzugsweise erzeugt in der Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen-Motors gemäß dem Aspekt der vorliegenden Erfindung der Takterzeuger ein Bezugstaktsignal, dessen Frequenz wenigstens 100 Mal höher als diejenige der rückwärts gerichteten elektromagnetische Kraft ist, die in dem bürstenlosen Mehrphasen-Motor erzeugt wird, wobei die Steuerlogikschaltung auf der Basis des Bezugstaktsignals, das durch den Takterzeuger erzeugt wird, betrieben wird.

Weil dementsprechend die Steuerlogikschaltung eine Änderung des Drehsignals auf der Basis des Feststellungssignals der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft feststellt und eine Reihe von Steuersignalen erzeugt und weil die Zählerschaltung auf der Basis der Steuersignale betrieben wird, kann eine Verzögerungszeit vor der Ausgabe eines Zeitsignals für die Änderung der Phasenständerwicklungen auf ein vernachlässigbares Maß reduziert werden. Folglich kann die Reaktion der Steuerlogikschaltung verbessert werden.

Vorzugsweise steuert in der Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen-Motors wie oben beschrieben die Steuerlogikschaltung die Ausgangsschaltung, um jede der Phasenständerwicklungen in Übereinstimmung mit einer Vollwelle von jeder der Phasenständerwicklungen anzusteuern, oder die Steuerlogikschaltung steuert die Ausgangsschaltung, um jede der Phasenständerwicklungen in Übereinstimmung mit einer Halbwelle jeder der Phasenständerwicklungen anzusteuern.

Die vorliegende Erfindung wird durch die folgende ausführliche Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen verdeutlicht, die lediglich beispielhaft sind und den Erfindungsumfang der vorliegenden Erfindung nicht einschränken

Fig. 1A bis 1G sind Zeitdiagramme, die eine Zustandssignaländerung zeigen, wenn eine Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen Dreiphasen-Motors den bürstenlosen Dreiphasen-Motor in Übereinstimmung mit einer früheren Entwicklung dreht,

Fig. 2A bis 2G sind Zeitdiagramme, die eine Zustandssignaländerung zeigen, wenn die Anzahl der Drehungen des bürstenlosen Dreiphasen-Motors die Hälfte von derjenigen des bürstenlosen Dreiphasen-Motors ist, der sich mit dem Zeitablauf von Fig. 1A bis 1G dreht.

Fig. 3A bis 3G sind Zeitdiagramme, die eine Zustandssignaländerung zeigen, wenn eine andere Schaltung für einen bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor den bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor in Übereinstimmung mit einer früheren Entwicklung dreht,

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Aufbaus einer effektiven Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors, auf den die vorliegende Erfindung angewendet ist,

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das einen Takterzeuger und einen Zeiterzeuger der in Fig. 4 gezeigten Schaltung zeigt.

Fig. 6A bis 6G sind Zeitdiagramme, die Zustandssignale zeigen, wenn eine Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Motors, auf welche die vorliegende Erfindung angewendet ist, den bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor dreht, und

Fig. 7A bis 7G sind Zeitdiagramme, die eine Zustandssignaländerung zeigen, wenn eine Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors, auf welche die vorliegende Erfindung angewendet ist, den bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor dreht.

Im Folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert.

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das einen beispielhaften Aufbau einer effektiven Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors, auf welche die vorliegende Erfindung angewendet ist, zeigt.

Die Bezugszeichen "U", "V" und "W" geben drei Phasenständerwicklungen an, die auf einen Ständerkern des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors gewickelt sind, und "Q1" bis "Q6" geben Ausgabetransistoren zum Zuführen eines Ansteuerstroms zu den U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Ständerwicklungen an. Weiterhin gibt das Bezugszeichen "11" einen Rückwärts-EMF-Detektor (Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor) zum Feststellen einer Position eines Läufermagneten des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors auf der Basis eines Nulldurchgangspunktes einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft an, die in einer nicht-stromführenden Phase der drei Phasenständerwicklungen des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors erzeugt wird, gibt "13" eine Steuerlogikschaltung zum Beobachten und Steuern der gesamten Schaltung an, gibt "14" einen Takterzeuger zum Erzeugen eines Taktsignals an, das für die Steuerlogikschaltung 13 zum Steuern der Schaltung erforderlich ist, und gibt "15" einen Zeiterzeuger zum Erzeugen eines Zeitsignals zum Ändern der Phasen an.

