AT515927A4 - Verfahren und Vorrichtung zur Entfernungsmessung - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entfernungsmes- sung eines Ziels (3) durch Laufzeitmessung von daran reflek- tierten Impulsen, insbesondere Laserimpulsen, umfassend: Aussenden eines ersten mit einem Code (C) modulierten Sen- deimpulszuges (S1) und eines zweiten mit demselben Code (C) mo- dulierten Sendeimpulszuges (Sn) und dazu begleitendes Aufzeich- nen von reflektierten Impulsen in einem ersten Zeitfenster (Wn) als erster Empfangsimpulszug (R1) und in einem zweiten Zeit- fenster (W2) als zweiter Empfangsimpulszug (R2); überlagerndes Aufsummieren des ersten und des zweiten Emp- fangsimpulszugs (R1, R2) zu einem Summen-Empfangsimpulszug (R∑); Detektieren des Codes (C) im Summen-Empfangsimpulszug (R∑) und Messen seiner Zeitlage (L) im Summen-Empfangsimpulszug (R∑); und Ermitteln der Entfernung (d) des Ziels (3) aus dem vorge- gebenen Abstand (A) und der gemessenen Zeitlage (L). Die Erfindung betrifft ferner eine Vorrichtung (1) zur Durchführung dieses Verfahrens.

Description

PATENTANWALT DIPL.-ING. DR.TECHN. ANDREAS WEISER EUROPEAN PATENT AND TRADEMARK ATTORNEY A-1130 WIEN · KOPFGASSE 7 06876 RIEGL Laser Measurement Systems GmbH A-3580 Horn (AT)

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Entfernungsmessung eines Ziels durch Laufzeitmessung von daran reflektierten Impulsen, insbesondere Laserimpulsen .

Der zunehmende Einsatz von Vermessungssystemen auf kleinen hochmobilen Plattformen wie Kleinfahrzeugen, Hubschraubern und unbemannten Luftfahrzeugen (unmanned aerial vehicles, UAV) , sogenannten „Drohnen", wo geringes Gewicht und geringer Platz -bedarf von großer Bedeutung sind, bedingt eine zunehmende Miniaturisierung der Messsysteme, welche wiederum mit einer entsprechenden Reduzierung der Sendeleistung der Impulssender einhergeht. Reduzierte Sendeleistung bedeutet jedoch auch eine reduzierte Energie der vom Ziel reflektierten Impulse und damit ein geringes Signal/Rausch-Verhältnis („signal-to-noise ratio", SNR) im Empfangskanal des Entfernungsmessers oder -scanners, was zu Messfehlern führen kann. Dieses Problem verstärkt sich bei der Verwendung von miniaturisierten Halbleiterlasern als Impulssender, die zur Impulsformung zwar gut modulierbar, d.h. mit hoher Frequenz tastbar sind, deren Spitzenleistung jedoch im Verhältnis zur - auch über die Sendepausen gemittelten - mittleren Sendeleistung stark begrenzt ist, beispielsweise auf eine Größenordnung von etwa 2:1. Da jedoch in der Regel lange Impulspausen wünschenswert sind, um die ü-ber die Zielentfernung hin- und herlaufenden Sende- und Empfangsimpulse einander richtig zuordnen zu können, stellt die begrenzte Spitzenleistung eine sehr schlechte Ausnützung der zur Verfügung stehenden mittleren Sendeleistung des Messsystems dar.

Die Erfindung setzt sich zum Ziel, die genannten Probleme zu überwinden und Verfahren und Vorrichtungen zur Impulslaufzeit- und damit Entfernungsmessung zu schaffen, welche eine Verbesserung des SNR ermöglichen und dafür das Leistungsangebot moderner, miniaturisierter Sendesysteme, insbesondere Halbleitersysteme, optimal ausnutzen.

