DE10221444A1

DE10221444A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Ortung von Fehlern in Kabeln und Leitungen

Info

Publication number: DE10221444A1
Application number: DE2002121444
Authority: DE
Inventors: Klaus Lehmann; Rainer Fuchs; Stefan Wimmer
Original assignee: Gds Ges fur Digitale Sig GmbH
Current assignee: Gds Ges fur Digitale Sig GmbH
Priority date: 2002-05-13
Filing date: 2002-05-13
Publication date: 2003-12-04

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur genaueren Ortung von Fehlstellen auf Kabeln und Leitungen. Zu diesem Zweck wird ein Rechteckimpuls einer digitalen Subpulscodierung unterzogen. Dabei wird der zu messende Kanal breitbandiger erregt, was sich in einer Erhöhung der Ortungsgenauigkeit auswirkt. Insofern handelt es sich um den Einsatz eines spektralen Spreizungsverfahrens. Die Synthese der verwendeten Sendecodes erfolgt nach teilweise schon bekannten Verfahren der Entfaltung günstiger Autokorrelationsfunktionen.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ortung von Fehlern in Kabeln und Leitungen, wobei nach der Optimalfiltertheorie statt normaler Rechteckimpulse subcodierte Impulse eingesetzt werden, durch die sich die Ortungsgenauigkeit der Fehler wesentlich erhöhen lässt.

In den Veröffentlichungen K. Lehmann, "Entwurf von Filterstrukturen zur Erzeugung mehrstufiger Codes mit Barker-Autokorrelations-Eigenschaften", AEÜ, Band 33 (1979), Seiten 190 bis 192, K. Lehmann, "Erzeugung mehrstufiger orthogonaler periodischer Folgen" AEÜ, Band 34 (1980) Seiten 37 bis 40 und K. Lehmann, "Synthese mehrstufiger Folgen mit Pseudo-Noise-Autokorrelationsfunktion", ntz Archiv, Band 5 (1983), Seiten 233 bis 237 sind Verfahren erklärt, die insoweit Inhalt dieser Beschreibung sind.

In der europäischen Patentanmeldung EP 0 577 860 sind diese Erkenntnisse, Signale mit einer geeigneten Autokorrelationsfunktion zur Datenübertragung über elektrische Verteilnetze einzusetzen, näher beschrieben.

Eine praktizierbare Umsetzung der theoretischen Erkenntnisse für die Kabel- und Leitungsfehlervorortung ist erst jetzt gegeben, da für die nötige Breitbandigkeit (bis in den MHz-Bereich) der Signalverarbeitung erst heute die entsprechenden leistungsfähigen Komponenten wie A/D-Wandler, D/A-Wandler und Signalprozessoren zur Verfügung stehen.

Die bei der Vorortung von Kabel- und Leitungsfehlern auftretende Messproblematik ist vergleichbar mit der Schwierigkeit in der Radar- und Sonartechnik, nämlich mit niedrigen Energien des Ortungssignals noch eine vernünftige Entfernungsauflösung (hier Ortungsgenauigkeit) zu erreichen.

Nachrichtentechnisch bedeuten niedrige Energien der Ortungssignale bei gestörten Kanälen - dies ist praktisch immer gegeben - auch schlechte Signal/Rauschverhältnisse (S/N-Verhältnis) der zu detektierenden Empfangssignale.

Die beiden Forderungen

- hohes S/N-Verhältnis und
- gute Entfernungsauflösung

stehen nun leider gegenläufig zueinander, wie an dem folgenden Beispiel gezeigt wird.

Wird z. B. für die Längenmessung eines Kabels ein Impulsortungsverfahren mit Rechteck- Sendesignal eingesetzt, so gelten für diesen Ortungsimpuls u(t) die folgenden Zusammenhänge:
Der Sendeimpuls der Dauer T und der Amplitude û hat die Energie E (siehe Fig. 1):

E = û².T

Er wird von einer Fehlerstelle auf einem Kabel oder einer Leitung an der Stelle l_F (möglichst niederohmig gegenüber dem Wellenwiderstand) reflektiert und gelangt nach der Laufzeit

mit inverser Amplitude wieder am Kabel- bzw. Leitungseingang an.