Der Rückwärts-EMF-Detektor 1 umfasst beispielsweise drei Vergleicher, die jeweils ein Potential eines Ausgangsanschlusses, mit dem ein Anschluss von jeder der drei Wicklungen verbunden ist, mit einem Potential einer zentralen Abzweigung CT, mit der ein anderer Anschluss jeder der drei Wicklungen verbunden ist, ein Trigger-Flipflop zum Umkehren einer Ausgabe, auch wenn eine aus einem der Vergleicher ausgegebene Ausgabe steigt, usw. Deshalb gibt der Rückwärts- EMF-Detektor 11 ein Drehsignal RTS aus, das von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel oder von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel auch bei einem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der in einer der drei Wicklungen erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft wechselt.

Wenn weiterhin die in Fig. 4 gezeigte Schaltung als eine monolithische integrierte Schaltung vorgesehen ist, kann bei Bedarf ein Temperaturdetektor zum Feststellen eines Anstiegs einer ungewöhnlichen Temperatur eines Chips zusätzlich zu den oben beschriebenen Schaltungen vorgesehen werden.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das einen beispielhaften Aufbau des oben beschriebenen Takterzeugers 14 und Zeiterzeugers 15 zeigt.

In Fig. 5 gibt das Bezugszeichen "41" eine Takterzeugungseinheit mit einem Oszillator zum Erzeugen eines Oszillationssignals an, das eine ausreichend höhere Frequenz als die Frequenz der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen- Motors aufweist. Weiterhin gibt das Bezugszeichen "42" einen Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz f0 eines Taktsignals CLK0, der durch die Takterzeugungseinheit 41 erzeugt wird, durch N, das eine positive ganze Zahl ist, sowie zum Ausgeben eines Taktsignals CLK2 mit einer Frequenz 2f1 an, und gibt "43" einen Frequenzteiler zum weiteren Teilen der Frequenz 2f1 des durch den Frequenzteiler 42 geteilten Taktsignals CLK2 durch 2 sowie zum Ausgeben eines Taktsignals CLK1 mit einer Frequenz f1 an. Der Takterzeuger 14 umfasst also die Takterzeugungseinheit 41 und die Frequenzteiler 42 und 43.

Weiterhin gibt das Bezugszeichen "44" einen ersten Zähler zum Zählen des durch den Frequenzteiler 43 ausgegebenen Taktsignals CLK1 mit der Frequenz f1 an, und gibt "45" einen zweiten Zähler zum Zählen des aus dem Frequenzteiler 42 ausgegebenen Taktsignals CLK2 mit der Frequenz 2f1 an. Der Zeiterzeuger 15 umfasst also den ersten Zähler 44 und den weiten Zähler 45.

Dabei wird die Frequenz f0 von CLK0 ausreichend höher als die Frequenz 2f1 von CLK2 bestimmt, so dass beispielsweise das Frequenzteilungsverhältnis N des Frequenzteilers 42 höher als 10 ist.

Das durch die Takterzeugungseinheit 41 des Takterzeugers 14 erzeugte Taktsignal CLK0 wird nicht nur zu dem Frequenzteiler 42, sondern auch zu der Steuerlogikschaltung 13 als ein Betriebstaktsignal ausgegeben.

Der erste Zähler 44 und der zweite Zähler 45 weisen jeweils dieselbe Bitanzahl auf und zählen in Übereinstimmung mit einem Befehl aus der Steuerlogikschaltung 13. Zum Beispiel umfasst der erste Zähler 44 eine Aufwärtszählschaltung, während der zweite Zähler 45 eine Abwärtszählschaltung umfasst. Beispielsweise gibt der erste Zähler 45 ein Signal mit hohem Pegel aus, während er das Taktsignal CLK2 zählt, und gibt ein Signal mit niedrigem Pegel aus, wenn er das Zählen des Taktsignals CLK2 beendet, d. h. wenn das Ergebnis der Zählung gleich 0 ist.

Im Folgenden wird die Bewegung des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors mit dem oben beschriebenen Aufbau gemäß der Ausführungsform erläutert. Der Rückwärts-EMF-Detektor 12 stellt den Nulldurchgangs- Zeitpunkt der in der nicht-stromführenden Phase erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft fest, erzeugt das Drehungssignal RTS mit einem Zyklus, der einem elektrischen Winkel von 120 Grad innerhalb des Bereichs entspricht, in dem das Drehungssignal RTS von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel und danach von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel auch bei dem festgestellten Nulldurchgangs- Zeitpunkt der in der nicht-stromführenden Phase erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft wechselt, und gibt das Drehungssignal RTS an die Steuerlogikschaltung 13 aus.