Dieses Ziel wird in einem ersten Aspekt der Erfindung mit einem Verfahren erreicht, umfassend:

Aussenden eines ersten mit einem Code modulierten Sendeimpulszuges und eines zweiten mit demselben Code modulierten Sendeimpulszuges und dazu begleitendes

Aufzeichnen von reflektierten Impulsen in einem ersten Zeitfenster, das in einem vorgegebenen Abstand zum Startzeitpunkt des ersten Sendeimpulszuges beginnt und eine Länge gleich der Codelänge hat, als erster Empfangsimpulszug, und in einem zweiten Zeitfenster, das in dem genannten Abstand zum Startzeitpunkt des zweiten Sendeimpulszuges beginnt und eine Länge gleich der Codelänge hat, als zweiter Empfangsimpulszug; überlagerndes Aufsummieren des ersten und des zweiten Empfangsimpulszugs zu einem Summen-Empfangsimpulszug;

Detektieren des Codes im Summen-Empfangsimpulszug und Messen seiner Zeitlage im Summen-Empfangsimpulszug; und

Ermitteln der Entfernung des Ziels aus dem vorgegebenen Abstand und der gemessenen Zeitlage.

Die Erfindung schafft eine neuartige Kombination von Pulskompression durch sog. „pre-detection averaging" und Pulsspreizung durch Codemodulation eines Zuges von Impulsen zu einem codemodulierten Impulszug. Pre-detection averaging ist ein an sich bekanntes Verfahren zur Verbesserung des SNR, bei dem eine Vielzahl von einzelnen Empfangsimpulsen zeitrichtig überlagernd aufsummiert werden, bis sie einen Schwellwert überschreiten. Die Erfindung modifiziert dieses Verfahren, indem nicht mehr bloß einzelne Impulse, sondern ganze codemodulierte Impulszüge in entsprechenden Empfangszeitfenstern überlagernd aufsummiert werden, und anschließend der Modulationscode im Summen-Empfangsimpulszug gesucht und in seiner Zeitlage gemessen wird. Die damit erzielbare Verbesserung des SNR beträgt bei N codemodulierten Impulszügen und einer Codelänge von M

Bit insgesamt

Werden beispielsweise mehr als 1000 Sendeimpulszüge mit einer Länge von jeweils mehr als 1000 verwendet, beträgt die Verbesserung des SNR mehr als das 1000-fache. Gleichzeitig nützt ein derart codemoduliertes Sendesignal die verfügbaren Leistungsdaten von Halbleitersystemen, z.B. miniaturisierter

Halbleiterlaser, optimal aus: Durch Verwendung von Impulszügen mit einer raschen Abfolge von Sendeimpulsen und Impulspausen wird eine hohe mittlere Leistungsauslastung des Sendesystems bei im Verhältnis dazu geringer erforderlicher Spitzenleistung erreicht, was z.B. den verfügbaren Leistungsdaten von Halbleitersystemen entgegenkommt. Der mit der Erfindung erzielte Gewinn an SNR kann beispielsweise dazu genutzt werden, um bei gleichen Systemkenngrößen die Systemleistungsdaten wie Störungsunanfälligkeit, Messgenauigkeit und/oder Reichweite zu verbessern oder bei gleichen Systemleistungsdaten die Systemkenngrößen wie Laserleistung und/oder Empfangsapertur deutlich zu verringern. Das Verfahren eignet sich damit besonders für den Einsatz in leichtgewichtigen Laserentfernungsmessern oder -Scannern auf kleinen, hochmobilen Flugplattformen wie UAVs.

Gemäß einer ersten bevorzugten Variante der Erfindung lässt sich das Verfahren mit sehr einfachen, im wesentlichen auf Bitebene bzw. mit einer Verarbeitungsbreite von nur wenigen Bit arbeitenden Digitalkomponenten realisieren, welche dementsprechend schnell und für hohe Taktraten im Bereich von Gigabit/s geeignet sind. Besonders bevorzugt werden die Empfangsimpulszüge dazu mit einer Amplitudenauflösung von nur 1 Bit aufgezeichnet, sodass hiefür rasch arbeitende 1-Bit-Ana-log/Digital-Wandler eingesetzt werden können.

