CN1391338A - 用于驱动无刷电机的装置 - Google Patents

Abstract

一种多相无刷电机电路可以在改变定子绕组的时候保持其对于产生的任何一相定子绕组中的反电磁力的相位为预定的相位差，即使转速有很大变化时也是如此，从而降低了三相无刷电机的力矩波动和保证了最佳的驱动效率。三相无刷电机的电路包括一第一计数器用于校核由反电磁力检测器检测出的反电磁力的过零周期时间，和一第二计数器用于计算由第一计数器按二倍于第一计数器频率的时钟脉冲所得的时间，并依第二计数器输出的输出为基础确定定子绕组相变的计时。

Description

用于驱动无刷电机的装置

技术领域

本发明涉及用于驱动多相无刷电机和进一步驱动无传感器电机的控制技术，尤其是涉及一种驱动电机的控制技术用以降低力矩波动和减少旋转的不平衡性。

背景技术

三相无刷电机经常用于微机，手提音像设备和办公自动化设备中多种盘片装置的主驱动电机，因为三相无刷电机在传动中有很高的效率和很少的力矩波动以及便于换向。近年来，一种不需要如霍尔传感器那样的位置检测元件的所谓无传感器电机在三相无刷电机用于上述设备中的比例正在逐年上升，而且大量的用于驱动无传感器电机的来用集成电路也已付之实施。

无传感器型电机为了要保持旋转，通常采用一种反电磁力检测器来得到三相的无载流相时产生的反电磁力的过零计时的检测方法，并且由检测所得的过零计时来改变向定子绕组的供电途径。

然而，因为反电磁力是和力矩常数是一一对应的，亦即，反电磁力和力矩常数具有相同的一相位，在反电磁力的过零计时和三相短常数的互换交叉计时之间有30°的电角相差；亦即，反电磁力的过零计时的相位比力矩常数的互换交叉计时的相位超前30°。

因此，如果载流相就在反电磁力过零时变换，则在无传感器电机中就会产生出很大的力矩波动。尤其在三相半波驱动的无刷电机中，当载流相变换之后的瞬间力矩降为零。于是，不仅增加了力矩的波动，而且平均力矩常数也急剧下降，三相半波驱动的无刷电机的传动效率就变得很差。

为了降低力矩波动，根据已往的技术，无传感器型电机的控制技术采用一种在产生反电磁力(BEMF)的定子绕组和反电磁力检测器之间提供一个时间常数电路的方法来将输入到反电磁力检测器中的反电磁力的相位移回30度，并调整反电磁力的过零计时到力矩常数的互换交叉计时上。

图1A到1G是表示了驱动三相无刷电机的电路中及三相无刷电机中的信号变化状态的时序图；

图1A是表示U，V，W相定子绕组中的反电磁力的时序图。图1B是表示输入到反电磁力检测器中的输入电压的时序图，其相位已被时间常数电路移位了。图1C是表示了一个由反电磁力检测器检测到的根据过零计时产生的旋转信号(RTS)的时序图，图1D，1E，1F是分别表示U，V，W三相定子绕组中驱动电流的时序图，图1E是表示产生在电机旋转过程中的力矩波动的时序图。

如图1A到1G所示可知，如果时间常数电路的时间常数被确定为每个定子绕组中的反电磁力和输入到反电磁力检测器中的输入电压之间的相位差；亦即等于30度的话，就有可能实际降低13％的力矩波动。

因此，这个方法可以用来使电机永远按设定的转速旋转。但是当这个方法应用到经常改变转速的电机中或者按照电机的类型改变其转速的电机中时，这种方法很难为驱动电机的电路制造一种集成电路，因为根据电机的转速反电磁力的频率也随之改变，为此就必须调整时间常数电路的时间常数。

例如，图2A到2F是表示当提供在定子绕组和反电磁力检测器之间的时间常数电路的时间常数和图1A到1G中所示的情况相同时，并且电机的转速是图1A到1G所示情况中的一半时的信号状态时序图。

当转速变成一半时，反电磁力的频率也降为一半。亦即，当转速降为一半时，旋转的周期就要加倍。但是因为输入到反电磁力检测器的输入电压已被时间常数电路相移到同一相上了，反电磁力和力矩常数之间的相差是15°，即是图1中所示情况30°的一半。其结果是力矩波动从13.3％剧增到29％。

