DE69429203T2 - Elektronisch kommutiertes Einphasenmotorsystem und Verfahren - Google Patents

Elektronisch kommutiertes Einphasenmotorsystem und Verfahren

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Description

  • Ein elektronisch kommutierter Motor (ECM) ist ein Motor, der Permanentmagnete hat, die auf dem Rotor angebracht sind. Der Stator des Motors enthält mit Draht gewickelte Spulen, die, wenn sie mit Strom gespeist werden, mit dem Permanentmagnetrotor in Wechselwirkung treten, um positives oder negatives Drehmoment zu erzeugen, in Abhängigkeit von der Richtung des Stroms in bezug auf die Polarität der Magnete. Die Polarität der Magnete in bezug auf die Statorspule wechselt, wenn sich der Rotor unidirektional bewegt, um also eine konstante Richtung des Drehmoments beizubehalten, ist es notwendig, die Richtung des Statorstroms synchron zu wechseln. Die Speisung des Stators wird durch einen Transistor-Wechselrichter gesteuert, der die komplizierte Fähigkeit hat, letztendlich die Richtung des Drehmomentes, die Größe des Drehmoments und die Wellendrehzahl zu steuern.
  • Die Statorspulen sind zu Gruppen organisiert, die Phasen genannt werden, wobei jede Phase mit ähnlichen, aber phasenverschobenen, Wechselströmen erregt wird. Dreiphasige Statoren sind die üblichsten. Einphasen-Statoren erhalten Kosteneinsparung durch Verringerung der Komponenten in dem Wechselrichter, aber eine einphasige Maschine kann schwieriger aus dem Stillstand zu starten sein.
  • Der übliche AC/DC Eingang für einen ECM Wechselrichter ist ein Dioden-Gleichrichter. Diese Schaltungsanordnung hat drei Hauptnachteile: fehlende Steuerung der Gleichspannung runter bis auf Null, eingegebene Oberwellenströme und kleiner AC Leistungsfaktor. Verschiedene Lösungen unter Verwendung eines pulsbreitenmodulierten (PWM) AC/DC Gleichrichters sorgen für kleine eingegebene Oberwellenströme und einen Leistungsfaktor von Eins. Sie heben jedoch stufenförmig die Eingangswechselspannung von ihrem durch Dioden gleichgerichteten Wert an.
  • Eine Lösung für eine Steuerschaltung im Stand der Technik würde die Verwendung von kleinen Trenntransformatoren sein. Wenn ein Steuervorgang gewünscht wird, wird eine Wechselspannung, üblicherweise eine Rechteckwelle von logischen Versorgungsspannungswerten, an die Primärwicklung des kleinen Transformators angelegt, und die Ausgangsgröße der Sekundärwicklung des Transformators wird dann gleichgerichtet und der Steuerelektrode eines Leistungsschalters zugeführt. Die Verschiebung des Spannungspegels wird durch das Dielektrikum zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators ausgehalten.
  • Hochspannungs-ICs führen einen Steuervorgang für die Brücken-Gleichrichter (wie beispielsweise den International Gleichrichter IR2110) aus, aber sie erfordern, dass die kleinere der zwei Steuerspannungen nur eine Schwellenspannung über Masse ist. In dieser ECM Treiberschaltung ist eine der Steuerspannungen signifikant unter Masse.
  • DE-A-33 14 300 beschreibt einen Gleichrichter enthaltend einen Gleichstrombus, Mittel zum Teilen der Spannung, die von dem Gleichstrombus geliefert wird, zwei Schalter, die über dem Gleichstrombus in Reihe geschaltet sind, und eine Wicklung, von der das eine Ende zwischen die Schalter geschaltet ist und von der das andere Ende mit der Teilereinrichtung verbunden ist.
  • Es ist eine Aufgabe dieser Erfindung, einen billigen elektronisch kommutierten Motor zu schaffen. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Motor mit einer einzigen Phase und einer einzigen Wicklung zu schaffen, der ohne das Erfordernis für eine Startwicklung aus dem Stillstand gestartet werden kann. Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Einphasenmotor mit einer einzigen Wicklung zu schaffen, der eine Steuerung für eine variable Drehzahl und/oder eine Steuerung für ein variables Drehmoment hat. Es ist noch eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Motor zu schaffen, der durch eine Bus-Gleichspannung getrieben wird, die so steuerbar ist, dass Oberwellenströme minimiert werden und ein hoher AC Leistungsfaktor ausgebildet wird. Es ist noch eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Motor zu schaffen, der das Erfordernis zur Verwendung von Trenntransformatoren vermeidet. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Motor mit einer Spitzenstromsteuerung zu schaffen. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, einen elektronisch kommutierten Einphasenmotor mit einer einzigen Wicklung zu schaffen, der nur zwei Leistungsschalter benötigt.
  • Jede dieser Aufgaben können durch die vorliegende Erfindung gelöst werden, die die Merkmale von Anspruch 1 oder Anspruch 7 hat.
    • In den beigefügten Zeichnungen:
  • Fig. 1 ist eine bekannte Schaltungsanordnung, die vier Leistungsschalter verwendet, um einen Motor mit einer Phase und einer Wicklung zu steuern.
  • Fig. 2A ist eine schematische Darstellung von einem elektronisch kommutierten Motor (ECM) mit einer Phase und einer Wicklung gemäß der Erfindung mit nur zwei Leistungsschaltern und einem kapazitiven Spannungsteiler.
  • Fig. 2B ist eine schematische Darstellung und zeigt die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2A, die mehrere Motorwicklungen parallel speist, wobei jede Wicklung mit nur zwei Leistungsschaltern gesteuert wird.
  • Fig. 3A ist eine schematische Darstellung von einem einphasigen, eine Wicklung aufweisenden Motor mit einem Spannungsverdopplereingang in der Leistungsversorgung und mit nur zwei Leistungsschaltern und zwei Kondensatoren, zwischen denen die Wicklungsstufe verbunden ist.
  • Fig. 3B ist eine schematische Darstellung und zeigt die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3A, die mehrere Motorwicklungen parallel speist, wobei jede Wicklung mit nur zwei Leistungsschaltern gesteuert wird.
  • Fig. 4 stellt eine Teildraufsicht von einem genuteten Stator dar zum bevorzugten Parken des Rotors von einem Motor, wie beispielsweise dem Einphasen-ECM gemäß der Erfindung.
  • Fig. 5A-5B sind Kurvenbilder, die die elektronische Kennlinie während eines stationären Zustands für einen einphasigen, eine Windung aufweisenden Motor mit einem genuteten Stator darstellen.
  • Fig. 6A-6C stellen zusammen Abschnitte von einem schematischen Schaltbild von einer Schaltungsanordnung zum Speisen und Steuern eines einphasigen, eine Wicklung aufweisenden Motors dar.
  • Fig. 7 ist ein Blockdiagramm von einer Cuk DC/DC Wandlerschaltung als einen eine gesteuerte Spannung und einen Verschiebefaktor von eins aufweisenden Eingang in Kombination mit einem Einphasen-ECM.
  • Fig. 8 ist eine schematische Teildarstellung von der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7.
  • Fig. 9-11 sind schematische Schaltbilder und stellen ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Leistungsschalter- Steuerschaltung für einen Einphasen-ECM dar.
  • Fig. 12A-D sind Kurvenbilder, die Kurvenformen für die Anlaufleistung für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2A ohne Busregelung darstellen.
  • Fig. 13A-D sind Kurven, die Kurvenformen für die Anlaufleistung für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3A ohne Busregelung darstellen.
  • Fig. 14A-14D stellen Kurvenformen für die Leistungsfähigkeit mit konstanter Drehzahl von einem Einphasen-ECM gemäß Fig. 3A dar.
  • Fig. 15A-D und 16A-D stellen Kurvenformen für die Anlaufleistung von dem Einphasen-ECM gemäß Fig. 3A mit Busregelung dar.
  • Fig. 17 stellt die Wirkung auf die Drehzahl über der Zeit aufgrund von Busregelung der Anlaufbeschleunigung von dem Einphasen-ECM gemäß Fig. 3A dar.
  • Fig. 18 stellt eine Draufsicht von einem Statorzahn dar, wobei die Statorspitze entfernt ist, um eine auf einen Kern gewickelte Wicklung von einem Motor, wie beispielsweise dem Einphasen-ECM, aufzunehmen.
  • Fig. 19 stellt eine perspektivische Ansicht von einem Abschnitt von einem Stator dar, der getrennte ineinander greifende Statorspitzen von einem Motor hat, wie beispielsweise dem Einphasen-ECM.
  • Fig. 20 zeigt einen Stator mit lösbaren Statorspitzen in der Form einem einstückigen ausgeformten oder koextrudierten Kreisring von einem Motor, wie beispielsweise dem Einphasen-ECM.
  • Fig. 21A-21B stellen Draufsichten von Spulen in einem Motor, wie beispielsweise einem Einphasen-ECM, dar, der durch alternative Methoden gewickelt ist, um die Packungseffizienz von einem Motor, wie beispielsweise dem Einphasen-ECM, zu verbessern.
  • Entsprechende Bezugszahlen in den Zeichnungen geben entsprechende Teile an.
    • Detaillierte Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen
  • Es wird nun auf Fig. 1 Bezug genommen, in der eine bekannte Schaltungsanordnung 100 zum Speisen eines eine Phase und eine Wicklung aufweisenden Motors gezeigt ist. Die Schaltungsanordnung 100 enthält vier Leistungsschalter 102, 104, 106 und 108 zum Steuern des Flusses von elektrischem Strom durch eine einzige Wicklung 110 auf dem Stator des Motors (nicht gezeigt). Die Leistungsschalter 102, 104, 106 und 108 werden durch eine übliche Steuerschaltung über Anschlüsse 112, 114, 116 bzw. 118 gesteuert. Wenn die Leistungsschalter 102 und 108 eingeschaltet sind, sind die Leistungsschalter 104 und 106 ausgeschaltet, so dass Strom durch die Wicklung 110 von einem Anschluss 120 zu einem Anschluss 122 fließt. Wenn die Leistungsschalter 104 und 106 eingeschaltet sind, sind die Leistungsschalter 102 und 108 ausgeschaltet, so dass Strom durch die Wicklung 110 von dem Anschluss 122 zu dem Anschluss 120 in der entgegengesetzten Richtung als zuvor fließt. Leistung wird den Leistungsschaltern über eine externe Wechselspannungsquelle 124, eine optionale Filterdrossel 126, eine Gleichrichterbrücke 128 und einen Filterkondensator 130 zugeführt. Obwohl die Schaltungsanordnung 100 einen Motor mit einer Phase und einer Wicklung auf wirksame Weise speist und steuert, erfordert sie vier Leistungsschalter und eine zugeordnete Steuerschaltung, was die Kosten erhöht.
  • Fig. 2A zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel von einer Steuerschaltung 150 gemäß der vorliegenden Erfindung zum Steuern eines eine Phase und eine Wicklung aufweisenden Motors. Vorzugsweise kann ein derartiger Motor kann ein derartiger Motor beispielsweise zum Antrieb eines Gebläses verwendet werden, um einen Zug in einer Verbrennungskammer hervorzurufen, wie beispielsweise einem Gasofen für ein HVAC System. Die Schaltungsanordnung 150 weist einen DC Bus auf, der durch Anschlüsse 152 und 154 definiert ist. Der DC Bus 152, 154 enthält eine übliche Gleichrichterbrücke 156 und eine Filterdrossel 158. Der DC Bus 152, 154 wandelt dadurch eine elektrische Wechselspannung aus einer Wechselspannungsquelle 160 in einen Gleichstrom um, der zum Speisen der übrigen Elemente der Schaltungsanordnung 150 benutzt wird.