Der Summen-Empfangsimpulszug kann optional durch Schwell-wertdiskrimination ebenfalls auf eine Amplitudenauflösung von 1 Bit reduziert werden, bevor der Code darin detektiert wird.

Das Detektieren des N Bit breiten Codes in dem M Bit breiten Summen-Empfangsimpulszug vereinfacht sich damit zu einer Korrelation von zwei M Bit breiten Werten. Eine solche Korrelation kann z.B. mit einem an den Code angepassten Filter erfolgen, welchem der Summen-Empfangsimpulszug als Eingangssignal zugeführt wird und dessen Ausgangssignal die Zeitlage des Codes anzeigt.

Ein derartiges signalangepasstes Filter zur Codedetektion und - zeitlagenmessung (Codekorrelation) kann aber auch in Fällen angewendet werden, in denen die Empfangsimpulszüge mit mehr als 1 Bit Amplitudenstufen aufgelöst werden und/oder der Summen-Empfangsimpulszug in seiner gesamten Amplitudenauflösung ausgewertet wird, indem daran keine Schwellwertdiskrimi-nation durchgeführt wird. Allgemein gesprochen kann das genannte Detektieren des Codes und Messen seiner Zeitlage somit umfassen:

Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszuges mit einem Sendeimpulszug unter variierendem Zeitversatz, um jenen Zeitversatz zu ermitteln, bei dem die Übereinstimmung maximal ist, und

Ermitteln der Zeitlage des Codes aus dem ermittelten Zeitversatz .

Die bislang erörterten Varianten der Codedetektion im Summen-Empf angsimpulszug beruhen auf der Annahme eines idealen Empfangsimpulszugs, welcher in seinen Impulsformen dem ausgesandten Sendeimpulszug entspricht. In realen Systemen treten jedoch Verzerrungen der Impulsform jedes Impulses aufgrund der Bandbegrenzung von Sender und Empfänger und wechselnder Eigenschaften des zwischenliegenden Übertragungsweges auf. Solche Impulsformverzerrungen erschweren die Festlegung eines genauen Empfangszeitpunkts für einen Impuls und damit auch eine genaue Zeitlagenmessung des Codes im Summen-Empfangsimpulszug. Für Einzelimpulssysteme hat dieselbe Anmelderin in der Schrift EP 2 140 286 Bl bereits vorgeschlagen, durch „Einpassen" der Impulsform eines zuvor in einem realen System unter bekannten Bedingungen erhaltenen Referenz-Empfangsimpulses in den zu vermessenden Empfangsimpuls dessen Zeitlage genau zu bestimmen. Dieses Konzept wird hier in neuartiger Weise auf die Messung der Zeitlage eines ganzen Empfangsimpulszuges erweitert, u.zw. indem in einer weiteren Variante der Erfindung das genannte Detektieren des Codes und Messen seiner Zeitlage bevorzugt umfasst:

Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszugs mit einem Referenz-Empfangsimpulszug, der aus einer Reflexion eines Sendeimpulszuges an einem Referenz-Ziel bekannter Entfernung mit einer bekannten Referenz-Zeitlage aufgezeichnet wurde, unter variierendem Zeitversatz, um jenen Zeitversatz zu ermitteln, bei dem die Übereinstimmung maximal ist, und

Ermitteln der Zeitlage des Codes aus der genannten Referenz-Zeitlage und dem ermittelten Zeitversatz.

Auf diese Weise kann das Verhalten z.B. eines realen Lasersende- und Empfangssystems, bei dem ein elektrischer Recht- eckimpuls im Sender zu einem verformten Laser-Sendeimpuls führt, der im Empfängersystem nach Rückumwandlung in einen e-lektrischen Impuls nochmals verzerrt wird, bei der Bestimmung des Empfangszeitpunkts und damit der Zeitlage des zu detektie-renden Codes im Summen-Empfangsimpulszug berücksichtigt werden. Im Ergebnis kann eine noch genauere Zeit- und damit Ent-fernungmessauflösung erreicht werden.