Hierbei bedeuten
c = 3.10⁸ m/s Lichtgeschwindigkeit
ε_τ, = relative Dielektrizitätskonstante des Kabels bzw. der Leitung
µ_τ = relative Permeabilitätskonstante des Kabels bzw. der Leitung.

Zur Längenbestimmung einer am Ende offenen Strecke kann das gleiche Messverfahren eingesetzt werden; der Unterschied zum erstgenannten Beispiel besteht nur darin, dass der reflektierte Impuls positive Amplitude hat.

Für eine optimale Schätzung der Impulslaufzeit auf dem Kanal (Kabel oder Leitung) ist die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen Ortungsimpuls u(t) und gedämpft zurückkommendem Empfangsimpuls a.u(t - τ) zu bestimmen, wobei die Ausbreitungsdämpfung a < 1 ist. Die Bildung der Kreuzkorrelationsfunktion entspricht aber hier, da Sende- und Empfangsimpuls sehr ähnlichen Zeitverlauf haben (Unterschiede nur durch Tiefpasswirkung des Kanals plus zusätzlicher Störungen auf dem Ausbreitungsweg), der Bildung der Autokorrelationsfunktion (AKF) zum Zeitpunkt τ. Nun ist bekannterweise die AKF eines Rechteckimpulses φ_uu(τ) durch die Fig. 2 gegeben.

Für den Fall der Kanallängen- bzw. Störstellenmessung wird das Maximum der AKF bei der Gesamtlaufzeit τ zu Max{φ_uu} = a.û² erreicht. Legt man die Entscheidungsschwelle auf die halbe Höhe von Max{φ_uu}, so ergibt sich eine Messunsicherheit der Laufzeitmessung Δτ zu

Δτ = T

Würde man bei gleicher Amplitude û (und gleicher Dämpfung a) einen kürzeren Impuls als Sendesignal verwenden, z. B. T₁ < T, so erhöht sich zwar die Genauigkeit der Laufzeitmessung, das S/N Verhältnis bei gleichen Störeinflüssen wird aber nach

entsprechend kleiner.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist nun folglich Abhilfe zu diesen beiden konträren Forderungen schaffen und ein Verfahren vorzustellen, welches eine genauere Ortung von Fehlern in Kabeln und Leitungen ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die vorliegende Erfindung wie folgt gelöst: der Ortungsimpuls, z. B. das Rechteck u(t) für 0 ≤ t ≤ T, wird durch geeignete Subimpulscodierung derart verändert, dass sich bei gleicher Sendeenergie eine günstigere AKF ergibt. Wobei günstiger in diesem Sinne heißt, dass sich bei gleichem E = û².T die Messunsicherheit Δτ für die Laufzeitmessung verkleinert.

Diese Tatsache wird allerdings durch eine höhere erforderliche Signalbandbreite erkauft, da durch eine Subimpulsunterteilung das Ortungssignal "spektral gespreizt" wird. Man erhält allerdings auf diese Weise einen weiteren freien Parameter, nämlich den Spreizungsfaktor, für die Dimensionierung einer Messaufgabe.

Zur Subimpulscodierung können verschiedene Methoden herangezogen werden, die in der einschlägigen Literatur folgendermaßen bezeichnet werden:

- Impulskompression von Ortungssignalen
- Chirp-Modulation
- Barker-Codierung
- spektrale Spreizungstechnik
- Korrelationsempfang
- Matched-Filter

Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Lösung wird nachfolgend anhand eines einfachen Beispiels näher erläutert. Es werden hierbei zwei Signale gleicher Energie E bezüglich ihrer Autokorrelationsfunktion φ_uu(τ) verglichen.
Die Fig. 1 und 2 stellen dabei noch einmal den oben beschriebenen Stand der Technik dar, während die Fig. 3 und 4 eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens darstellen.
Durch eine Subimpulscodierung beim Signal u₂(t) - im dargestellten Fall (Fig. 3 und 4) gemäß einem siebenstelligen Barker-Code - erhöht sich bei gleicher Sendeimpulsenergie die Ortungsauflösung um den Faktor 7. Allerdings ist dafür etwa die siebenfache Signalbandbreite erforderlich.
Um nun für Ortungsaufgaben nach dem angedeuteten Verfahren günstige Signalklassen bzw. günstige Subimpulscodierungen zu finden, ist es erforderlich, Autokorrelationsfunktionen mit einem hohem Verhältnis zwischen Hauptmaximum und Nebenmaxima zu erreichen.
In den oben genannten Veröffentlichungen Lehmann 1979 und Lehmann 1980 sind allgemeine Verfahren geschildert, die eine Signalsynthese bei vorgegebener AKF ermöglichen.
Ausgehend von dem analogen Ortungssignal ν(t) einer Fledermaus, siehe beispielhaft das in Fig. 5 gezeigte Signal, ergibt sich eine "Barker-ähnliche" Autokorrelationsfunktion φ_νν(t), siehe Fig. 6. Versuche, solche Signale vernünftig zu digitalisieren, schlagen wegen der erforderlichen Breitbandigkeit und damit der Verletzung des "Abtasttheorems" fehl.
Deswegen wird ein anderer Weg, der erfindungsgemäß für die beantragte Anwendung Vorteile bringt, nämlich durch Vorgabe einer diskreten Wunsch-AKF, beschritten. In Fig. 7 ist beispielhaft eine solche Wunsch-AKF d(λ) mit einem Hauptmaximum von "16" und 16 gleichhohen Nebenmaxima mit "-1" vorgegeben. Je nach Bedarf kann die zu suchende Sendefolge vorteilhaft mittelwertfrei gestaltet werden, nämlich wenn

gesetzt wird.
Damit sind solche Sendefolgen auch durch Transformator - Ein- und Auskopplung bei zu messenden Kanälen vorteilhaft einsetzbar.
Die Interpretation der vorgegebenen Wunsch-AKF als endliche diskrete Folge und die Transformation in den z-Bereich entsprechend der Beziehung

führt auf eine Übertragungsfunktion D(z) mit einem Zählerpolynom 16. Grades.
Die Entfaltung geschieht nun durch Faktorisierung, d. h. Nullstellensuche des Zählerpolynoms. Diese sind für das stellvertretende Beispiel nachfolgend gelistet.
Das zugehörige Pol-Nullstellendiagramm ist in der Fig. 8 dargestellt.
Nach der Aufteilung der Übertragungsfunktion D(z) so, dass gilt D(z) = A₁(z).A₁(1/z), wobei

die zu suchende nichtkausale Sendefolge und

die Inverse der zu suchenden Sendefolge darstellt, erfolgt die Auswahl einer möglichen Paarung (es gibt mehrere).
Die Zuordnung aller Pole D(z) erfolgt von A₁(z) zu H(z) = A₁(z)/z⁸, das zugehörige Pol- Nullstellendiagramm zeigt Fig. 9. Die Rücktransformation von H(z) zu h₀(k) ergibt nach Normierung die in Fig. 10A dargestellte kausale Sendefolge.
Bei Gestaltung des Empfangsfilters nach h₀(-k - n) mit n als nötige Verschiebung zur Realisierung des Optimalfilters wird die gewünschte vorteilhaft verschobene Autokorrelationsfunktion d(k) erhalten, deren eine Hälfte in Fig. 10B dargestellt ist. Das vorgestellte Verfahren ist bereits prototypisch realisiert und beweist somit die Richtigkeit der theoretischen Betrachtungen.
In Fig. 11 ist nach dem erfindungsgemäß vorgestellten Verfahren ein mehrstufiger Code (obere Spur) über ein Nachrichtenkabel mit 4250 m Länge übertragen worden. Das am Ende erscheinende Signal (mittlere Spur) wurde über das zugehörige Optimalfilter zum Empfangssignal (untere Spur) verarbeitet und zeigt den erfindungsgemäßen Vorteil der höheren Ortungsauflösung.
Gegebenenfalls kann die Auflösung noch verbessert werden, wenn dem Empfangs- Optimalfilter noch ein (adaptiver) Entzerrer vorgeschaltet wird, der die Tiefpasseigenschaften des Kanals (Kabel oder Leitung) teilweise wieder aufhebt.
Das gesamte Verfahren wird zusammenfassend durch die Fig. 12 erläutert. Eine für ein ausgesuchtes Verfahren entfaltete Sendefolge wird mit seinen berechneten Abtastwerten in einem Festwertspeicher 2 abgelegt. Ein Mikrocontroller 1 übernimmt die Adressierung des Festwertspeichers 2, die digitalen Werte werden einem Digital/Analogwandler 3 und einem Leistungsverstärker 4 zugeführt.
Während der kurzen Sendezeit steht der Schalter S in Stellung a, wodurch das verstärkte Sendesignal auf die zu messende Strecke 6 (Kabel oder Leitung) gelangt. Diese Strecke habe im Abstand 1 eine Fehlstelle, z. B. einen Kurz- oder Erdschluß. Die Ein- und Auskopplung erfolgt über die Einrichtung 5, z. B. einen Transformator. Unmittelbar nach Ende des Sendeimpulses wird der Schalter S in Stellung b auf den Empfängereingang geschaltet. Nach einer analogen Vorverstärkung 7, eventuell als AGC (Automatik Gain Control) ausgeführt, gelangt das Empfangssignal auf einen Analog/Digitalwandler 8, der mit mehreren MHz-Taktfrequenz betrieben wird. Das an die zu messenden Kanäle anpassbare Entzerrerfilter 9 und das auf das Sendesignal abgestimmte Optimalfilter 10 bildet die um die Laufzeit τ = 2l/ν mit ν als Ausbreitungsgeschwindigkeit des Sendeimpulses verzögerte Autokorrelationsfunktion des synthetisierten Sendesignals, die mit ihrem Hauptmaximum in der Auswerteeinrichtung 11 gemessen wird. Den Start des Sendeimpulses teilt der Mikrocontroller 1 über einen Synchronisationsimpuls 12 der Auswerteeinrichtung 11 mit. Das Ergebnis, die Entfernung der Fehlerstelle, wird mit 13 angezeigt.