  • Zwei Kondensatoren 162 und 164 sind parallel zum DC Bus 152, 154 in Reihe geschaltet. Zwei Leistungsschalter 166 und 168 sind ebenfalls parallel zum DC Bus 152, 154 in Reihe geschaltet. Freilauf-Dioden 172 und 174 sind auf entsprechende Weise den Leistungsschaltern 166 und 168 parallel geschaltet. Eine einzelne Wicklung 170 des Einphasenmotors mit einer einzigen Wicklung ist an dem einen Ende über einen Präzisionswiderstand 183 mit einem Anschluss 184 zwischen den Kondensatoren 162 und 164 verbunden und ist an dem anderen Ende mit einem Anschluss 186 zwischen den Leistungsschaltern 166 und 168 verbunden. Die Leistungsschalter 166 und 168 werden durch eine Steuerung 176 über eine Leitung 178 bzw. 180 gesteuert. Die Steuerung 176 ist mit einem Stellungssensor 182 verbunden, der die Winkelstellung des Permanentmagnetrotors des Motors abtastet. Der Stellungssensor 182 kann irgendeine geeignete Vorrichtung sein, wie beispielsweise eine Hall-Effekt-Vorrichtung. Der Präzisionswiderstand 183 ist optional, so dass Strom durch die Steuerung 176 über eine Leitung (nicht gezeigt) überwacht werden kann, um den Motorphasenstrom zu regeln.
  • Im Betrieb teilen die Kondensatoren 162 und 164 die über dem DC Bus 152, 154 auftretende Spannung. Die Kondensatoren 162 und 164 haben vorzugsweise die gleiche Größe, so dass die Spannung von dem DC Bus 152 und 154 grob in gleichen Teilen zwischen ihnen aufgeteilt wird. Die Größe der Kondensatoren ist eine Funktion der Eingangsleistung des Motors und der Qualität der Kondensatoren, die den Welligkeitsnennstrom bestimmt. Wenn die Steuerung 176 den Leistungsschalter 168 schließt, ist der Leistungsschalter 166 offen. Das Schließen des Leistungsschalters 168 legt die positive Spannung von dem Kondensator 164 an die Wicklung 170 an, wodurch bewirkt wird, dass ein positiver Strom durch die Wicklung vom Anschluss 184 zum Anschluss 186 fließt. Zusätzlich wird ein positiver Strom auch durch die Wicklung 170 von dem DC Bus 152, 154 über den Anschluss 152, den Kondensator 162, den Anschluss 184, die Wicklung 170, den Anschluss 186, den Leistungsschalter 168 und den Anschluss 154 geliefert. Wenn die Steuerung 176 den Leistungsschalter 166 schließt, ist der Leistungsschalter 168 offen. Das Schließen des Leistungsschalter 166 legt die positive Spannung von dem Kondensator 162 an die Wicklung 170 an, wodurch bewirkt wird, dass ein positiver Strom durch die Wicklung von dem Anschluss 186 zum Anschluss 184 fließt. Zusätzlich wird ein positiver Strom auch durch die Wicklung 170 aus dem DC Bus 152, 154 über den Anschluss 152, den Leistungsschalter 166, den Anschluss 186, die Wicklung 170, den Anschluss 184, den Kondensator 164 und den Anschluss 154 geliefert. Dementsprechend steuert die Steuerung der Leistungsschalter 166 und 168 die Richtung des Stromflusses durch die Wicklung 170 und steuert deshalb die Richtung des Magnetfeldes, das von dem Stator erzeugt wird. Weil die Steuerung 176 die Rotorstellung über den Positionssensor 182 kennt, steuert die Steuerung 176 das Magnetfeld in dem Stator, damit der Rotor umläuft. Genauer gesagt, die Steuerung 176 legt selektiv an die ersten und zweiten Enden der Wicklung 170 die erste Gleichspannung, damit der Rotor in einer im voraus festgesetzten Richtung umläuft, und legt auch selektiv an die ersten und zweiten Enden der Wicklung die zweite Gleichspannung, damit der Rotor in der gleichen im voraus festgesetzten Richtung umläuft.
  • Fig. 2B zeigt den Busstab 152, 154 und den Spannungsteiler, der durch die Kondensatoren 162 und 164 gemäß Fig. 2A gebildet ist und der mit vielen parallelen Wicklungskreisen verbunden ist. Jeder Wicklungskreis enthält auf entsprechende Weise eine einzige Wicklung 170A-C. Leistung wird den Wicklungen 170A-C über den Busstab 152, 154, die Kondensatoren 162 und 164 und Leistungsschalter 166A-C und 168A-C zugeführt. Eine Steuerung 176 steuert die Leistungsschalter über Leitungen 178A-C bzw. 180A-C. Durch Steuern der Leistungsschalter steuert die Steuerung 176 den Stromfluss durch Wicklungen 170A-C und steuert deshalb das Magnetfeld, das in dem Stator von dem Motor induziert wird. Die Steuerung 176 ist auch mit dem Positionssensor 182 verbunden, um die Position des Rotors abzutasten. Wie oben für Fig. 2A beschrieben ist, steuert die Steuerung 176 das Magnetfeld in dem Stator in Anbetracht der bekannten Position des Rotors, damit der Rotor umläuft.
  • Fig. 3A zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel von einer Schaltungsanordnung 200 gemäß der vorliegenden Erfindung zum Steuern eines eine einzige Phase und eine einzige Wicklung aufweisenden Motors. Die Leistungseingangsanordnung für die Schaltungsanordnung 200 verwendet einen Spannungsdopplereingang. Die Schaltungsanordnung 200 weist einen DC Bus auf, der durch Anschlüsse 210 und 212 definiert ist. Der DC Bus 210, 212 empfängt seine Leistung über eine Wechselspannungsquelle 202, eine Filterdrossel 204 und zwei Gleichrichter 206 und 208. Zwei Kondensatoren 214 und 216 sind in Reihe dem DC Bus 210, 212 parallel geschaltet. Zwei Leistungsschalter 218 und 220 sind ebenfalls in Reihe dem DC Bus 210, 212 parallel geschaltet. Freilauf-Dioden 228 und 230 sind auf entsprechende Weise den Leistungsschaltern 218 und 220 parallel geschaltet. Eine einzelne Wicklung 222 des einphasigen, eine Wicklung aufweisenden Motors ist mit dem einen Ende über einen Präzisionswiderstand 223 mit einem Mittelanzapfungsanschluss 224 zwischen den Kondensatoren 214 und 216 verbunden und ist an dem anderen Ende mit einem Anschluss 226 zwischen den Leistungsschaltern 218 und 220 von dem Leistungsschalter und dem Freilauf-Dioden-Totempol verbunden. Die Wechselspannungsquelle 202 ist ebenfalls an dem einen Ende mit dem Anschluss 224 verbunden. Die Leistungsschalter 218 und 220 werden durch eine Steuerung 232 über Leitungen 234 bzw. 236 gesteuert. Die Steuerung 232 ist ebenfalls mit einem Positionssensor 238 verbunden, der die Winkelstellung von dem Rotor des Motors abtastet. Der Positionssensor 238 kann irgendeine übliche Vorrichtung sein, wie beispielsweise eine Hall-Effekt-Vorrichtung, eine Abtastwicklung oder ein mechanischer Positionssensor. Der Präzisionswiderstand 223 ist optional, so dass Strom durch die Steuerung 232 über eine Leitung (nicht gezeigt) überwacht werden kann, um den Motorphasenstrom zu regeln.
  • Die Leistungseingangsanordnung gemäß Fig. 3A wird ein "Spannungsdoppler"-Eingang genannt, weil die Schiene-zu- Schiene-Busspannung das Doppelte der Spitzenleitungswechselspannung sein wird. Wenn die Leitungswechselspannung größer als die Spannung der oberen Schiene ist, fließt Strom von der Leitung durch die obere Eingangsdiode und den oberen Buskondensator, wodurch der obere Buskondensator geladen wird. Ähnliches gilt, wenn die Leitungswechselspannung negativer ist als die Spannung der unteren Schiene, dann fließt Strom von der Wechselspannungsleitung durch die untere Eingangsdiode und den unteren Buskondensator, wodurch der untere Buskondensator geladen wird.
  • Wenn die Steuerung 232 den Leistungsschalter 220 schließt, wird der Leistungsschalter 218 offen gelassen. Das Schließen des Leistungsschalters 220 legt die positive Spannung von dem Kondensator 216 an die Wicklung 222 an, wodurch bewirkt wird, dass ein positiver Strom durch die Wicklung 222 von dem Anschluss 224 zum Anschluss 226 fließt. Zusätzlich wird ein positiver Strom auch durch die Wicklung 222 von dem DC Bus 210, 212 über den Anschluss 210, den Kondensator 214, den Anschluss 224, die Wicklung 222, den Anschluss 226, den Leistungsschalter 220 und den Anschluss 212 geliefert. Wenn die Steuerung 232 den Leistungsschalter 218 schließt, wird der Leistungsschalter 220 offen gelassen. Das Schließen des Leistungsschalter 218 legt die positive Spannung von dem Kondensator 214 an die Wicklung 222 an, wodurch ein positiver Strom durch die Wicklung 222 von dem Anschluss 226 zum Anschluss 224 fließt. Zusätzlich wird ein positiver Strom auch durch die Wicklung 222 von dem DC Bus 210, 212 über den Anschluss 210, den Leistungsschalter 218, den Anschluss 226, die Wicklung 222, den Anschluss 224, den Kondensator 216 und den Anschluss 212 geliefert. Demzufolge steuert eine Steuerung der Leistungsschalter 218 und 220 die Richtung des Stromflusses durch die Motorwicklung (MW1) 222 und steuert deshalb die Richtung des Magnetfeldes, das von dem Stator erzeugt wird. Da die Steuerung 232 die Rotorposition über den Positionssensor 238 kennt, steuert die Steuerung 232 das Magnetfeld in dem Stator, damit der Rotor umläuft. Genauer gesagt, legt die Steuerung 232 selektiv an die ersten und zweiten Enden der Wicklung 222 die erste Gleichspannung, damit der Rotor in einer im voraus festgesetzten Richtung umläuft, und er legt auch selektiv an die ersten und zweiten Enden der Wicklung die zweite Gleichspannung, damit der Rotor in der gleichen im voraus festgesetzten Richtung umläuft.
  • Im allgemeinen kann eine Stromregelung erforderlich sein, wie sie beispielsweise durch einen Hysterese-Band- oder Spitzen-Regler implementiert wird. Wenn bei der Hysterese-Band- Regelung der Strom einen maximalen positiven oder einen minimalen negativen Wert (den oberen Pegel des Hysterese-Bandes) erreicht, wird eine Ansteuerung von dem gegenwärtig leitenden Leistungsschalter weggenommen, wodurch der Strom gezwungen wird, durch die Freilauf-Diode in das entgegengesetzte Ende von dem Totempol zu fließen. Dieser Vorgang legt effektiv eine entgegengesetzte Spannung an die Wicklung und der Strom entlädt sich dann. Weiterhin fließt während des Stromentladevorgangs der Strom durch den entgegengesetzten Kondensator und in einer solchen Richtung, dass dieser entgegengesetzte Kondensator wieder geladen wird. Wenn der Motorstrom genügend Entladen ist (auf den unteren Pegel des Hysterese-Bandes), wird der entsprechende Leistungsschalter wieder angesteuert und der Motorstrom lädt wieder auf. Dieser Stromregelungsvorgang hält einen grob konstanten Wert des Stroms im Motor bei, insbesondere wenn die Differenz zwischen den oberen und unteren Pegeln des Hysterese- Bandes klein ist. Bei einer Spitzenregelung wird der Strom ausgeschaltet, wenn eine im voraus festgesetzte Spitze erreicht ist, und zu einer vorbestimmten Zeit danach eingeschaltet.
  • Eine Regelung des Motorphasenstroms erfordert bevorzugt eine Messung des Stroms durch gewisse Mittel. Eine ökonomische Strommessung erfolgt durch Messung der Spannung über einem Präzisionswiderstand, wie oben erwähnt, der mit der Motorphase in Reihe geschaltet ist. Die praktikabelste Anordnung des Präzisions-Widerstandes ist am unteren Ende des Motorphasenschenkels, wobei das eine Ende von dem Präzisions-Widerstand an der Mittelanzapfung 224 von dem Bus befestigt ist, wie es in Fig. 3A gezeigt ist. Es wird dann zweckmäßig, die Bus-Mittelanzapfung als "Masse" zu beziehen, wobei die gesamte andere Steuerschaltung ebenfalls auf diesen Massepunkt bezogen wird. Die obere Schiene von dem Bus, das heißt die obere Seite von dem oberen Bus-Kondensator, hat eine große positive Spannung, während die negative Schiene von dem Bus, das heißt das untere Ende von dem unteren Bus-Kondensator, eine große negative Spannung hat. Der obere Leistungsschalter muss angesteuert werden, indem an seine Steuerelektrode eine Spannung angelegt wird, die eine Schwellenspannung über der oberen Schiene ist, und der untere Leistungsschalter muss angesteuert werden, indem an seine Steuerelektrode eine Spannung angelegt wird, die eine Schwellenspannung über der unteren Schiene ist.