Eine abermals signifikante Erhöhung der Zeitauflösung und damit Messgenauigkeit des Verfahrens kann mit der weiteren bevorzugten Massnahme erreicht werden, dass die Empfangsimpulszüge mit einer Abtastrate aufgezeichnet werden, welche in einem nicht-ganzzahligen, rationalen Verhältnis zu der Taktrate des Codes steht. Insbesondere ist das Verhältnis (k+l/n):l, wobei k = 1, 2, ... ist, n = 2, 3, ... N/2 ist, und N gleich der Anzahl von Empfangsimpulszügen ist.

Durch diese „Verstimmung" der Abtastrate der Empfangsimpulszüge gegenüber dem Grundtakt bzw. Codetakt der Sendeimpulszüge kann mit einer vergleichsweise geringen Abtastrate -und dementsprechend kostengünstigen Analog/Digital-Wandlern -bei zeitlagenrichtig überlagernder AufSummierung der Empfangsimpulszüge eine wesentlich höhere Zeitauflösung des zusammengesetzten Summen-Empfangsimpulszuges erreicht werden, u.zw. um den Faktor n. Der Preis hiefür ist eine (effektiv) Reduzierung der für die Verbesserung des SNR zur Verfügung stehenden Anzahl N von Empfangsimpulszügen um den Faktor n, sodass die

Verbesserung des SNR in dieser Ausführungsform nur ^J{N/n)-M ist. Durch entsprechende Wahl von N und n kann ein Kompromiss zwischen SNR-Verbesserung und damit Reichweitenleistung und Störungsunanfälligkeit einerseits und Zeitauflösung und damit Messgenauigkeit andererseits erreicht werden.

Eine weitere bevorzugte, aus der genannten EP 2 140 286 Bl für Einzelimpulse an sich bekannte Maßnahme zur Erhöhung der Messgenauigkeit besteht darin, dass der Referenz-Emp-fangsimpulszug in einer hohen ersten Zeitauflösung aufgezeichnet wird, dass die Empfangsimpulszüge in einer demgegenüber geringen zweiten Zeitauflösung aufgezeichnet werden, und dass bei dem genannten Vergleichen der Zeitversatz in den Auflösungsschritten der hohen ersten Zeitauflösung variiert wird. Ein solcher hochaufgelöster Referenz-Empfangsimpulszug kann beispielsweise dadurch aufgezeichnet werden, dass mehrere in den Auflösungsschritten einer hohen Zeitauflösung zeitversetzte Sendeimpulszüge verwendet werden, deren Empfangsimpulszüge mit einer geringen Zeitauflösung abgetastet und kämmend zum Referenz-Empfangsimpulszug zusammengesetzt werden.

Das genannte Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszuges mit einem der Sendeimpulszüge oder - bevorzugt - dem erörterten Referenz-Empfangsimpulszug kann auf jede bekannte Art durchgeführt werden, die ein Maß für die Übereinstimmung zweier Kurven bzw. Signale ergibt, beispielsweise durch Bildung einer Summe von absoluten oder quadrierten Differenzen od.dgl. Bevorzugt erfolgt das Vergleichen durch Berechnen einer Kreuz- korrelation in Abhängigkeit des variierenden Zeitversatzes und Ermitteln des Maximums der Kreuzkorrelation.