而且，虽然图中未表明，但应理解当转速降到十分之一时，力矩波动增增得更多，此时的力矩波动达到约50％。

图3A到3G是表示根据已往的技术中减少力矩波动的另一种应用于三相无刷电机中的驱动电路情况下的时序图。

这种技术的目标是反电磁力过零计时所生的旋转信号RTS的半周期是60°电角，而30°相差的计时并不从旋转信号中获得。因此电路采用一个压控振荡器(VCO)和一个锁相回路(PLL)。电路产生具有四倍或二倍于旋转信号RTS频率的振荡信号，新产生出30°电角的周期，采用这种周期计时，从而相位即随此改变。

根据上述的方法，只要PLL的闭锁不被打开，即使转速变化，也能始终得到优选的计时，而相位即依此的变化。但是为了保持锁相电路闭锁的稳定性，锁相回路PLL必须包括电容元件之类的一个相补偿电路，但PLL为了要比如图1A到1G所示情况的转速大十倍的大范围内保持锁相的稳定性，就在技术上有很多困难，因为当转速改变时，按相补偿电路时间常数的要求转速愈大，相补偿所需的电容量就愈大，所以就产生跟踪困难，和力矩波动变大等一系列问题。

本发明即从上述所产生的问题出发研究开发而成。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种驱动三相无刷电机的控制技术，它可以改变三相无刷电机定子绕组的相位，而保持其对于产生在任何一相定子绕组中的反电磁力的相位为预定的相位差；降低三相无刷电机力矩的变化，和始终保持驱动三相无刷电机的最佳效率，即使三相无刷电机的转变作剧烈变化，例如，从最小十倍于此的最大值之间变化亦是如此。

根据本发明驱动三相无刷电机的电路包括一个第一计数器用于校核由反电磁力检测器检测出的反电磁力过零周期的时间，和一个第二计数器用于以两倍于第一计数器频率的时钟脉冲来对第一计数器校核所得的时间进行计数。

尤其是，根据本发明的一个方面，采用改变各相定子绕组供电电流来驱动包含有多相定子绕组的多相无刷电机的装置包括：一输出电路用于有选择地供给各相定子绕组的电流；一反电磁力检测器用于检测因定子绕组中来供电相中感应所生的反电磁力；并输出一检测信号；一控制逻辑电路用于按反电磁力检测器中输出的检测信号控制输出电路；一计时控制电路用于确定控制信号从控制逻辑电路通向输出电路的起始计时和终止计时；以及一时钟脉冲发生器用于产生控制逻辑电路和计时控制电路所需的时钟脉冲信号，其中的计时控制电路还包括一第一计数器电路用于计算产生在时钟脉冲发生器中的第一时钟脉冲信号并且校核从反电磁力控制器中输出的检测信号的周期时间，和一第二计数器电路用于计算由第一计数器电路按二倍于第一计数器频率的第二时钟脉冲信号计数所得的计数，并确定从控制逻辑电路通向输出电路的控制信号在从第二计数电路输出的输出(信号)的上升时或下落时的起始计时和终止计时。

根据本发明的这个方面的装置，因为用于计算时钟脉冲信号的计数电路在反电磁力的过零点和定子绕组换相计时之间产生一个相位差，在计数电路没有溢出时，即使多相无刷电机的转速有变化，还是可以获得稳定的相差。因此，就可能实现用于驱动多相无刷电机的无噪声装置，以便降低力矩波动和多相无刷电机的不平衡转动，并保持多相无刷电机的最佳效率。

在本发明的多相无刷电机的驱动装置中，时钟发生器产生一个其频率至少有100倍于多相无刷电机中产生的反电磁力频率的基准时钟脉冲信号，并且其控制逻辑电路就以该时钟脉冲发生器所产生的基准时钟脉冲信号为基础而工作的。

因此，因为控制逻辑电路是按反电磁力的检测信号检测出其旋转信号的变化，并产生一系列的控制信号的，而且计数电路又以以控制信号为基础而工作，所以就有可能在改变定子绕组相位的计时信号输出之前来降低其延迟时间到完全可以忽略的程度。