  • Fig. 3B zeigt den Busstab 210, 212 und die Kondensatoren 214 und 216 gemäß Fig. 3A, die mit vielen parallelen Wicklungskreisen verbunden sind. Jeder Wicklungskreis enthält auf entsprechende Wiese eine einzelne Wicklung 222A-C. Leistung wird den Wicklungen 222A-C über den Busstab 210, 212, Kondensatoren 214 und 216 und Leistungsschalter 218A-C und 220A-C zugeführt. Eine Steuerung 242 steuert die Leistungsschalter über Leitungen 234A-C bzw. 236A-C. Durch Steuern der Leistungsschalter steuert die Steuerung 242 den Stromfluss durch die Wicklungen 222A-C und steuert deshalb das Magnetfeld, das in dem Stator des Motors induziert wird. Die Steuerung 242 ist auch mit dem Positionssensor 238 verbunden, um die Position des Rotors abzutasten. Wie oben für Fig. 3A beschrieben wurde, steuert die Steuerung 242 das Magnetfeld in dem Stator in Anbetracht der bekannten Position des Rotors, damit der Rotor umläuft.
  • Ein Faktor beim Gestalten eines einphasigen, eine Wicklung aufweisenden Motors betrifft mögliche Probleme während des Startens bzw. Anlaufens. Die magnetischen Ausprägungen, die durch die Statorzähne gebildet werden, bewirken ein "blockierendes" oder "verzahnendes" Drehmoment, das den Permanentmagnetrotor zwingt, an bevorzugten Positionen zu ruhen oder "zu parken". In einem Motor mit einer einzigen Wicklungsstufe können die Parkpositionen mit Positionen zusammenfallen, wo während des Startens ein elektromagnetisches Drehmoment von Null erzeugt wird, was es schwierig macht, den Motor zu starten.
  • Man überwindet das mögliche Startproblem dadurch, dass eine magnetische Asymmetrie in das magnetische Design eingeführt wird, das die Parkpositionen des Permanentmagnetrotors weg von den Nullstellen des elektromechanischen Drehmomentes zwingt. Wie der Fachmann erkennt, hat ein Stator eine Anzahl von Zähnen mit Stirnflächen, die eine Öffnung zur Aufnahme eines Rotors bilden. Die Stirnfläche der Statorzähne und der Rotor bilden einen Luftspalt dazwischen. In der vorliegenden Erfindung wird ein asymmetrischer Spalt oder eine Kerbe in die Statorzähne geschnitten, was eine Asymmetrie in der Luftspalt- Reluktivität (spezifischer magnetischer Widerstand) zwischen dem Stator und dem Rotor bewirkt. Diese magnetische Asymmetrie bewirkt, dass der Rotor in einer neuen Position parkt. Beispielsweise zeigt Fig. 4 einen Statorzahn 250 mit einem asymmetrischen Spalt oder einer Kerbe 252 zur Ausbildung einer asymmetrischen Luftspalt-Reluktivität zwischen einem Rotormagnet 254 und dem Statorzahn 250.
  • Die Parkpositionen und das Anlaufmoment des Rotors werden aus Magnetfeldberechnungen ermittelt, die auf einer Faden- Magnetkreislösung basieren. Bei Verwendung dieser Lösung wird der Umfang des Rotormagneten 254 und der Luftspalt in eine Vielzahl von Fäden 256 geteilt, wobei die Fäden räumliche Größen sind, die eine gleiche Umfangsspanne, aber unterschiedliche radiale Länge haben, was von dem Ort des Fadens in der magnetischen Geometrie abhängt. Für jeden Faden 256 werden die Magnetkreislängen in dem Luftspalt und dem Rotormagneten 254 ermittelt. Dann wird die klassische Magnetkreisgleichung für einen Permanentmagneten gelöst, um die Flussdichte und die magnetische Energie in jedem Faden zu erhalten. Die Flussverkettung an dem Ort θ = α wird durch die folgende Summierung über alle Fäden berechnet:
  • m(θ = a) = NWindungen· BgAg (1)
  • In ähnlicher Weise wird die magnetische Energie am Ort θ = α durch eine ähnliche Summenbildung über den Fäden berechnet. Unter Anwendung von Gleichung 1 zeigt insbesondere Fig. 4 die Grenzen für die Fäden 256, die zwischen dem Statorzahn 250 und dem Rotormagnet 254 in einer sechspoligen Maschine für eine gegebene Rotorposition gefunden werden, Die Feldberechnungen werden an regelmäßigen Inkrementen für die Rotorposition durchgeführt. Eine numerische Verarbeitung erzeugt zyklische Kurven der Flussverkettung, der magnetischen Energie, des Flussverkettungsdifferentials und des Blockiermomentes. Typische Berechnungen des Flussverkettungsdifferentials und des Blockiermomentes sind in den Fig. 5A und 5B gezeigt. Die Parkpositionen 258 und 260 des Rotors sind ebenfalls in den Fig. 5A und 5B gezeigt. Die in Fig. 5A gezeigten Parkpositionen 258 und 260 treten dort auf, wo die Bremsmomentkurve die horizontale Achse mit negativer Steigung kreuzt. Die Parkpositionen sind, wo der Rotor ohne externe elektrische oder mechanische Anregung zum Stillstand kommt. Die Projektion der Parkpositionen auf die Flussdifferentialkurve gemäß Fig. 5B zeigt die proportionalen verfügbaren Startmomente 258 und 260, da das elektromechanische Moment proportional zu dem Flussverkettungsdifferential multipliziert mit dem Wicklungsstrom ist. Aus dem in Fig. 5B aufgetragenen Flussverkettungsdifferential ist ersichtlich, dass ein wesentliches Drehmoment während des Anlaufes aus den Positionen 258 und 260 verfügbar ist, wenn der Rotor zu rotieren beginnt.
  • Fig. 6A-6C bilden zusammen ein schematisches Schaltbild von einer Schaltungsanordnung 300. Die Schaltungsanordnung 300 bildet insbesondere die elektrischen Komponenten von einem elektronisch kommutierten Motor, der gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Zusammenpassende Anschlüsse mit einer Bezugszahl 900 bis 999 in den Fig. 6A-6C zeigen die elektrischen Verbindungen zwischen den in diesen Figuren gezeigten Komponenten. In der folgenden Beschreibung sei angenommen, dass i alle zusammenpassenden Anschlüsse der Serie 900 ohne weitere Erläuterung verbunden worden sind.
  • Wie zu bemerken ist, entspricht eine Anzahl der Komponenten in den Fig. 6A-6C einer Anzahl von Komponenten in Fig. 3A. Insbesondere zeigt Fig. 6A eine Schaltung innerhalb einer gestrichelten Linie 302, die der Leistungsquelle 202 und der Filterdrossel 204 der Schaltung 200 in Fig. 3A entspricht. Es ist zu bemerken, dass die Schaltung 300 ferner enthält: zwei Gleichrichter 206 und 208; einen DC Bus, der durch einen Anschluss 210 und einen Anschluss 212 gebildet ist; zwei Kondensatoren 214 und 216, die über dem DC Bus 210, 212 in Reihe geschaltet sind; zwei Leistungsschalter 218 und 22 J, die über dem DC Bus 210, 212 in Reihe geschaltet sind; eine einzelne Wicklung, die an dem einen Ende mit einem Anschluss 224 zwischen den Kondensatoren 214 und 216 und an dem anderen Ende mit einem Anschluss 226 zwischen den zwei Leistungsschaltern 218 und 220 verbunden ist; und zwei Freilauf-Dioden 228 und 230, die auf entsprechende Weise den Leistungsschaltern 218 und 220 parallel geschaltet sind. Die Struktur und die Arbeitsweise von jedem dieser Schaltungselemente entsprechen den Schaltungselementen mit der gleichen Bezugszahl in Fig. 3A.
  • Die Schaltung 300 enthält zwei optionale Widerstände 304 und 306, die auf entsprechende Weise den Kondensatoren 214 und 216 parallel geschaltet sind. Wenn die Kondensatoren 214 und 216 übermäßig geladen werden, gestatten die optionalen Widerstände 304 und 306, dass die überschüssige Ladung sicher abgeführt wird. Dies kann beispielsweise während des Anlaufes erfolgen, wenn ein blockierter Rotorzustand auftritt. Alternativ kann eine aktive Vorrichtung, wie beispielsweise ein schaltbarer Widerstand, verwendet werden, um überschüssige Ladung abzuführen.
  • Die Schaltung 300 enthält ferner einen bidirektionalen Shunt, der in einer gestrichelten Linie 308 in Fig. 6B gezeigt ist. Der Shunt 308 ist mit der Wicklung 222 zwischen dem Mittelanzapfungsanschluss 224 und dem Anschluss 226 in Reihe geschaltet. Der Shunt 308 misst dadurch den Stromfluss durch die Wicklung 222. Der Shunt 308 hat viele Widerstände zur Energieabfuhr. Der Shunt 308 ist über zwei Leitungen 309A und 309B mit zwei Komparatoren 312 und 314 verbunden. Die Komparatoren 312 und 314 sind auch mit einem Stromreferenzpegel von einem Mikroprozessor 316 über einen Pin 7 und die damit verbundene Schaltung innerhalb einer gestrichelten Linie 318 verbunden. Durch Verändern des PWM Tastverhältnisses am Pin 7 kann die Stromreferenz von 0 bis 2,5 V (in Abhängigkeit von Skalierungswiderständen R3, R37, R69) verändert werden. Die Komparatoren 312 und 314 geben ein Signal über eine Leitung 320 an ein D-Flipflop 322 ab. Das Flipflop 322 ist auch über eine Leitung 323 mit einem 40 Mikrosekunden Univibrator verbunden, der in einer gestrichelten Linie 324 gezeigt ist. Die Ausgangsgröße des Flipflop 322 wird über eine Leitung 326 zu einem NAND Gatter 328 und über eine Leitung 336 zu einem NAND Gatter 330 übertragen. Die Ausgangsgröße des Flipflop 322 wird auch durch Pin 3 des Mikroprozessors 316 über eine Leitung 336 abgetastet. Der Mikroprozessor 316 steuert den Univibrator 324 über Pins 11 und 20. Der Univibrator 324 enthält eine Diode 325, die zwischen den Mikroprozessor 316 und den Ausgang der Komparatoren 312 und 314 geschaltet ist, wodurch der Mikroprozessor 316 die Ausgangsröße der Komparatoren abtastet. Ein Überstromzustand zieht C15 auf Null. Der Mikroprozessor 316 ist auch mit einem Eingang der NAND Gatter 328 und 330 über Leitungen 338 bzw. 340 verbunden.
  • Die NAND Gatter 328, 329 und 330 steuern die Treiberschaltungen, die in Fig. 6C in gestrichelten Linien 331 bzw. 333 gezeigt sind. Die Treiberschaltungen 331 und 333 schalten die Leistungsschalter 218 bzw. 220 durch und sperren sie. Die Treiberschaltungen 331 und 333 enthalten eine Pegelschiebeschaltung und eine Klemmschaltung, um den Ausgang der NAND Gatter 328 und 330 zu befähigen, um dadurch die Leistungsschalter zu steuern. Die Treiberschaltungen 331 und 333 enthalten ferner einen Transistor 332 bzw. 334, der durch Pegelschiebe- Transistoren 332LS bzw. 334LS gesteuert ist, um für eine bessere Sperrleistung von den Leistungsschaltern zu sorgen. Es sei darauf hingewiesen, dass der Leistungsschalter 218 ein p-Kanal Transistor und der Leistungsschalter 220 ein n-Kanal Transistor ist. Dementsprechend sind die Treiberschaltungen 331 und 333 das Komplement zueinander. In ähnlicher Weise wird der Ausgang des NAND Gatters 328 über ein NAND Gatter 329 vor der Verbindung mit der Treiberschaltung 331 invertiert.