Dann gibt die Steuerlogikschaltung 13 die folgenden Signale S1 und S2 an jeweils den ersten Zähler 44 und den zweiten Zähler 45 aus, auch wenn das Drehungssignal RTS steigt oder fällt.

Wenn der erste Zähler 44 das von der Steuerlogikschaltung 13 ausgegebene Steuersignal S1 empfängt, stoppt der erste Zähler 44 mit der Zählung von CLK1. Dann gibt der erste Zähler 44 die Zählerzahl CN zu dem zweiten Zähler 45 aus und setzt die Zählerzahl CN zurück. Danach beginnen der erste Zähler 44 und der zweite Zähler 45 mit dem Zählen von jeweils CLK1 und CLK2. Der erste Zähler 44 und der zweite Zähler 45 führen die oben beschriebene Verarbeitung kontinuierlich durch, auch wenn das Drehungssignal RTS steigt oder fällt.

Der erste Zähler 44 ist ein Aufwärtszähler. Weil weiterhin der erste Zähler 44 die Zählerzahl CN kontinuierlich zurücksetzt, auch wenn das Drehungssignal RTS steigt oder fällt, prüft der erste Zähler 44 die Zeit des Halbzyklus des Drehungssignals RTS, d. h. die dem elektrischen Winkel von 60 Grad entsprechende Zeit. Der zweite Zähler 45 ist dagegen ein Abwärtszähler. Weil weiterhin der zweite Zähler 45 das Taktsignal CLK2 zählt, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des durch den ersten Zähler 44 gezählten Taktsignals, prüft der zweite Zähler 45 die Zeit, die der Hälfte des Halbzyklus des Drehungssignals RTS entspricht, d. h. die dem elektrischen Winkel von 30 Grad entsp rechende Zeit.

Wenn dann der zweite Zähler 45 das Aufwärtszählsignal zu der Steuerlogikschaltung 13 als Phasenänderungs-Zeitsignal PCS zuführt, steuert die Steuerlogikschaltung 13 die Richtung des zu jeder Phase zugeführten Stroms in Übereinstimmung mit dem Phasenänderungs-Zeitsignal PCS.

Gemäß der Ausführungsform ist die Genauigkeit der Phasenverschiebung von dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft zu dem Phasenänderungs-Zeitpunkt von den Bitanzahlen des ersten Zählers 44 und des zweiten Zählers 45 abhängig.

Wenn beispielsweise eine Genauigkeit innerhalb eines Bereichs von ± 3 Grad erforderlich ist, wird wenigstens eine 5-Bit-Zählerschaltung als erster Zähler 44 und zweiter Zähler 45 verwendet.

Weil andererseits die Frequenz des aus dem Takterzeuger 14 in die Steuerlogikschaltung 13 eingegebenen Takts CLK0 mit mehr als der 100-fachen Frequenz des Drehungssignals RTS bestimmt wird, ist die Zeitdauer, welche die Steuerlogikschaltung 13 zum Feststellen der Änderung des Drehungssignals RTS und zum Erzeugen einer Reihe von Steuersignalen benötigt, extrem kürzer als die Frequenz des Drehungssignals RTS, d. h. die Zeit entspricht ungefähr 4% der Frequenz des Drehungssignals RTS. Dementsprechend ist die Verzögerungszeit, bevor die Steuerlogikschaltung 13 die Änderung des Drehungssignals RTS feststellt und eine Reihe von Steuersignalen erzeugt und die Zählerschaltungen 44 und 45 auf der Basis der Steuersignale betrieben werden und das Phasenänderungs-Zeitsignal ausgeben, eine im wesentlichen vernachlässigbare Zeitdauer.

Fig. 6A bis 6G sind Zeitdiagramme, die einen Fall zeigen, in dem die vorliegende Erfindung auf die Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen- Motors angewendet wird und die Schaltung den bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor dreht.

Fig. 6A ist ein Zeitdiagramm, das in den U-Phase-, V- Phase- und W-Phase-Ständerwicklungen des bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors erzeugte rückwärts gerichtete elektromagnetische Kräfte zeigt. Fig. 6B ist ein Zeitdiagramm, welches das von dem Rückwärts-EMF-Detektor 12 ausgegebene Drehungssignal RTS zeigt. Fig. 6C ist ein Zeitdiagramm, das die aus dem zweiten Zähler 45 ausgegebene Ausgabe zeigt. Fig. 6D bis 6F sind Zeitdiagramme, die Ströme zum Ansteuern von jeweils der U-Phase, V-Phase und W-Phase zeigen. Fig. 6G ist ein Zeitdiagramm, das die in dem bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor erzeugte Drehmomentwellung zeigt.