Letztgenannte Ausführungsform eröffnet auch die Möglichkeit für eine nochmalige Verfeinerung der Zeitauflösung und damit nochmalige Verbesserung des Verfahrens, indem das Ermitteln des Maximums der Kreuzkorrelation durch Vergleichen der Kreuzkorrelation mit einer „Referenz-Kreuzkorrelation" erfolgt, welche ein Maximum mit einer bekannten Zeitversatzlage hat. Bevorzugt wird die Referenz-Kreuzkorrelation durch Autokorrelieren des Referenz-Empfangsimpulszuges erhalten. Durch „Einpassen" der Referenz-Kreuzkorrelation in die aktuelle, aus den realen Messwerten ermittelte Kreuzkorrelation kann ein in letzter auftretendes Maximum in seiner Zeitversatzlage genauer bestimmt werden. Diese Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens berücksichtigt den Effekt, dass Kreuzkorrelationen zwischen realen Summen-Empfangsimpulszügen und Referenz-

Empfangsimpulszügen verschilffene bzw. sehr „flache" Peaks haben können, deren Maximum in seiner Zeitversatzlage sonst nur ungenau bestimmbar wäre. Der Vergleich mit der Peak-Form des Referenz-Kreuzkorrelation ermöglicht eine wesentlich genaue Bestimmung der (Zeitversatz-)Lage des Maximums, damit des Zeitversatzes der maximalen Übereinstimmung der zu vergleichenden Impulszüge, und damit letztlich der gesuchten Laufzeit und Entfernung.

In jeder Ausführungsform ist es besonders günstig, wenn der Code ein Zufalls- oder Pseudozufallscode ist, bevorzugt eine m-Sequenz, welche vorteilhafte Eigenschaften für die Korrelation besitzt.

Das Verfahren der Erfindung ist für alle Arten von Impulslauf zeitmessverfahren geeignet, z.B. Funkimpulse, insbesondere Radarimpulse, Schallimpulse od.dgl. Eine besonders vorteilhafte Anwendung des verwendungsgemäßen Verfahrens ist das Laserentfernungsmessen oder Laserscannen, bei welchem die Impulse Laserimpulse sind, wo die beschriebene Ausnützung der verfügbaren Leistungsdaten kleiner Halbleiterlaser zur größten Entfaltung kommt.

In einem weiteren Aspekt schafft die Erfindung eine Vorrichtung zur Entfernungsmessung eines Ziels durch Laufzeitmessung von daran reflektierten Impulsen, insbesondere Laserimpulsen, umfassend: einen Sender, ausgebildet zum Aussenden eines ersten mit einem Code modulierten Sendeimpulszuges und eines zweiten mit demselben Code modulierten Sendeimpulszuges; einen mit dem Sender in Verbindung stehenden Empfänger, ausgebildet zum dazu begleitenden Aufzeichnen von reflektierten Impulsen in einem ersten Zeitfenster, das in einem vorgegebenen Abstand zum Startzeitpunkt des ersten Sendeimpulszuges beginnt und eine Länge gleich der Codelänge hat, als erster Empfangsimpulszug, und in einem zweiten Zeitfenster, das in dem genannten Abstand zum Startzeitpunkt des zweiten Sendeimpulszuges beginnt und eine Länge gleich der Codelänge hat, als zweiter Empfangsimpulszug; einen an den Empfänger angeschlossenen Summierer, ausgebildet zum überlagernden Aufsummieren des ersten und des zweiten Empfangsimpulszugs zu einem Summen-Empfangsimpulszug; und eine an den Summierer angeschlossene Auswerteeinrichtung, ausgebildet zum Detektieren des Codes im Summen-Empfangsimpulszug und Messen seiner Zeitlage im Summen-Empfangsimpulszug und zum Ermitteln der Entfernung des Ziels aus dem vorgegebenen Abstand und der gemessenen Zeitlage.