  • Die Schaltung 300 enthält ferner eine Hall-Effekt- Vorrichtung 238, die mit dem Mikroprozessor 316 über einen Pin 17 verbunden ist. Die Hall-Effekt-Vorrichtung 238 ist an dem Stator neben dem Rotor befestigt, so dass der Mikroprozessor 316 die Winkelstellung von dem Rotor kennt. Die Schaltung 300 enthält ferner einen Kristall 342 und damit in Beziehung stehende Widerstände und Kondensatoren zum Setzen der Betriebsfrequenz des Mikroprozessors 316. Die Schaltung 300 enthält auch eine Leistungsversorgungsschaltung, die in einer gestrichelten Linie 344 in Fig. 6A enthalten ist, um Spannungsanzapfungen VB2, VB3 und VCC zum Speisen des Mikroprozessors 316 und der anderen Komponenten der Schaltung 300 zu bilden. Die Schaltung 300 enthält auch eine Einschalt-Rücksetzschaltung, die in einer gestrichelten Linie 343 in Fig. 6B gezeigt ist. Die Rücksetzschaltung 343 setzt den Motor nach dem Einschalten zurück und hält einen minimalen Pegel für eine im voraus eingestellte Zeitperiode aufrecht. Die Rücksetzschaltung 343 ist mit dem Mikroprozessor 316 über eine Leitung 347 zum Signalisieren eines Rücksetzens (Reset) verbunden. Die Rücksetzschaltung 343 ist auch mit einer Klemme 349 in Fig. 6C verbunden zum Einschalten des Leistungsschalters 218, um den Motor neu zu starten, wenn ein Reset gewünscht wird. Schließlich enthält der Mikroprozessor 316 einen Satz von Pins 1, 2, 18 und 19 zur Interfacebildung der Steuerung des durch die Wicklung 222 angetriebenen Motors mit anderen Betriebsbedingungen von dem System, in dem der Motor verwendet wird. Pin 2 des Mikroprozessors 316 kann beispielsweise einen Tachometerausgang bilden, der die abgetastete Drehzahl des Rotors anzeigt. Die Pins 1, 18 und 19 können beispielsweise Systemeingänge zum Einstellen des richtigen Betriebsbereiches, Drehmomentes oder einer gewünschten Drehzahl pro Minute des Motors bilden. Einer dieser Pins kann ein Eingangssignal empfangen, das die gewünschte Drehzahl oder das Drehmoment des Motors darstellt, und in diesem Fall bildet der Mikroprozessor 314 ein Mittel zum Steuern der Drehzahl oder des Drehmomentes des Motors als Antwort auf ein dieses darstellende Eingangssignal. In diesem Fall variiert der Mikroprozessor 316 die Kommutierungsrate der Schalter 218 und 220, um der gewünschten Drehzahl oder dem Drehmoment zu entsprechen, wie es durch das Eingangssignal angegeben wird.
  • Im Betrieb steuert der Mikroprozessor 316 den Stromfluss durch die Wicklung 222. Wenn der Mikroprozessor 316 entscheidet, dass Strom durch die Wicklung 222 in einer bestimmten Richtung für eine gegebene Zeitperiode fließen sollte, steuert er das NAND Gatter 328 oder 330, das dem Leistungsschalter 218 oder 220 entspricht, für eine gegebene Periode an. Der Gleichstrom wird dann kommutiert und der Wicklung 222 für die gegebene Periode unter Steuerung der Kommutierungsschaltung zugeführt, die enthält: den Mikroprozessor 316, die Stromreferenzschaltung 318, den Univibrator 324, Komparatoren 312 und 314 und den Flipflop 322. Die DC Kommutierung für die Schaltung 300 gestattet den Stromfluss durch die Wicklung 222, bis der Wicklungsstrompegel den Stromreferenzpegel überschreitet, der durch die Stromreferenzschaltung 318 gesetzt ist. Der Strom wird dann für eine Periode von 40 Mikrosekunden gesperrt. Dann beginnt der Stromfluss wieder, bis der Wicklungsstrompegel wieder den Stromreferenzpegel überschreitet, der durch die Stromreferenzschaltung 318 gesetzt ist. Es folgt eine weitere Verzögerung von 40 Mikrosekunden und so weiter, bis der Mikroprozessor 316 signalisiert, dass die gegebene Periode für den Stromfluss durch die Wicklung in der gegebenen Richtung geendet hat.
  • Genauer gesagt, tastet der Mikroprozessor 316 die Position des Rotors über die Hall-Effekt-Vorrichtung 238 ab. Der Mikroprozessor 316 setzt auch einen Stromreferenzpegel über den Pin 7 und die Stromreferenzschaltung 318. Der Mikroprozessor 316 steuert auch die Univibratorschaltung 324 über Pins 11 und 20. Auf der Basis der Position des Rotors entscheidet der Mikroprozessor, ob einer der Leistungsschalter eingeschaltet werden sollte. Wenn beispielsweise der Leistungsschalter 218 eingeschaltet werden sollte, dann steuert der Mikroprozessor das NAND Gatter 328 an, indem ein logischer Hoch-Pegel über die Leitung 336 gesendet wird. Als nächstes muss der der Wicklung 222 zugeführte Strom kommutiert werden. Demzufolge wird das Signal aus dem Shunt 308 auf den Leitungen 309A und 309B (das dem durch die Wicklung 222 fließenden Strom entspricht) durch die Komparatoren 312 und 314 mit einem Pegel verglichen, der durch die Stromreferenzschaltung 318 von R37 und C16 gesetzt ist, die durch ein Widerstandsnetzwerk 311 vorgespannt und skaliert sind. Der Komparator 312 vergleicht den in dem N Kanal (Schalter 220) fließenden Strom, wie er durch die negative Spannung über dem Shunt angezeigt wird, wogegen der Komparator 314 den in dem P Kanal (Schalter 218) fließenden Strom vergleicht, der durch die positive Spannung über dem Shunt angezeigt wird. Optionale Kondensatoren C7, C17 und C18 können verwendet werden, um Schaltungsrauschen zu verringern. Die Werte der Widerstände und Kondensatoren des Netzwerkes 311 können in der folgenden Tabelle I gesehen werden. Tabelle I von Komponentenwerten
  • Wenn einer der Werte tief ist, senden die Komparatoren ein Signal über die Leitung 320 und über die Zeitkonstantenschaltung R11, C7, um das Flipflop 322 zu setzen. Die hohe Ausgangsgröße des Flipflop 322 bewirkt, dass das NAND Gatter 328 eine tiefe Ausgangsgröße hat, die über die Treiberschaltung 331 den Leistungsschalter 218 durchschaltet. Der Leistungsschalter 218 bleibt durchgeschaltet, bis entweder der Mikroprozessor 316 ihn ausschaltet, indem er das NAND Gatter 328 ausschaltet, oder der Strompegel in der Wicklung 222 über der Zeit den Pegel überschreitet, der über die Stromreferenzschaltung 318 gesetzt ist. Wenn der Mikroprozessor 316 den Leistungsschalter 218 ausschaltet, bleibt er aus, bis der Mikroprozessor 316 wieder das NAND Gatter 328 einschaltet. Wenn der Leistungsschalter 318 ausgeschaltet wird, weil der Wicklungsstrom den Referenzpegel überschreitet, dann bleibt er aus, während der Univibrator 324 40 Mikrosekunden ausläuft. Das Flipflop 322 sendet einen neuen Logikwert EINS am Ende der 40 Mikrosekundenperiode, und der Stromfluss erfolgt wieder in der gegebenen Richtung. Dieser Zyklus wiederholt sich, bis der Mikroprozessor 316 das NAND Gatter 328 ausschaltet, wodurch signalisiert wird, dass die Zeitperiode für den Stromfluss durch die Wicklung in der gegebenen Richtung geendet hat. Der Mikroprozessor 316 steuert dadurch die Richtung des Stromflusses durch die Wicklung 222, um ein Magnetfeld in dem Stator zu induzieren, damit der Rotor umläuft.
  • Die Steuerung des Leistungsschalters 220 über die Treiberschaltung 333 und das NAND Gatter 330 ist sehr ähnlich zu derjenigen, die oben für den Leistungsschalter 218 beschrieben wurde. Wenn es Zeit ist, den Leistungsschalter 218 einzuschalten, steuert der Mikroprozessor 316 das NAND Gatter 330 über die Leitung 340 an. Kondensatoren 311A und 311B integrieren dann den Stromwert, der durch die Wicklung 222 über der Zeit fließt, und die Komparatoren 312 und 314 vergleichen das integrierte Signal mit dem Strompegel, der durch die Stromreferenzschaltung 318 gesetzt ist. Wenn das integrierte Signal kleiner als die Referenz ist, sendet das Flipflop 322 ein logisches Signal EINS an das NAND Gatter 330, um somit den Leistungsschalter 220 einzuschalten. Strom fließt dann durch die Wicklung, bis das integrierte Signal das Referenzsignal überschreitet. Dies bewirkt, dass das Ausgangssignal aus dem Flipflop 322 zu einem logischen Wert NULL wechselt, das den Leistungsschalter 220 ausschaltet. Der Univibrator 324 lässt dann eine 27-30 Mikrosekunden Verzögerung ablaufen, um hörbares Rauschen zu minimieren. Das Flipflop 322 sendet dann einen anderen Logikwert EINS an das NAND Gatter 330, um den Schalter 220 für einen weiteren Zyklus wieder einzuschalten. Dieser Prozess wiederholt sich, bis der Mikroprozessor 316 das NAND Gatter 300 ausschaltet und somit die Periode des Stromflusses durch die Wicklung 222 in der gegebenen Richtung beendet.
  • Es wird Software zum Betreiben des Mikroprozessors 316 gemäß Fig. 6B verwendet. Die Software enthält die Routine zum Starten des Motors und zum Beibehalten einer Betriebsdrehzahl. Kurz gesagt, wird die Steuerung des Motors durch Hall-Zyklen organisiert, die mit einer Ausgangsgröße aus der Hall-Effekt- Vorrichtung 328 beginnen. Ein 16 Bit Zähler zählt dann unter der mit TINPO bezeichneten Variablen die Anzahl von 200 Mikrosekunden-Intervallen, die nach dem letzten Hall-Signal auftreten, bis das nächste Hall-Signal auftritt. Der TINPO Zählwert für den letzten Hall-Zyklus wird in einer mit TINPS bezeichneten Variablen gespeichert. Dies gibt die Zeitdauer an, die es gedauert hat, um einen Hall-Zyklus zu komplettieren. Wenn die Zeit für einen Hall-Zyklus bekannt ist, ist die Drehzahl des Rotors bekannt und auch die Position des Rotors für einen gegebenen TINPO Zählwert. Angewendet auf ein Beispiel, wenn es gewünscht wird, die Wicklung 222 auszuschalten, wenn der Rotor in einer gegebenen Position ist, wird der TINPO Zählwert für die Position berechnet und die Wicklung wird ausgeschaltet, wenn der berechnete TINPO Zählwert erreicht ist. Nebenbei, die acht niederwertigsten und höchstwertigen Bits für TINPO sind als TINPOL bzw. TINPOH bezeichnet. Diese L/H Notation wird auch auf andere Variable des 16 Bit Zählers angewendet.
  • Wenn TINPO die Grenze überschreitet, dann ist der Rotor zu lange in einer Position verblieben. Wenn der Rotor für eine im voraus festgesetzte Zeitperiode in der einen Position verbleibt, geht der Mikroprozessor in eine blockierte-Rotor- Routine, die alle allzu geladenen Kondensatoren entlädt und für eine Zeitverzögerung sorgt, bevor ein Neustart angezeigt wird. Im Betrieb beginnt der Start mit den ersten vier vollständigen Umdrehungen des Rotors. Jede dieser Umdrehungen wird in zwei 180 Grad Segmente geteilt. Die Hall-Effekt-Vorrichtung 238 unterscheidet jedes der acht 180 Grad Segmente. Während jedes der Segmente wird positiv kommutierter Strom der Wicklung 222 in der geeigneten Richtung zugeführt während aller, abgesehen von den ersten fünf Millisekunden des Segmentes. Die Verzögerung von fünf Millisekunden gestattet, dass in zwei Millisekunden der bestehende Strom in der Wicklung 222 abklingt, und sie liefert zusätzliche drei Mikrosekunden als einen Sicherheitsfaktor, um einen "Stromdurchschuss" durch die Wicklung 222 zu verhindern. Strom wird während im wesentlichen aller der ersten acht 180 Grad Segmente zugeführt, um zusätzliches Anlaufmoment zu liefern.