如上所述，在多相无刷电机的驱动装置中，控制逻辑电路控制输出电路是按各相定子绕组中的全波来驱动各相的定子绕组的，或者是控制逻辑电路控制输出电路是按各相定子绕组的半波来驱动各相定子绕组的。

本发明将因下面所给出的详细说明以及所给出的附图而得以清晰阐明，但并不依此而对本发明有所限制。

附图说明

图1A到1G表示已有技术中当驱动三相无刷电路的电路旋转三相无刷电机时信号改变情况的时序图；

图2A到2B表示当三相无刷电机的转速是如图1A到1G中三相无刷电机的转速的一半时的信号变化情况的时序图；

图3A到3G是表示已有技术中当用另一种三相全波电机的驱动电路驱动三相全波无刷电机时信号状态的时序图；

图4是表示本发明所应用的驱动三相全波无刷电机的有效电路的实际结构的方框图；

图5表示如图4中电路的时钟脉冲发生器和计时发生器的方框图；

图6A到6G是表示本发明所应用的三相全波无刷电机的驱动电路驱动三相全波无刷电机时的信号变化状态的时序图；

图7A到7G是表示本发明所应用的三相半波无刷电机的驱动电路驱动三相半波无刷电机时的信号变化状态的时序图。

具体实施方式

下面将参考附图阐明本发明的优选实施例。

图4表示本发明所采用的驱动三相全波无刷电机的有效电路的结构实例的方框图。

标号为“U”，“V”和“W”是指绕在三相全波驱动无刷电机定子铁芯上的三相定子绕组。而“Q1”到“Q6”是指供“U相”，“V相”和“W相”三相定子绕组驱动电流的输出晶体管。标号“11”是指反电磁力(BEMF)检测器用于检测三相全波驱动无刷电机的转子磁体因该三相全波驱动无刷电机中三相定子绕组中没有载流的那一相中感生的反电磁力的过零点为基础而旋转的转动位置。标号“14”是指时钟脉冲发生器用于产生控制逻辑电路13为控制电路所需的时钟脉冲信号。和标号“15”是指计时发生器用于产生换相时的计时信号。

例如，反电磁力(BEMF)控制器包括，三个比较器，每一个比较器是将三个绕组中的一个绕组的终端的输出电位和三个绕组的另一个终端共同联接在一起的中心抽头(CT)上的电位作比较；一个触发型触发器用于当任何一个比较器的输出信号升起的时候即将其反向输出。于是，反电磁力检测器11即会输出一个旋转信号(RTS)将高电平变成低电平或者即使是当三相中任何一相中产生的反电磁力的过零计时时将低电平变成高电平。

例如，在图4中的电路是单片集成电路时，必要时还要在上述电路外再装备一个温度检测器用于检测芯片的温度。

图5表示了上述时钟脉冲发生器14和计时发生器15的结构实例的方框图。

在图5中，标号“41”是指时钟脉冲发生单元它包括一个能产生其频率比三相全波驱动无刷电机的反电磁力的频率高出很多的振荡信号的振荡器。标号“42”是指一个分频器用于将时钟脉冲发生单元41中产生的时钟脉冲信号CLK0的频率f0用一个正整数N分频而输出一个频率为2f1的时钟脉冲信号CLK2；和标号“43”是指一个分叔器用于进一步将分频器42分出的时钟脉冲信号CLK2的频率2f1用α分频而输出一个频率为f1的时钟脉冲信号CLK1。因此，时钟脉冲发生器14包括时钟脉冲发生单元41，和分频器42和43。

另外，标号“44”是指一个第一计数器用于计算从分频器43输出的频率为f1的时钟脉冲信号CLK1；标号“45”是指一个第二计数器用于计算从分频器42输出的频率为2f1的时钟脉冲信号CLK2。因此，计时发生器15就包括第一计数器44和第二计数器45。

信号CLK0的频率f0被确定成比信号CLK2的频率2f1高出很多，例如，分频器42的分频比N要大于10。

由时钟脉冲发生器14中的时钟脉冲发生单元41所产生的时钟脉冲信号CLK0不仅供给分频器42而且还送到控制逻辑电路13中作为操作用时钟信号。

第一计数器44和第二计数器45具有相同的位数，并根据控制逻辑电路13的指令进行计数，例如，第一计数器44包括一个递增计数器电路，而第二计数器45则包括一个递减计数器电路。在第二计数器45在计算时钟脉冲信号CLK2的过程中是输出一个高电平信号而当计数CLK2的时钟脉冲信号结束时，亦即，计数的结果为零时，则输出一个低电平信号。