Der erste Zähler 44 prüft die Zeit des Halbzyklus des Drehungssignals RST. Dann prüft der zweite Zähler 45 die Zeit des durch den ersten Zähler 44 geprüften Halbzyklus in der nächsten Hälfte des Drehungssignals RST. Deshalb kann die Zeit bei dem elektrischen Winkel von 30 Grad extrahiert werden, ohne wesentlich gegenüber dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft verzögert zu sein. Dementsprechend ist es möglich, den bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor ideal anzusteuern, wobei immer die kleine Drehmomentwelligkeit aufrechterhalten wird, wenn sich die Anzahl der Drehungen in jedem Moment ändert.

Gemäß der Ausführungsform wird die Phasendifferenz zwischen dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt der rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft und dem Phasenänderungs- Zeitpunkt auf der Basis des Verhältnisses der Frequenz des in den ersten Zähler 44 eingegebenen Taktes zu der Frequenz des in den zweiten Zähler 45 eingegebenen Taktes bestimmt. Deshalb hat die Phasendifferenz nichts mit der Anzahl der Drehungen des Motors zu tun. Weil dementsprechend die Zeitkonstante nicht in der Schaltung verwendet wird, tritt kein Problem für die Folge auf. Wenn weiterhin die Zählerschaltungen 44 und 45 nicht überlaufen, ändert sich die Phasendifferenz nicht. Wenn dementsprechend die Schaltung derart aufgebaut ist, dass die Zählerschaltungen 44 und 45 nicht innerhalb des Bereichs der vorbestimmten Anzahl von Drehungen überlaufen, kann der bürstenlose, vollwellenbetriebene Dreiphasen-Motor ideal angesteuert werden, wobei die Drehmomentwellung innerhalb des Bereichs der gesamten Anzahl von Drehungen klein gehalten wird.

Auch wenn der absolute Wert der Frequenz des Taktes ungerade ist, wird, wenn das Verhältnis der Frequenzen der in die Zähler eingegebenen Takte nicht verschoben wird, die vorbestimmte Phasenverschiebung eingehalten. Es ist dementsprechend einfach, den Takterzeuger in die integrierte Schaltung aufzunehmen.

Fig. 7A bis 7G sind Zeitdiagramme, die einen Fall zeigen, in dem die vorliegende Erfindung auf eine Schaltung zum Ansteuern eines bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors angewendet wird und die Schaltung den bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor dreht.

Die Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors weist einen Aufbau auf, in dem die Ausgangstransistoren Q1, Q3 und Q5 oder die Ausgangstransistoren Q2, Q4 und Q6 aus der in Fig. 4 gezeigten Schaltung ausgelassen sind und die zentrale Verzweigung CT mit der Stromversorgungsspannung Vcc oder dem Erdungspotential verbunden ist. Wegen des ähnlichen Aufbaus wird die Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors nicht eigens in den Zeichnungen dargestellt.

In der Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motors wird der Strom nur dann zu den Wicklungen zugeführt, wenn die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft positiv oder negativ ist.

Fig. 7A bis 7G zeigen einen beispielhaften Fall, in dem der Strom zu den Wicklungen geführt wird, wenn die rückwärts gerichtete elektromagnetische Kraft negativ ist.

Gemäß dieser Ausführungsform zählt wie in Fig. 6A bis 6G der erste Zähler 44 die Hälfte der Zykluszeit des Drehungssignals RTS aufwärts, während der zweite Zähler 45 die Hälfte der durch den ersten Zähler 44 gezählten Zeit in der nächsten Hälfte des Zyklus abwärts zählt. Deshalb wird die Phase zum dem Zeitpunkt geändert, zu dem der zweite Zähler 45 die Zählzahl "0" zählt. Auch wenn die Anzahl der Drehungen geändert wird, kann dementsprechend die in dem bürstenlosen, halbwellenbetriebenen Dreiphasen-Motor erzeugte Drehmomentwellung reduziert werden.

Die vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf die oben beschriebene Ausführungsform erläutert, wobei auch zu beachten ist, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die Ausführungsform beschränkt ist und verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, ohne dass dadurch der Erfindungsumfang verlassen wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Vorteile realisiert.