  • Nach den ersten vier vollständigen Umdrehungen des Rotors gestattet der Mikroprozessor 316, dass kommutierter Gleichstrom durch die Wicklung 222 während nur der ersten Hälfte oder 90 Grad für jedes nachfolgende 180 Grad Segment fließt. Dieses Verfahren wird befolgt, bis die Rotordrehzahl etwa 1300 U/Min erreicht. Indem Strom nur während einer Hälfte der verfügbaren Periode während dieser Zeit geliefert wird, wird das durch den Motor erzeugte Drehmoment verkleinert, was die Drehzahl/Drehmoment-Kurve für den Motor abflacht. Mit anderen Worten, es senkt das Drehmoment bei niedrigeren Drehzahlen, um an das bei höheren Drehzahlen verfügbare Drehmoment grob angepasst zu sein. Bezüglich der Umschaltung wird der Leistungsschalter 218 oder 220, der der gewünschten Richtung des Stromflusses durch die Wicklung 222 entspricht, eingeschaltet, wenn das Hall-Signal zuerst empfangen wird, und er wird ausgeschaltet, wenn TINPO TINPS/2 erreicht.
  • Nachdem die Rotordrehzahl 1300 U/Min. überschreitet, ermittelt der Mikroprozessor 316 die Einschalt- und Ausschaltzeiten für die Wicklung 222 durch Verwendung einer gespeicherten Tabelle innerhalb des Speichers des Mikroprozessors 316. Beim Zugriff auf die Tabelle berechnet der Mikroprozessor 316 zuerst die Tabellenzeiger OFFDELTA und ONTIME wie folgt:
  • OFFDELTA = TINPS/2-12 (2)
  • ONTIME = TINPS/2-12 (3)
  • Demzufolge sind die Tabellenzeiger gleich Null, wenn TINPS gleich 24 oder 25 ist. Dies entspricht einer Rotordrehzahl von etwa 6000. Die folgenden Tabelleneinträge entsprechen kleineren Drehzahlwerten für den Rotor, die durch den Mikroprozessor in Abhängigkeit von der Drehzahl oder dem Drehmoment implementiert sind, die gewünscht werden. Die letzten Einträge in den Tabellen entsprechen einer Rotordrehzahl von etwa 1300, und darunter übernimmt der oben beschriebene automatische Betrieb und die Wicklung wird für eine Hälfte von jedem Hall-Zyklus gespeist. Indem TINPS durch zwei dividiert wird beim Berechnen der Tabellenzeiger, nimmt die Genauigkeit der Tabellen ab, aber die Größe der Tabellen wird ebenfalls um zwei reduziert, was halb soviel Speicher erfordert.
  • Nachdem der Tabellenzeiger OFFDELTA berechnet worden ist, lädt der Mikroprozessor 316 einen Wert aus der Ausschalt- Zeittabelle, der OFFDELTA entspricht. Der Mikroprozessor 316 setzt dann die OFFTIM Variable gleich dem geladenen Wert. Der Mikroprozessor 316 lädt als nächstes einen Wert aus der Einschalt-Zeittabelle, der dem Tabellenzeiger ONTIME entspricht. Der Mikroprozessor 316 berechnet die Einschaltzeit wie folgt:
  • ADVTIM = TINPS + Einschalt-Tabellenwert
  • Es ist zu bemerken, dass die meisten der Werte in der Einschalttabelle negative Zahlen sind. Dementsprechend sorgt der berechnete ADVTIM für die Einschaltung des relevanten Leistungsschalters zu einer Zeit vor dem nächsten Hall-Effekt Signal. Es ist notwendig, die Kommutierung der Wicklung 222 auf diesem Wege bei Rotordrehzahlen über 1300 U/Min. vorzurücken, so dass sich das Magnetfeld in dem Stator rechtzeitig aufbauen kann, um Kraft auf den Rotor in der richtigen Richtung auszuüben. Wenn die Drehzahl des Motors zunimmt, sorgen die Tabellenwerte für ein zunehmendes Vorrücken des Kommutierungswinkels, um bei hohen Drehzahlen mehr Drehmoment aus dem Motor zu be kommen.
  • Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, dass ein gegebener Motor mit unterschiedlichen Drehzahl- und Drehmomentkurven programmiert werden kann, indem einfach die Einträge in den Einschalt- und Ausschalttabellen geändert werden. Weiterhin können durch Auswählen unterschiedlicher Einschalt- und Ausschaltpunkte gegenüber denjenigen, die oben für den Startbetrieb angegeben sind, das Startmoment und die erforderliche Zeit, um die gewünschte Drehzahl zu erreichen, Ebenfalls programmiert werden.
  • Es kann eine Cuk DC/DC Wandlertopologie mit einem Diodengleichrichter am Eingang von einem einphasigen, elektronisch kommutierten Wechselstrommotor(ECM)-System verwendet werden. Durch Steuern des Wandler-Tastverhältnisses kann die an das ECM System angelegte Gleichspannung eingestellt werden. Als eine Folge ist der Strombefehl gleichphasig mit der gleichgerichteten Versorgungs-Wechselspannung, wodurch ein Verschiebungsfaktor von Eins des Eingangswechselstroms ausgebildet wird.
  • Ein System 600 ist in Fig. 7 in Blockdiagrammform gezeigt, und das schematische Schaltbild ist in Fig. 8 gezeigt. Das System 600 enthält ein übliches elektromagnetisches Interferenz(EMI)-Filter 602, einen Dioden-Brückengleichrichter 604, eine Cuk DC/DC Wandlerschaltung 606, eine Rechteck-DC/AC- Wechselrichtersteuerung 608 und einen elektronisch kommutierten Motor(ECM) 610, die in Reihe geschaltet sind. Die Rechteck- Wechselrichtersteuerung 608 nimmt Motorrotorwinkel- und Motorstrom-Rückführungssignale von einer ECM Steuerung 612 auf, um die Ansteuerung der Schalter der Wechselrichtersteuerung 608 synchron mit der Gegen-EMK des Motors zu steuern. Die Motorstromrückführung kann zu der ECM Steuerung 612 zur Strombegrenzung erfolgen, aber im normalen Betrieb wird der Wechselrichter keine Stromzerhackung während einer gegebenen Halbwelle verwenden, weil die Eingangsspannung in den Wechselrichter 608 gesteuert wird und das Erfordernis zur Stromzerhackung verringern wird. Weiterhin kann ein Hall-Sensor 614 verwendet werden, um an die Steuerung 612 ein Signal zu liefern, das die Position des Rotorflusses anzeigt.
  • Eine DC/DC Wandlersteuerung 616 empfängt eine Gleichspannungsrückführung und ein Motorspannungs-Befehlssignal. Die Motorspannung ist grob proportional zur Motordrehzahl, und dieses Signal kann als das Befehlssignal dienen, wenn eine äußere Gesamtschleife, wie beispielsweise Luftströmung, vorgesehen ist. Ein Signal, das mit der Eingangsspannung in Phase ist und die gleiche Kurvenform hat, ist vorgesehen, damit das Tastverhältnis von dem DC/DC Wandler 606 gesteuert wird, um eine sinusförmige Eingangsstromkurve beizubehalten, deren Grundwelle mit der Leitungsspannung gleichphasig ist.
  • Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltbild von Fig. 7. Das EMI Filter 602 ist ein übliches Kondensator-, Drossel-, Spannungs-Clipperschaltung, die durch die Bezugszeichen C1-C3, L1 und 21 dargestellt ist. Der Dioden-Gleichrichter 604 weist Dioden D1-D4 auf. Der DC/AC Wechselrichter 608 ist eine einphasige, in der Mitte angezapfte Kondensatorschaltung, die Kondensatoren C5, C6 und Festkörper-MOSFET-Schalter Q2 und Q3 aufweist. Wegen der Spannungsinversionseigenschaft des Cuk Wandlers 696 sind die MOSFET Schalter Q2 und Q3 wie gezeigt verbunden. Der Cuk Wandler 606 ist aus einer gekoppelten Drossel L1A und LIB, Kondensator C4, Schalter Q1 und Diode D5 aufgebaut. Die Steuerung der Einschaltzeit des Schalters Q1 steuert und regelt (stabilisiert) die Gleichspannung, die an den Kondensatoren C5 und C6 auftritt.
  • Die ECM Steuerung 612 verwendet am Motor angebrachte Hall-Sensoren 614, um ein Signal synchron mit dem Motorfluss abzuleiten. Dieses Positionssignal kann mit einer phasenstarren Schleife (nicht gezeigt) modifiziert werden, um ein wechselndes Gate-Treibersignal für die Schalter Q2 und Q3 abzuleiten. Es ist ein Motorstromsensor, Widerstand R1, vorgesehen, und der absolute Wert wird mit einem Strombegrenzungssignal verglichen. Wenn der Motorstrom den Strombegrenzungswert überschreitet, "zerhacken" die Schalter Q2 und Q3 den Motorstrom durch Pulsbreitenmodulation, um ihn an dem Strombegrenzungswert zu halten. Im normalen Betrieb wird die Gleichspannung (Edc1) gesteuert, und eine Motorstromzerhackung wird nicht erforderlich sein.
  • Die Cuk Wandlerschaltung 606 besteht aus einer Gleichspannungsrückführung (Edc1), die mit einem Motorspannungs- Befehlssignal verglichen wird. Ein zweites Signal (Edc2), das die gleichgerichtete Wechselspannung ist, ist vorgesehen, um ein Signal in Phase mit der Eingangsspannung und mit sinusförmiger Kurvenform zu entwickeln. Es wird auch in der UC3854 Steuerung 606 als ein Vorwärtsregelungssignal von Versorgungsspannungsänderungen verwendet. Ein Stromsensor R2 ist vorgesehen, um den tatsächlichen Gleichstrom rückzuführen. Ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal steuert den Schalter Q1.
  • Die Anwendung des Cuk Wandlers 606 als die DC/DC Eingangsstufe von einem Antrieb mit elektronisch kommutiertem Motor (ECM) hat die die folgenden Vorteile: Eingangsverschiebungsfaktor von Eins, verringerter Spitzeneingangsstrom, verringerte Oberwellen-Eingangsströme, einstellbare Ausgangsgleichspannung zur Eingabe in den Wechselrichter, verminderte Schaltverluste im Wechselrichter aufgrund von verminderter PWM, Betrieb aus entweder 115 oder 230 Volt Eingangsspannung und trotzdem Ausbildung einer einstellbaren Spannung von Null bis zu etwa 300 Volt.
  • Diese Lösung verwendet die Cuk Topologie als einen Abwärts- und Aufwärts-AC/DC Wandler für die Eingangsstufe von dem drehzahlvariablen Antrieb des ECM 610. Die Verwendung der Abwärts/Aufwärts-Übertragungscharakteristik des Cuk Wandlers 606 gestattet, dass das ECM System 600 bei entweder 115 oder 230 Volt einphasiger Wechselspannung ohne Umschalten oder Wählen der richtigen Eingangsleiter arbeitet. Wenn eine 230 Volt Wechselspannung zugeführt wird, arbeitet der Wandler 606 in einem Abwärtsmodus und liefert eine einstellbare Gleichspannung von 0 bis etwa 300 Volt. Wenn eine 115 Volt Wechselspannung zugeführt wird, arbeitet der Wandler 600 zuerst als ein Abwärtswandler und dann als ein Aufwärtswandler und versorgt den Wechselrichter 606 mit einer einstellbaren Gleichspannung von 0 bis etwa 300 Volt.
  • Ein einphasiger, elektronisch kommutierter Motor (ECM), der den Wechselrichter mit dem in der Mitte angezapften Bus verwendet, kann eine Leistungsschalter-Ansteuerung, die zwei unterschiedliche Spannungspegel hat, von der Steuerschaltung erfordern. Eine Pegelverschiebungs-Steuerschaltung, die optische Isolatoren verwendet, kann benutzt werden, um die Leistungsschalter-Ansteuerung für diese ECM Wechselrichter- Topologie zu erreichen.