下面，根据实施例来阐明采用上述电路结构驱动三相全波驱动无刷电机的运动。

反电磁力的检测器12检测无载流相中产生的反电磁力过零针时；并且产生其周期为120°电角的旋转信号TRS，在该周期范围内旋转信号由高电平变为低电平之后，即使在检测到反电磁力的过零计时时又由低电平变为电平；并且再将旋转信号RTS输出到控制逻辑电路13中去。

然后，控制逻辑电路13输出跟踪控制信号S1和S2分别送到第一计数器44和第二计数器45中去，不论旋转信号RTS是上升或下降。

当第一计数器44接收到从控制逻辑电路13中输出的控制信号S1时，第一计数器44即停止对SLK1计数。然后，第一计数器44输出一个计数CN到第二计数器45，而且复位重置计数CN。然后，第一计数器44和第二计数器45开始分别计数CLK1和CLK2，即使当旋转信号RTS继续上升时或下降时第一计数器44和第二计数器45都完成上述的功能。

第一计数器44是一个递增计数器。因为第一计数器44不论在旋转信号RTS上升时或下降时，都不断地复位计数CN，所以第一计数器44就输出旋转信号RTS的半周期的时间，亦即，相应于电角为60°的时间。另一方面，第二计数器45是一个递减计数器，因为第二计数器45计算的时钟脉冲信号CLK2具有的频率是二倍于第一计数器44所计算的时钟脉冲信号CLK1的频率，所以第二计数器45所检出的时间是旋转信号RTS半周期的一半，亦即，相应于电角30°地时间。

这样，当第二计数器45将递增信号作为一个相变计时信号PCS供给控制逻辑电路13时，控制逻辑电路13即依此相变计时信号PCS来控制通向各相的电流的方向。

根据本实施例，从反电磁力的过零计时到相变计时之间的精度是取决于第一计数器44到第二计数器45的位数。因此，如果所需要的精度，例如，在±30°范围之内，则第一计数器44和第二计数器45至少应采用5位计数器。

另一方面，由于从时钟脉冲发生器14发出输入到控制逻辑电路13中的时钟脉冲CLK0的频率被确定成比旋转信号RTS的频率要高100倍以上，因此，用于检测旋转信号RTS变化和产生一系列控制信号的控制逻辑电路13所要求的时间就要比旋转信号RTS的频率要短很多，亦即，其时间大约是旋转信号RTS的频率的4％。于是，在控制逻辑电路13检测旋转信号RTS的变化和产生一系列控制信号之前以及计数器电路44和45按控制信号工作并输出相变计时信号之间的延迟时间是完全可以忽略不计的。

图6A到6G是表示本发明所采用的驱动三相全波无刷电机的电路并以此驱动三相全波无刷电机时的信号变化状态时序图。

图6A表示了在三相全波无刷电机的U相，V相和W相定子绕组中产生的反电磁力的时序图。图6B是从反电磁力检测器12中输出的旋转信号RTS的时序图。图6C是第二计数器45中输出的信号的时序图。图6D到6F分别表示了驱动三相，U相，V相和W相电流的时序图。图6E表示了产生在三相全波无刷电机中的力矩波动的时序图。

第一计数器44检核旋转信号RTS半周的时间。然后第二计数器45在旋转信号RTS的下半周期中，检核第一计数器44所检出的时间的一半的时间。因此，就能够从反电磁力的过零计时处而可抽出30°电角的计时而实际不存在延迟。于是就有可能很理想地驱动三相全波无刷电机而且在每次改变转速时始终保持很小的力矩波动。

根据本实施例，反电磁力过零计时和相变计时之间的相位差是取决于输入第一计数器44的时钟脉冲频率和输入第二计数器45的时钟脉冲频率之比。所以相差就和电机的转速无关。另外，因为在电路中并未采用时间常数，所以就不存在跟踪的问题，只要计数器44和45不溢出，相差就不会变化。因此，如果在指定的转速范围内，设计出的计数电路44和45不至于溢出的话，则就可很理想地驱动三相全波无刷电机使之在整个转速范围内保持很小的力矩波动。