Claims

1. Verfahren zur genauen Ortung von Fehlstellen auf Kabeln und Leitungen dadurch gekennzeichnet, dass die als Ortungsimpulse eingesetzten Signale subcodierte Impulse sind, die

a) geeignet synthetisierbar und

b) breitbandig sind und die

c) eine für Ortungsaufgaben gute Autokorrelationsfunktion mit minimierter Messunsicherheit besitzen.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das breitbandige Signal durch eine spektrale Spreizung erzeugt wird.

3. Verfahren gemäß Anspruch 1 und 2, wobei die Methoden zur Subimpulscodierung in Form einer Barker-Codierung oder in Form einer Impulskompression oder durch den Einsatz von sogenannten Matched-Filtern stattfindet.

4. Verfahren gemäß Anspruch 1 bis 3, wobei eine für Ortsaufgaben gute Autokorrelationsfunktion mit minimierter Messunsicherheit sich durch ein hohes Signal/Rauschverhältnis auszeichnet.

5. Vorrichtung zur Ausführung eines Verfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung Mittel zum Senden und Empfangen des Ortungssignals, Mittel zum Ein- und Auskoppeln des Signals, sowie Mittel zum Verarbeiten der Signale umfaßt.

6. Vorrichtung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die an das Messproblem angepasste Sendesignalfolge digital erzeugt wird.

7. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass auch gleichstromfreie Sendeimpulse synthetisiert und eingesetzt werden.

8. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Empfangsseite ein Optimalfilter mit der zeitinversen Impulsantwort bezogen auf das ausgewählte Sendesignal eingesetzt wird.

9. Vorrichtung gemäß dem Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass vor der Auswertung durch das Optimalfilter ein Entzerrerfilter eingesetzt wird, welches den Frequenzgang des zu messenden Kanals teilweise rückgängig macht.

10. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Entzerrerfilter adaptiv an den zu messenden Kanal berechnet wird.

11. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die erzeugten Sendesignale vor der Einkopplung auf den Kanal durch analoge oder digitale Modulation in einen höherfrequenten Bandpassbereich verschoben werden können.

12. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die empfangenen Signale vor der Weiterverarbeitung durch analoge oder digitale Demodulation wieder in den Tiefpassbereich verschoben werden.

13. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass bei entsprechender Gestaltung der Ein- und Auskoppeleinrichtung auch unter Spannung stehende Kabel und Leitungen vermessen werden können.