  • Eine Leistungsschaltung 650, die eine optische Isolatoren aufweisende Steuerschaltung 652 für einen Einphasen-ECM 654 hat, der einen Wechselrichter 656 mit einem in der Mitte angezapften Bus verwendet, ist in Fig. 9 dargestellt. Der DC Bus (+VBUS, -VBUS) ist in Hälften geteilt mit identischen Bus- Kondensatoren 658, 660, und das eine Ende von der Motorphasenwicklung ist an einer Mittelanzapfung 662 von dem Bus 656 befestigt. Das andere Ende von der Motorphasenwicklung ist an dem Mittelpunkt von zwei Leistungsschaltern 672, 674 angebracht, die über dem Bus 656 in Reihe geschaltet sind. Der ECM 654 kann dadurch mit Wechselstrom erregt werden, indem abwechselnd die oberen und unteren Leistungsschalter 672, 674 angesteuert werden. Zwei Freilauf-Dioden 676, 678 bilden einen Pfad für den Motorstrom, der fließt, bis der Strom in die richtige Richtung für den zugeordneten Leistungsschalter umkehren kann.
  • Eine Regelung des Motorphasenstroms erfordert vorzugsweise eine Messung des Stroms durch irgendwelche Mittel. Eine ökonomische Strommessung erfolgt durch Messung der Spannung über einem Präzisions-Widerstand 680, der mit der Motorphase in Reihe geschaltet ist. Eine praktikable Anordnung des Präzisions-Widerstandes ist am unteren Ende von dem Motorphasenschenkel, wobei das eine Ende von dem Präzisions-Widerstand 680 an der Mittelanzapfung 662 von dem Bus 656 befestigt ist, wie es in Fig. 9 gezeigt ist. Es wird dann zweckmäßig, auf die Bus- Mittelanzapfung 652 als "Masse" Bezug zu nehmen, wobei die gesamte andere Steuerschaltung auch auf diesen Massepunkt bezogen wird. Die obere Schiene von dem Bus 656 wird eine große positive Spannung, die +VBUS genannt wird. Die untere Schiene von dem Bus 656 wird eine große negative Spannung, die -VBUS genannt wird. Der obere Leistungsschalter 672 muss angesteuert werden, indem an sein Gate eine Spannung angelegt wird, die eine Schwellenspannung über +VBUS ist, und der untere Leistungsschalter 672 muss angesteuert werden, indem an sein Gate eine Spannung angelegt wird, die eine Schwellenspannung über -VBUS ist. Für typische Werte von Busspannung und Schwellenspannung hat die Ansteuerspannung des unteren Leistungsschalter 674 immer noch einen großen negativen Wert.
  • Es sind zwei unterschiedliche Steuerspannungen erforderlich, die beide von Masse signifikant verschoben sind, so dass eine Pegelverschiebungsschaltung erforderlich ist.
  • Die hier beschriebene Steuerschaltung bietet eine Alternative zu der Steuerschaltung des Transformatortyps. Es werden in dieser Erfindung optische Isolatoren verwendet, um eine Spannungspegelverschiebung zu erhalten. Fig. 10 stellt die Steuerschaltung für den unteren Leistungsschalter 674 dar. Elektrische Ladung zur Speisung des Gate von dem Leistungsschalter wird in dem Speicherkondensator 660 gespeichert, und sie wird an das Gate geliefert, wenn das untere Gatesignal an die Opto-Diode OD3 in dem I/O Steuerschaltungsmodul 652 angelegt wird. Durch OD3 fließender Strom bringt OD3 dazu, Licht auf die Basis von dem Opto-Transistor OT3 zu emittieren, wodurch OT3 leitend wird. Wenn OT3 leitet, wird das Gate von dem Gegentakt-FET Q1-Q2 nach unten gezogen, und Ladung von dem Kondensator 660 wird über Q1 zum Gate des Leistungsschalters geleitet. Wenn es umgekehrt gewünscht ist, die Ansteuerung von dem Leistungsschalter zu beseitigen, wird das untere Gatesignal entfernt, die Opto-Diode OD3 beendet die Leitung, der Opto- Transistor OT3 beendet die Leitung, das Gate vcn dem Gegentakt- FET-Paar Q1-Q2 wird durch den Hochzieh-Widerstand Rpu nach oben gezogen und die Ladung von dem Gate des Leistungsschalters fließt über Q2 ab.
  • Es ist notwendig, den Speicherkondensator 660 aufzufrischen, was ausgeführt werden kann, wenn der Motoranschluss 700 (z. B. Mitte von zwei Schaltern 672, 674) auf die obere Schiene (+VBUS) entweder durch Phasenstrom-Vorwärtsleitung über den oberen Leistungsschalter 672 oder durch Phasenstrom-Rückwärtsleitung über die obere Freilauf-Diode 676 gezogen wird. Während des Auffrischmodus wird die Opto-Diode OD2 in dem Steuermodul leitend sein. Dies macht den Opto-Transistor OT2 leitend, und der Speicherkondensator 660 lädt sich über den Pfad von der oberen Schiene, die Sperrdiode 704, den Strombegrenzungswiderstand Rc11, den Opto-Transistor OT2, durch den Kondensator 660 zur negativen Schiene auf. Der Strombegrenzungswiderstand Rc11 hat einen kleinen Wert, um eine schnelle Aufladung des Kondensators 660 zu gestatten. Wenn die Spannung über dem Kondensator 660 auf den Wert der Spannung der Zener-Diode 702 plus dem Vorwärtsabfall der Opto-Diode OD1 ansteigt, fließt Strom durch die Zener-Diode 702 und die Spannung des Kondensators 660 wird dadurch geklemmt. Diese Klemmspannung ist so ausgelegt, dass sie die ansteuernde Schwellenspannung des Leistungsschalter 674 ist. Eine Stromleitung durch die Zener-Diode 702 lässt auch Strom durch die Opto-Diode OD1 fließen, was den Opto-Transistor OT1 in dem Steuermodul leitend macht. Dieser Vorgang beseitigt eine Leitung durch die Opto-Diode OD2 in dem Steuermodul, der dann die Leitung des Opto-Transistors OT2 hält. Der Strombegrenzungswiderstand Rc12, der zuvor durch den Opto-Transistor OT2 geshuntet war, ist nun in der Auffrischschaltung angeordnet, und Rc12 ist genügend groß gemacht, um den Strom, der durch die Zener-Diode 702 fließt, auf sichere Werte zu begrenzen. Wenn die Spannung des Speicherkondensators 660 unter den Klemmwert abfällt, hört die Leitung in der Zener-Diode-OD1 Schenkel auf, OT1 sperrt, OD2 schaltet durch, 0T2 schaltet durch, der große Widerstand Rc12 wird geshuntet und der Speicherkondensator lädt sich schnell über den kleinen Widerstand Rc11 wieder auf.
  • Die Sperrdiode 704 gestattet, dass die Auffrischschaltung von dem Motorphasenanschluss getrennt ist, während der untere Leistungsschalter 674 leitend ist, da der Motorphasenanschluss nahezu auf die negative Schiene nach unten gezogen wird. Eine Auffrischung des Kondensators 660 erfolgt, wenn der untere Leistungsschalter 674 in den Sperrzustand gesteuert ist, weil der Motorphasenanschluss sofort auf die obere Schiene schwingt, wobei zunächst Strom durch die obere Freilauf-Diode 676 und später durch den oberen Leistungsschalter 672 geleitet wird. Keine Auffrischung kann auftreten, während der untere Leistungsschalter 674 leitend ist, und während dieser Periode wird Ladung von dem Speicherkondensator 660 durch den Strom abgeleitet, der in dem Schenkel fließt, der den Opto-Transistor OD3 und seinen Hochzieh-Widerstand Rpu enthält. Um zu verhindern, dass die Spannung des Speicherkondensators 660 unter den Schwellenwert des Leistungsschalters 674 abfällt, ist es notwendig, eine vernünftige Frequenz des Auffrischbetriebs auszubilden.
  • Die Ansteuerschaltung für den oberen Leistungsschalter 672, die in Fig. 11 dargestellt ist, ist identisch mit derjenigen von Fig. 10, außer dass sie zwischen die obere Schiene +VBUS und den Motorphasenanschluss geschaltet ist. Sie sorgt für eine Auffrischung während der Motorphasenanschluss entweder durch Leitung über die untere Freilauf-Diode 678 oder den unteren Leistungsschalter 674 auf die untere Schiene gezogen ist.
  • Während der Anfangsspeisung der Treiberschaltung leiten beide Auffrischschaltungen gleichzeitig durch einander. Eine Innovation in der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung ist die Technik zum Umschalten der Werte des Strombegrenzungswiderstandes, um ein schnelles Auffrischen zu gestatten.
  • Ein Problem tritt während des Startbetriebes des Motors auf. Es wurde ein Computerprogramm geschrieben, um die elektrischen dynamischen Vorgänge von einigen der hier offenbarten Schaltungsanordnungen zu simulieren. Der Simulator enthielt auch die mechanischen dynamischen Vorgänge einschließlich Rotorträgheitsmoment, Reibung, elektromagnetisches Drehmoment, Blockiermoment und Lastmoment. Die Rotorparkposition, die aus der magnetischen Analyse berechnet ist, wird als eine Anfangsbedingung eingeführt. Fig. 12A-D zeigen das Startvermögen von einem einphasigen, eine Wicklung aufweisenden, elektronisch kommutierten Motor, der durch die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2A gespeist und gesteuert wird. Jede der Fig. 12A-D zeigt den angegebenen Leistungsparameter über der Zeit. Genauer gesagt, zeigt Fig. 12A die Wellendrehzahl über der Zeit, Fig. 12B zeigt den Phasenstrom über der Zeit, Fig. 12C zeigt die Quellen- und Busspannungen über der Zeit und Fig. 12D zeigt das an die Welle angelegte Drehmoment über der Zeit. Es ist ersichtlich, dass der geteilte DC Bus 152, 154 in Fig. 2A, der Spannungen hat, wie sie in Fig. 12C angegeben sind, während des Startens unsymmetrisch wird und sowohl von dem Motor als auch der Wechselspannungsquelle abgeschnitten wird. Die Unsymmetrie tritt als eine Folge des oben beschriebenen Stromregelvorganges auf. Der Rotor muss auslaufen, bis eine Motorpolaritätsumkehr erhalten ist, vorausgesetzt es gibt genügend Winkelmoment, um den Rotor durch den Rückstellvorgang im Blockiermoment zu führen.
  • Fig. 13A-D zeigen das Startvermögen von einem einphasigen, eine einzige Wicklung aufweisenden, elektronisch kommutierten Motor, der mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3A gespeist und gesteuert ist. Die Kurvenformen wurden ebenfalls aus einer Computer-Simulation erhalten. Zur Zeit Null ist die Motorruhestellung zufällig gewählt, um einen negativen Motorstrom zu erfordern, der in der in Fig. 13B gezeigten zweiten Kurve dargestellt ist, um ein positives Wellenmoment zu erzeugen, das in der vierten Kurve dargestellt ist, die durch Fig. 13D gezeigt ist. Das Drehmoment, das an den Motor und das Lastträgheitsmoment angelegt ist, erzeugt eine Beschleunigung der Wellendrehzahl, die in der ersten, durch Fig. 13A gezeigten Kurve dargestellt ist. Während der Periode des negativen Motorstroms wird die Ladung des unteren Bus-Kondensators wiederholt aus der Leitung aufgefrischt, während der obere Bus-Kondensator überladen wird als eine Folge des früher beschriebenen Stromregelvorgangs. Schließlich führt die Wellenbewegung den Rotor in die Position, wo positiver Strom erforderlich ist, um ein positives Drehmoment zu erzeugen; dieser Übergang ist in der Kurve des Motorstroms dargestellt, die in Fig. 13B gezeigt ist. Im Moment des Überganges ist die Spannung des oberen Kondensators auf 280 Volt von ihrer normalen Arbeitsspannung von 156 Volt geladen, wie es in Fig. 13C gezeigt ist. Nachdem der Motorphasenstrom in die positive Richtung wechselt, wird der untere Kondensator überladen, obwohl zu einem geringeren Grad, als eine Folge des Stromregelvorgangs. Wenn der Motor beschleunigt, wird weniger und weniger Kondensator-Überladung beobachtet, und schließlich wird der Betrieb mit konstanter Drehzahl erhalten, wie es in den Fig. 14A-D dargestellt ist. Eine wichtige Konsequenz des Startvorganges ist, dass die Bus-Kondensatoren ein Übernennspannungsvermögen für Ereignisse haben müssen, die nur wenige Millisekunden andauern.