此外，即使时钟脉冲的频率的绝对值不稳定，只要输入计数器的时钟脉冲的频率的比不漂移，所确定的相移就能保持不变。于是就很容易将时钟脉冲发生器做在集成电路之中。

图7A到7G是表示本发明所采用的驱动三相半波无刷电机的电路并以此驱动三相半波无刷电机时的信号变化状态时序图。

驱动三相半波无刷电机的电路结构是从图4所示的电路中省去Q1，Q3和Q5三个或Q2，Q4和Q6三个输出晶体管，并且其中点CT是与电源电压Vcc或接地电位相连。为此就在附图中省略了驱动三相半波无刷电机的电路图。

在驱动三相半波无刷电机的电路中，只有当反电磁力是正值或负值时，电流才送入绕组中去。

图7A到7G是当反电磁力是负值时电流通入绕组的一个实施例的状态时序图。

根据该实施例以及图6A到6G中各图，第一计数器44将旋转信号RTS的半周期作递增计数，而第二计数器45将第一计数器44在后半周期中的时间的一半时间作递减计数。于是，当第二计数器计算到“0”的时候就换相。因此即使转速改变，也可以减少三相半波无刷电机中所产生的力矩波动。

本发明由上述的实施例中得到了阐明，但是应该清楚，本发明并不受上述实施例的限制，本发明还可以有各种变化和改进而并不脱离本发明的主题。

本发明的效果可叙述如下。

本发明的电路可以在保持由任何一相定子绕组中产生的反电磁力的相为预定相差的情况下改变多相无刷电机定子绕组中的相；即使多相无刷电机的转速作很大的变化也能如此。因此，就有可能实现驱动多相无刷电机的电路，并减少多相无刷电机力矩的波动，和保持驱动多相无刷电机的最佳效率。

此处，根据本发明的控制无刷电机的技术不仅可以应用到三相无刷电机中而且也可以应用到二相全波驱动的无刷电机中去。

此外再提到2001年6月7日所申请的包括说明书，附图，权利要求书和摘要的日本专利申请编号为No Tokugan 2001-172513的全部披露材料作为参考。

Claims (4)

1.一种改变各相定子绕组中的供电电流的方法驱动有多相定子绕组的多相无刷电机的装置，其特征在于其中包含：

一输出电路用于分别向各相定子绕组供给电流；

一反电磁力检测器，用于检测定子绕组中未供电相中感应出的反电磁力，和输出一个检测信号；

一控制逻辑电路，用于根据反电磁力检测器中输出的检测信号控制输出电路；

一计时控制电路，用于确定控制信号由控制逻辑电路输出并通向输出电路的起始计时和终止计时；

一时钟脉冲发生器，用于产生控制逻辑电路和计时控制电路所需的时钟脉冲信号；

其中计时控制电路包括一第一计数器电路，用于计算产生在时钟脉冲发生器中的第一时钟脉冲信号并校核从反电磁力检测器中输出检测信号的周期时间，和一第二计数器电路，用于计算由第一计数器电路按二倍于第一计数器频率的第二时钟脉冲信号计算所得的计数，并确定从控制逻辑电路通向输出电路的控制信号在从第二计数电路输出的输出(信号)的上升时或下落时的起始计时和终止计时。

2.如权利要求1所述的驱动多相无刷电机的装置，其特征在于其中的时钟脉冲发生器产生一个其频率至少有100倍于多相无刷电机中产生的反电磁力频率的基准时钟脉冲信号，和其中的控制逻辑电路就以所说的时钟脉冲发生器所产生的基准时钟脉冲信号为基础而工作的。

3.如权利要求1和2中任意一条所说的驱动多相无刷电机的装置，其特征在于：

其中的控制逻辑电路控制输出电路以便按多相定子绕组中的全波来驱动各相定子绕组。

4.如权利要求1和2中任意一条所说的驱动多相无刷电机的装置，其特征在于：

其中的控制逻辑电路控制输出电路以便按多相定子绕组中的半波来驱动各定子绕组的。

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