Bezüglich der Vorteile und weiterer Merkmale der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird auf die obigen Ausführungen zum Verfahren verwiesen, dessen verschiedene Aspekte auch durch entsprechende Hardwarekomponenten der Vorrichtung implementiert werden können.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand von in den beigeschlossenen Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein kombiniertes Blockschaltbild und Strahlendiagramm eines Laserentfernungsmessers oder -scanners gemäß der Erfindung zur Ausführung des Verfahrens der Erfindung;

Fig. 2 Zeitdiagramme von im Zuge einer ersten Ausführungsform des Verfahrens der Erfindung auftretenden Impulsen; die Fig. 3a und 3b Zeitdiagramme verschiedener Codemodulationen der Sendeimpulszüge;

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Codedetektions- und Zeitlagenmessstufe einer Ausführungsform der Erfindung mit einem signalangepassten Filter zur Codekorrelation;

Fig. 5 Zeitdiagramme von im Zuge einer zweiten Ausführungsform des Verfahrens der Erfindung auftretenden Impulsen;

Fig. 6 beispielhafte reale Zeitdiagramme von Signalen aus der Kreuzkorrelationsstufe des Verfahrens von Fig. 5; und

Fig. 7 den optionalen Schritt des Messens des Maximums der Kreuzkorrelation von Fig. 6 durch Vergleichen mit einer Referenz-Kreuzkorrelation .

Fig. 1 zeigt das grundlegende Prinzip eines Laserentfernungsmessers oder -scanners 1, der von einem Messort 2 aus die Entfernungen d zu einem Ziel 3 durch Messung der Laufzeit von Laserimpulsen P bestimmt. Ein Sendeimpuls ΡΞ wird zu einem Zeitpunkt ts von einem Sender 4 ausgesandt, dann vom Ziel 3 reflektiert und - z.B. über einen Strahlteiler 5 - in einem Empfänger 6 als Empfangsimpuls Pr zu einem Zeitpunkt tr empfangen.

Aus der Laufzeit ΔΤ = tr - ts kann dann an Hand der bekannten Beziehung d = c-(tr-ts)/2 (mit c = Lichtgeschwindigkeit) die Entfernung d zum Ziel 3 gemessen werden. Der Sender 4 sendet dazu die Laserimpulse Ps in räumlich gebündelter Form, d.h. als Messstrahl 7, in einer Messstrahlrichtung auf einen Messpunkt Xj des Ziels 3 aus; bei einem Laserscanner wird der Messstrahl 7 bewegt, um eine Vielzahl von Messpunkten Xj des Ziels 3 zu vermessen.

Die vorliegende Beschreibung nimmt konkret auf Laserimpulse als Sende- und Empfangsimpulse Ps, Pr bezug. Es versteht sich jedoch, dass die Sende- und Empfangsimpulse Ps, Pr beliebiger Art sein können, beispielsweise Schallimpulse in einem So nargerät, Lichtimpulse in einer Time-of-Flight-Kamera (photonic mixing device, PMD), Radarimpulse in einem Radarentfernungsmesser oder -scanner od.dgl. Die hier geschilderte Vorrichtung und das hier geschilderte Verfahren sind demgemäß allgemein auf beliebige Arten von Impulslaufzeit-Messsystemen anwendbar.

Wie in Fig. 2 gezeigt, sendet der Sender 4 nicht nur einen einzigen Sendeimpuls ΡΞ auf das Ziel 3 aus, sondern eine Folge von N aufeinanderfolgenden Impulszügen Si, S2, ..., allgemein Sn, mit n = 1 ... N, wobei jeder Sendeimpulszug Sn eine Sequenz von Sendeimpulsen ΡΞ,ι, Ps,2, allgemein ΡΞ;ι enthält, die einem Code C entspricht. Der Code C ist für jeden Sendeimpulszug Sn gleich, d.h. wiederholt sich N mal über die gesamte Folge {Ps,i} von Sendeimpulsen PSji über der Zeit t.