  • Fig. 14A-D stellen verschiedene Kurvenformen dar, die den Betrieb des einphasigen, eine einzige Wicklung aufweisenden, elektronisch kommutierten Motors mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3A während einer Bewegung mit konstanter Drehzahl beschreiben. Die Kurvenformen wurden auf einem Computer-Simulationsprogramm erhalten. Fig. 14A stellt die Kurvenform für den Motorphasenstrom dar, die durch den gerade beschriebenen Stromregelvorgang zu einer näherungsweise Rechteckwelle geformt ist. Der alternierende Motorstrom, der mit der alternierenden Magnetrichtung in Wechselwirkung tritt, erzeugt ein unidirektionales Wellenmoment, das in der in Fig. 14B gezeigten zweiten Kurvenform dargestellt ist. Die dritte Kurve, die durch Fig. 14C gezeigt ist, stellt die alternierende Quellen-(d. h. Leitungs-)Spannung VAC und die Spannung der oberen Schiene +VBUS und der unteren Schiene -VBUS von dem DC Bus dar. Die Schienenspannungen wandern um einen gewissen Betrag, als Antwort auf Motorstrom, der gezogen oder zugeführt wird, und Leitungsstrom, der zugeführt wird. Momente, wo die Leitungsspannung die Schienenspannungen überschreiten, sind bestimmt, und während dieser Momente wird Strom aus der Leitung gezogen, wie es in der vierten Kurve dargestellt ist, die in Fig. 14D gezeigt ist. Es ist wichtig, darauf hinzuweisenr dass die Schienenspannungen die Spitzenleitungsspannung nicht um einen nennenswerten Betrag überschreiten, und deshalb sollte es für die Bemessung der Größe der Nennspannung der Bus-Kondensatoren angemessen sein, eine Nennspannung mit dem Spitzenwert der Leitungsspannung zu spezifizieren (in diesem Beispiel 2 · 110 = 156 Volt). Bus-Kondensatoren werden üblicherweise mit einem Nennwert für eine spezifizierte konstante Arbeitsspannung mit einer leicht größeren Stoßspannung kurzer Dauer spezifiziert. Ein üblicher Standard, der für das Beispiel hier zweckmäßig ist, ist 160 Volt Arbeitsspannung und 200 Volt Stoßspannung. Es kann unwirtschaftlich sein, einen Bus-Kondensator für eine größere Spannung als erforderlich zu spezifizieren, weil das Volumen und die Kosten des Kondensators mit der Nennspannung zunehmen.
  • Ein einphasiger, elektronisch kommutierter Motor (ECM), der den einen in der Mitte angezapften Bus aufweisenden Wechselrichter verwendet, kann großen Überspannungen in dem DC Bus während des Startbetriebes ausgesetzt sein, was Bus-Kondensatoren mit übergroßer Nennspannung erfordert, die unwirtschaftlich sind. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung verhindert eine Busspannungs-Regeltechnik die Überspannung und gestattet Bus-Kondensatoren mit normalen Nenndaten. Eine weitere Überlegung ist die von einem zerstörerischen Versagen von Komponenten, das aus einem Unglück resultiert. Wenn das Wellensystem aus irgendeinem Grund blockiert werden würde, vielleicht wegen Schmutz, der in der Last verkeilt wird, würde einer der Kondensatoren in der Schaltung gemäß Fig. 3A stetig überladen werden, was der Punkt für ein dielektrisches Versagen sein würde.
  • Ein Ausführungsbeispiel verhindert eine Überladung der Bus-Kondensatoren, indem jedem Bus-Kondensator ein Hystereseband-Regler zugeordnet wird. Der obere Wert des Hysteresebandes würde zweckmäßigerweise auf die Nennstoßspannung des Bus- Kondensators gesetzt, während der untere Wert auf einen gewissen kleineren Wert gesetzt werden würde. Wenn der Wert des oberen Bandes erreicht wird, kehrt der Steuervorgang die Motorstromrichtung um, was den Kondensator dazu zwingt, sich zu entladen. Wenn sich die Kondensatorspannung auf den unteren Wert des Hysteresebandes entlädt, wird die ursprüngliche Stromrichtung wieder hergestellt.
  • Der Regel- und Steuervorgang ist in den Kurven der Fig. 15A-D dargestellt und ist in den Fig. 16A-D fortgesetzt. Die Hysteresebandwerte sind auf 200 Volt für den oberen Wert und 175 Volt für den unteren Wert gesetzt. Wie zuvor, ist die Anfangsrichtung des Motorstroms negativ, wodurch bewirkt wird, dass sich der obere Kondensator überlädt. Wenn die Spannung des oberen Kondensators den oberen Hysteresebandwert erreicht, tritt die Steuerung in Aktion, um die Motorstromrichtung nach positiv umzukehren, und der obere Bus-Kondensator beginnt sich aufzuladen. Leider bewirkt die Stromumkehr, dass sich auch das Drehmoment umkehrt, und die Wellendrehzahl sinkt ab. Wenn die Spannung des oberen Kondensators auf den unteren Hysteresebandwert absinkt, wird die ursprüngliche Stromrichtung wieder hergestellt (zum negativen Strom), und die Wellendrehzahl steigt wieder an, während sich die Spannung des oberen Kondensators wieder nach oben auflädt. Der Steuervorgang wiederholt sich viele Male, und ungeachtet des angelegten negativen Momentes, das mit jedem Busregelvorgang auftritt, gibt es ein resultierendes positives Moment, das eine insgesamt positive Wellenbeschleunigung gestattet.
  • Die Wellenbewegung führt den Rotor in die Position, wo positiver Strom erforderlich ist, um positives Drehmoment zu erzeugen, bei 0,155 Sekunden in den Kurven gemäß den Fig. 15A-D. Sofort wenn der untere Bus-Kondensator beginnt, sich zu überladen, und wenn der Regelvorgang auf den unteren Kondensator ausgeübt wird, wird die Motorstromrichtung von positiv nach negativ umgekehrt. Ähnlich wie zuvor entlädt sich der untere Kondensator, während die Drehmomentumkehr bewirkt, dass die Wellendrehzahl sinkt. Wenn die Spannung des unteren Kondensators auf den unteren Hysteresebandwert absinkt, wird die ursprüngliche Motorstromrichtung wieder hergestellt (nach positivem Strom), und alles wiederholt sich.
  • Das kleine resultierende positive Drehmoment, das aus dem Bus-Regelvorgang resultiert, bewirkt, dass die Wellenbeschleunigung wesentlich kleiner ist als es ohne Bus-Regelung sein würde. Schließlich wird jedoch bei einer genügend großen Drehzahl die Bus-Regelung nicht länger notwendig, und die Wellenbeschleunigung nimmt ihre natürliche Rate an. Fig. 17 stellt einen Vergleich zwischen der Wellenbeschleunigung mit und ohne Bus-Regelung dar. Die Bus-Regelung wird bei etwa 200 U/Min. aufgegeben, und die entstehende Verzögerung, die durch Bus-Regelung bewirkt wird, ist kleiner als eine halbe Sekunde. Es wird angenommen, dass die Bus-Regler mit Operationsverstärker-Komparatoren und Logik-Gattern oder mit Mikroprozessor- Software implementiert werden können, wenn die Schienenspannungen mit A/D Wandlern digitalisiert sind.
  • Beim Bau eines Stators für einen Motor zeigt Fig. 4 einen Abschnitt von einem typischen ECM Stator mit ausgeprägten Polen. Ein Merkmal derartiger Maschinen ist ein Statorzahn 250, der einen relativ schlanken Abschnitt 251 mit einer breiten Spitze 255 aufweist, um den Fluss in dem Energieumwandlungs- Luftspaltbereich zwischen dem Rotormagnet 254 und dem Statorzahn 250 zu verteilen. Bezüglich der Form des Statorzahns 250 besteht der übliche Weg zum Wickeln des Pols darin, den Draht für die erforderliche Anzahl von Windungen um den Statorzahn zu "binden". Der Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass die entstehende Spule eine zufällige Natur mit vielen Winkelkreuzungen der isolierten Kupferstränge in der Wicklung hat. Dies bewirkt eine schlechte Ausnutzung des Raumes innerhalb der Spule. Ferner muss Raum zwischen den Spulen auf benachbarten Statorzähnen gelassen werden, um einen Zugang für die Wickelmaschinenkomponenten zu gestatten. Weiterhin können die Spulen nicht fest gewickelt werden wegen des Risikos des Dehnens oder Brechens der Leiter oder der Isolation um die Leiter herum. Demzufolge nutzen übliche Wickelverfahren nur etwa 34% des verfügbaren Raums auf dem Statorkernquerschnitt.
  • Man löst das Problem damit, dass man die Entfernung der Spitze 255 des Statorzahns 250 während des Einbaus der Wicklungsspule gestattet. Die Wicklungsspule wird dann auf einer üblichen Hochgeschwindigkeits-Kernspulen-Wickelmaschine gewickelt. Solche Spulen werden üblicherweise in einer geordneten Art und Weise ohne Kreuzungen gewickelt, außer an den Enden der Schichten. Dies sorgt für eine bessere Ausnutzung der Querschnittsfläche der Spulen zum Packen von Leitern. Eine sogar noch größere Leiterfläche kann gepackt werden, wenn rechteckiger Draht verwendet wird, wie er üblicherweise auf größeren Motoren verwendet wird, da die Orientierung des rechteckigen Drahtes während des Bewickelns des Kerns auf einfache Weise gesteuert wird. Nach dem Wickeln werden die Spulen über den schlanken Abschnitt 251 des Statorzahns geschoben. Beispielsweise zeigt Fig. 18 einen Statorzahn 400, von dem die Statorspitze entfernt worden ist. Eine Spule 402, die auf einer üblichen Hochgeschwindigkeits-Kernspulen-Wickelmaschine gewickelt worden ist, ist über den Zahn 400 geschoben worden. Es sind zusätzliche Spulen 404 und 406 gezeigt, die auf benachbarte Statorzähne 408 bzw. 410 gewickelt sind.
  • Beim Wiederaufbringen einer Statorspitze 412 auf den Statorzahn 400 in Fig. 19 ist es möglich, geblechte Polspitzen ähnlich Magnetnutkeilen herzustellen und sie einzeln an jedem Pol zu befestigen. Dies ist jedoch zeitraubend und deshalb teuer. Als eine Alternative ist ein Ring von abwechselnden Abschnitten von ausgeformten oder extrudierten, gepressten Eisen/Kunststoff-Verbundabschnitten und nicht-magnetischen Kunststoffabschnitten möglich, die verzahnt sind. Fig. 19 zeigt einen Abschnitt von einer derartigen Konstruktion. Fig. 19 enthält eine Statorspitze 412, die sandwichartig in dem Kreisring auf jeder Seite von einem verzahnten nicht-magnetischen Kunststoffabschnitt 414 und einem verzahnten nicht-magnetischen Kunststoffabschnitt 416 angeordnet ist. Diese nichtmagnetischen Kunststoffabschnitte sind mit zusätzlichen Statorspitzen (nicht gezeigt) und zusätzlichen abwechselnden nichtmagnetischen Kunststoffabschnitten (nicht gezeigt) verzahnt, bis der Kreisring vollständig ist. Als eine Alternative zur Verwendung mehrerer verzahnter Stücke zum Aufbringen der Statorspitzen 412 zeigt Fig. 20 einen einstückigen ausgeformten oder koextrudierten Kreisring 418. Der einstückige Ring 418 enthält mehrere abwechselnde, gepresste Eisen/Kunststoff- Verbundstatorspitzen 420 und nicht-magnetische Kunststoffabschnitte 422. Der einstückige Ring 418 bewahrt den Abstand der Statorspitzen 420. Wenn die Spulen in ihrer Lage um die Statorzähne 400 herum angeordnet sind, wird der einstückige Ring 418 in seine Lage geschoben und mit geeigneten Keilen unter Verwendung üblicher Positioniertechniken lokalisiert. Alle Zähne für einen in Fig. 20 gezeigten Stator 424 werden somit in einem einfachen Vorgang komplettiert.