Die Schaltung kann die Phasenständerwicklungen des bürstenlosen Mehrphasen-Motors ändern, wobei sie die vorbestimmte Phasendifferenz zu der Phase der in einer der Phasenständerwicklungen erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft auch dann aufrechterhält, wenn sich die Anzahl der Drehungen des bürstenlosen Mehrphasen-Motors extrem ändert. Folglich kann eine Schaltung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen-Motors realisiert werden, welche die Änderung des Drehmoments des bürstenlosen Mehrphasen-Motors reduzieren kann und dabei immer die geeignetste Effizienz bei der Ansteuerung des bürstenlosen Motors aufrechterhält.

Die Technik zum Steuern des bürstenlosen Motors gemäß der vorliegenden Erfindung kann nicht nur auf den bürstenlosen Dreiphasen-Motor, sondern auch auf einen bürstenlosen, vollwellenbetriebenen Zweiphasen-Motor angewendet werden.

Die gesamte japanischen Patentanmeldung Nr. Tokugan 2001-172513 vom 7. Juni 2001 ist hier einschließlich von Beschreibung, Ansprüchen, Zeichnungen und Zusammenfassung unter Bezugnahme eingeschlossen.

Claims (4)

1. Vorrichtung zum Ansteuern eines bürstenlosen Mehrphasen- Motors mit einer Vielzahl von Ständerwicklungen, wobei ein zu jeder Phasenwicklung zugeführter Strom geändert wird, wobei die Vorrichtung umfasst:
eine Ausgangsschaltung zum wahlweisen Zuführen des Stroms zu jeder der Phasenständerwicklungen,
einen Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor (12) zum Feststellen einer rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft, die in einer Phasenständerwicklung erzeugt wird, zu welcher der Strom nicht zugeführt wird, sowie zum Ausgeben eines Feststellungssignals,
eine Steuerlogikschaltung (13) zum Steuern der Ausgangsschaltung auf der Basis des aus dem Rückwärts- Elektromagnetkraft-Detektor (12) ausgegebenen Feststellungssignals,
eine Zeitsteuerschaltung zum Feststellen eines Startzeitpunktes und eines Endzeitpunktes eines Steuersignals, das von der Steuerlogikschaltung (13) zu der Ausgangsschaltung ausgegeben wird,
und einen Takterzeuger (14) zum Erzeugen eines Taktsignals, das für die Steuerlogikschaltung (13) und die Zeitsteuerschaltung erforderlich ist,
wobei die Zeitsteuerschaltung eine erste Zählerschaltung (44) zum Zählen eines ersten durch den Takterzeuger (14) erzeugten Taktsignals und zum Prüfen einer Zykluszeit des aus dem Rückwärts-Elektromagnetkraft-Detektor (12) ausgegebenen Feststellungssignals sowie eine zweite Zählerschaltung (45) zum Zählen einer durch die erste Zählerschaltung (44) gezählten Zählzahl in Übereinstimmung mit einem zweiten Taktsignal, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des ersten Taktsignals, umfasst und den Startzeitpunkt und den Endzeitpunkt des Steuersignals bestimmt; das aus der Steuerlogikschaltung (13) zu der Ausgangsschaltung bei einem Anstiegszeitpunkt oder Abfallzeitpunkt einer Ausgabe aus der zweiten Zählerschaltung (45) ausgegeben wird.

2. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen- Motors nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass:
der Takterzeuger (14) ein Bezugstaktsignal erzeugt, dessen Frequenz wenigstens 100 Mal höher als die Frequenz der in dem bürstenlosen Mehrphasen-Motor erzeugten rückwärts gerichteten elektromagnetischen Kraft ist, und
die Steuerlogikschaltung (13) auf der Basis des durch den Taakterzeuger (14) erzeugten Bezugstaktsignals betrieben wird.

3. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen- Mcotors nach wenigstens einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass:
die Steuerlogikschaltung (13) die Ausgangsschaltung derart steuert, dass jede der Phasenständerwicklungen in
Übereinstimmung mit einer Vollwelle jeder Phasenständerwicklung angesteuert wird.

4. Vorrichtung zum Ansteuern des bürstenlosen Mehrphasen- Motors nach wenigstens einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass:
die Steuerlogikschaltung (13) die Ausgangsschaltung derart steuert, dass jede der Phasenständerwicklungen in Übereinstimmung mit einer Halbwelle von jeder der Priasenständerwicklungen angesteuert wird.