  • Ein weiteres Design zum Vergrößern der Statorraumausnutzung ist in Fig. 21A gezeigt. In Fig. 21A sind alle Wicklungen 426 gewickelt, um ihre Form an die Form von dem Joch und den Statorzähnen anzupassen. Eine weitere Verbesserung ist in Fig. 21B gezeigt, wo mehrere Spulen 428 und 430 mit einem trapezförmigen Querschnitt gewickelt sind. Die Trapezform gestattet, dass die Spulen 428 und 430 in dem verfügbaren Raum verschachtelt werden. Die eine breite Basis aufweisenden Spulen 430 werden zuerst auf abwechselnde Zähne 400 eingefügt, woraufhin die eine schmale Basis aufweisenden Spulen 428 auf den übrigen Zähnen folgen. Elektrische Verbindungen mit den Spulen werden über eine Schaltkarte auf dem einen Ende von dem Stator 424 hergestellt.
  • Es ist auch möglich, dass der Stator die Form haben kann, die in der anhängigen US-Patentanmeldung mit der Anmelde Nr. 07/863,900, eingereicht am 6. April 1992, mit der Bezeichnung INTEGRAL MOTOR AND CONTROL, der gleichen Anmelderin dargestellt ist, deren gesamte Offenbarung durch diese Bezugnahme hier eingeschlossen wird. Insbesondere ist es möglich, dass der Motor einen C-Rahmen mit einer einzigen, kerngewickelten Wicklungsstufe haben kann. Der Motor liefert mehr Leistung als der Motor der vorgenannten Anmeldung, weil der Motor die gesamte Wicklungsstufe verwendet im Vergleich zu einer Konfiguration mit Mittelanzapfung. Weiterhin verwendet der Motor einen längeren Stapel und größere Permanentmagnete.
  • Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, dass die verschiedenen Aufgaben der Erfindung gelöst und andere vorteilhafte Ergebnisse erreicht werden.

Claims (25)

1. Verfahren zum Betreiben einer dynamoelektrischen Maschine mit einem Stator, der wenigstens eine Wicklung (170, 222) aufweist, einem Rotor, einem Gleichstrombus (152, 154; 210, 212) und Leistungsschaltern (162, 164, 166468; 214, 216, 218, 220), die in Reihe über den Bus geschaltet sind,
gekennzeichnet durch die Schritte:
Bereitstellen von zwei Leistungsschaltern (166, 168; 218, 220),
Bereitstellen eines Spannungsteilers (162, 164; 214, 216), der über die Schienen von dem Bus (152, 154; 219, 212) geschaltet ist, wobei der Spannungsteiler einen Anschluß (184; 224) hat, der eine Spannung zwischen den Spannungen der Schienen von dem Bus und zwischen den Enden des Spannungsteilers liefert,
Verbinden von dem einen Ende (186, 226) von der wenigstens einen Wicklung (170, 222) zwischen die Schalter und Verbinden des anderen Endes mit dem Anschluß (184; 224) des Spannungsteilers,
Anlegen einer Wechselstromspannung (160, 202) über Gleichrichter (206, 208) zwischen die Schienen von dem Gleichstrombus (152, 154; 210, 212) und den Anschluß (184; 224) von dem Spannungsteiler, wobei die Spannung über dem Gleichstrombus und die Spannung, die an die wenigstens eine Wicklung angelegt ist, grösser sind als die Spitzenspannung der angelegten Wechselstromspannung, und
Steuern der Schalter als Antwort auf eine abgetastete Rotorstellung, um Strom durch die Wicklung so zuzuführen, daß die Wicklung ein Magnetfeld zum Drehen des Rotors bei einer gewünschten Drehzahl und einem gewünschten Drehmoment erzeugt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei es nur zwei Leistungsschalter gibt, der Spannungsteiler zwei Kondensatoren (162, 164; 214, 216) enthält, die in Reihe über den Bus geschaltet sind, die Wicklung zwischen die Kondensatoren geschaltet ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Wechselstromspannung an einen Verbindungspunkt (224) zwischen den zwei Kondensatoren angelegt ist.
4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei das Steuern eine Startpulsserie an die Schalter liefert, wenn die Drehzahl der Maschine unter einem Wert ist, und einen Betriebspulssatz liefert, wenn die Drehzahl grösser als der Wert ist.
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Startpulsserie geliefert wird, wenn Strom durch die Wicklung während einer ersten Hälfte von jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird, wenn die Drehzahl der Maschine unter dem Wert ist.
6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Maschine einen ersten Betriebsmodus hat, bei dem der Strom durch die Wicklung während mehr als der Hälfte jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird, und wobei die Maschine einen zweiten Betriebsmodus auch dem Betrieb des ersten Modus hat, bei dem Strom durch die Wicklung nur während einer ersten Hälfte von jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird.
7. Dynamoelektrische Maschine mit einem Stator, der wenigstens eine Wicklung (110, 170, 222) aufweist, einem Rotor, einem Gleichstrombus (128; 152, 154; 210, 212) uni. Leistungsschaltern (102, 104, 106, 108; 162, 164, 166, 168; 214, 216, 218, 220), die in Reihe über den Bus geschaltet sind,
gekennzeichnet durch:
zwei Leistungsschalter (166, 168; 218, 220),
einen Spannungsteiler (162, 164; 214, 216), der über die Schienen von dem Bus (152, 154; 210, 212) geschaltet ist, wobei der Spannungsteiler einen Anschluß (184; 224) hat, der eine Spannung zwischen den Spannungen der Schienen von dem Bus liefert,
wobei das eine Ende (186; 226) der Wicklung (170; 222) zwischen die zwei Leistunsschalter geschaltet ist und das andere Ende mit dem Anschluß (184; 224) des Spannungsteilers verbunden ist,
eine Vorrichtung (182, 232) zum Abtasten der Stellung des Rotors und
eine Steuerschaltung (176, 232), die auf die Abtastvorrichtung der Rotorstellung anspricht und operativ die Schalter steuert, um Strom durch die Wicklung so zuzuführen, daß die Wicklung ein Magnetfeld zum Drehen des Rotors bei einer gewünschten Drehzahl oder einem gewünschten Drehmoment erzeugt.
8. Maschine nach Anspruch 7, wobei es nur zwei Leistungsschalter gibt und eine Gleichrichterschaltung (604) zum Gleichrichten einer Spannung vorgesehen ist, die durch eine Gleichstromquelle mit Anschlüssen gekoppelt ist,
einen Wandler (606) zum Wandeln der gleichgerichteten Spannung in die Gleichstrom-Busspannung und
einen Wechselrichter (608) zum selektiven Wechselrichten der Gleichstrom-Busspannung, um eine Wechselstrom-Rechteckwelle zu liefern, die an die Wicklung angelegt wird.
9. Maschine nach Anspruch 8, wobei der Wandler einen Cuk DC/DC Wandler und eine Steuerung dafür aufweist, die auf die Gleichstrom-Busspannung und den Gleichstrom und die Spannung anspricht, die von der Gleichrichterschaltung geliefert wird.
10. Maschine nach Anspruch 7, wobei es nur zwei Leistungsschalter (166, 168; 218, 220) gibt, der Spannungsteiler zwei Kondensatoren (162, 164; 214, 216) enthält, die in Reihe über den Bus geschaltet sind, die Wicklung zwischen die Kondensatoren geschaltet ist.
11. Maschine nach Anspruch 10, wobei ein Wechselrichter (608) mit Busmittelanzapfung obere und untere Schienen, die mit und durch die zwei Leistungsschalter (Q2, Q3) rät dem einen Ende der Wicklung verbunden sind, und eine Mittelanzapfung hat, die mit dem anderen Ende der Wicklung verbunden ist, wobei der Wechselrichter mit Busmittelanzapfung Teil des Gleichstrombus ist, wobei die zwei Kondensatoren (C6, C5) so in Reihe geschaltet sind, daß die Mittelanzapfung zwischen zwei Kondensatoren verbunden ist, und
ein Strommonitor (614) mit der Mittelanzapfung verbunden ist, wobei die Steuerschaltung auf den Strommonitor anspricht zum Regeln des an die Kondensatoren gelieferten Stroms.
12. Maschine nach Anspruch 11, wobei der Wechselrichter mit Busmittelanzapfung erste und zweite Anschlüsse aufweist und wobei der erste Anschluß mit der Mittelanzapfung und der zweite Anschluß mit den oberen und unteren Schienen verbunden ist.
13. Maschine nach den Ansprüchen 10 bis 12, wobei eine Wechselstromspannung an einen Verbindungspunkt (224) zwischen den zwei Kondensatoren angelegt ist.
14. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 13, wobei erste (210) und zweite (224) Anschlüsse mit einer Wechselstromquelle (202) verbunden sind, der erste Anschluß mit dem Gleichstrombus über eine Gleichrichterschaltung (206, 208) verbunden ist und der zweite Anschluß mit dem Spannungsteiler verbunden ist, so daß die Spannung über dem Bus und die an die wenigstens eine Wicklung angelegte Spannung grösser ist als die Spitzenspannung, die durch die Wechselstromquelle an die Anschlüsse angelegt ist.
15. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 14, wobei der Stator eine magnetisch asymmetrische Konfiguration in bezug auf den Rotor hat, wobei die Konfiguration den Rotor in einer vorbestimmten Ruheposition parkt, die eine Startposition mit positivem Drehmoment ist.
16. Maschine nach Anspruch 15, wobei der Stator mehrere Zähne (400) mit Stirnflächen aufweist, die eine Öffnung zur Aufnahme des Rotors bilden, wobei die Stirnflächen der Statorzähne und der Rotor dazwischen einen Luftspalt bilden, der relativ 2u einer Mittellinie von jdem Zahn des Stators asymmetrisch ist.
17. Maschine nach Anspruch 16, wobei jeder Zahn eine Basis und eine entfernbare Spitze (420) hat, wodurch die Wicklung auf dem Stator zwischen den Basen ohne die Spitze in ihrer Lage auf der Basis angeordnet und die Spitze anschließend zu der Basis hinzugefügt werden kann.
18. Maschine nach Anspruch 17, wobei die Spitzen Teil von einem entfernbaren Kreisring sind, der zwischen dem Rotor und den Basen der Zähne angeordnet ist.
19. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 18, wobei die Steuerschaltung einen Schaltungsabschnitt (316) aufweist, der eine Startpulsserie an die Schalter liefert, wenn die Drehzahl der Maschine unter einem Wert ist, und einen Betriebspulssatz liefert, wenn die Drehzahl grösser als der Wert ist.
20. Maschine nach Anspruch 19, wobei die Startpulsserie geliefert wird, wenn Strom durch die Wicklung während einer ersten Hälfte von jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird, wenn die Drehzahl der Maschine unter dem Wert ist.
21. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 20, wobei die Maschine einen ersten Betriebsmodus hat, bei dem der Strom durch die Wicklung während mehr als der Hälfte jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird, und wobei die Maschine einen zweiten Betriebsmodus nach dem Betrieb des ersten Modus hat, bei dem Strom durch die Wicklung nur während einer ersten Hälfte von jeder aufeinanderfolgenden 180º Winkeldrehung des Rotors zugeführt wird.
22. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 21, wobei die Steuerschaltung einen Abschnitt aufweist, der den Kommutierungswinkel der Schalter nach vorn verschiebt.
23. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 22, enthaltend eine einphasige, elektronisch kommutierte dynamoelektrische Maschine mit einer einzigen Wicklung.
24. Maschine nach einem der Ansprüche 7 bis 23, wobei die Steuerschaltung auf ein Eingangssignal anspricht, das die gewünschte Drehzahl oder das gewünschte Drehmoment der Maschine darstellt.
25. Maschine nach Anspruch 24, wobei die zwei Schalter abwechselnd angesteuert sind.
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