Der Code C ist im gezeigten Beispiel ein Binärcode mit einer Länge von M Bit, hier der Code „110100111010", wobei „1" einen Sendeimpuls Ps,i mit voller Amplitude und „0" einen Sendeimpuls Ps,i mit Nullamplitude, d.h. einen ausbleibenden Sendeimpuls anzeigt. Ein Sendeimpuls Ps,i kann daher auch als mit dem Code C „codemoduliert" bezeichnet werden, in der Art, dass eine Ausgangsfolge S' von in einem Taktraster ausgesandten Ausgangs-Sendeimpulsen durch Modulation mit dem Code C zu der in jedem Sendeimpulszug Sn auftretenden Impulssequenz S moduliert wird, wie in Fig. 3a gezeigt. Die Taktrate (Frequenz) fc der Ausgangsfolge S' wird dabei auch als Taktrate (Frequenz) fc des Codes C bezeichnet.

In Fig. 2 (und den später noch beschriebenen Fig. 3b und 5) ist zwecks Übersichtlichkeit der Darstellung ein „Return-to-Zero"-Code C gezeigt, d.h. ein Code C, der bei Aufmodulation auf die Ausgangsfolge S' stets zu einer Impulspause („Zero") zwischen zwei unmittelbaren aufeinanderfolgenden Sendeimpulsen PBfi führt. In praktischen Ausführungsformen des Verfahrens wird jedoch im Falle einer Amplituden- bzw. Intensitätsmodulation der Ausgangsfolge S' bevorzugt ein „Non-Return-to-Zero"-Code C verwendet, der also zwischen zwei unmittelbar aufeinanderfolgenden Sendeimpulsen PSfi, PSji+i keine Impulspause („Zero") hat, um die verfügbare mittlere Sendeleistung des Lasersenders 4 optimal auszunützen.

Diese Art von Non-Return-to-Zero-Codemodulation ist in dem Beispiel von Fig. 3a gezeigt, wodurch die Ausgangsfolge S' gleichsam eine „ununterbrochene" Folge von Sendeimpulsen ist, und in der Sendeimpulsfolge S, welche die Folge von Sendeimpulszügen Sn enthält, schließen unmittelbar aufeinanderfolgende Sendeimpulse Ps,i, Ps,i+i unterbrechungslos aneinander an. Diese Art von Codemodulation kann bei allen hier beschriebenen Ausführungsbeispielen angewendet werden.

Es versteht sich, dass anstelle des hier gezeigten binären Codes C, der für eine Amplituden- bzw. Intensitätsmodulation einer Ausgangsfolge S' von Sendeimpulsen verwendet wird, auch jede beliebige andere Art von Code C und jede beliebige andere Modulationsart eingesetzt werden können. So kann der Code C beispielsweise nicht nur in einer binären, sondern in einer beliebigen Amplitudenauflösung vorliegen, beispielsweise als Hex-Code mit 16 Amplitudenstufen 0-15 bzw. als Hex-Zahl 0 -F, siehe Fig. 3b, welche den vierstelligen Hex-Code „5FA2" als Code C zeigt. Die Codelänge M ist hier gleich 4, und die Amplitudenauflösung des Codes ist hier 4 Bit.

Der Code C kann auf die Ausgangs-Sendeimpulsfolge S' beispielsweise in Amplituden-, Frequenz-, Phasen- oder Pulsposi-tions-Modulation aufmoduliert werden, wobei der Einfachheit halber im Folgenden das Beispiel einer Amplitudenmodulation (Intensitätsmodulation) weiterverfolgt.

Zurückkehrend auf Fig. 2 und das Beispiel eines binären Codes C in Amplituden- bzw. Intensitätsmodulation im Sendeimpulszug Sn zeigt das zweite Zeitdiagramm von Fig. 2 die zu der Sendeimpulszug-Folge {Sn} im Empfänger 6 der Vorrichtung 1 nach der Reflexion am Ziel 3, d.h. nach der Laufzeit ΔΤ, erhaltene Folge {Rn} von N Empfangsimpulszügen Rn. Zwecks Übersichtlichkeit ist in Fig. 2 jeweils der erste Impuls eines Sendeimpulszugs Sn und Empfangsimpulszugs Rn grau hinterlegt, und die Pfeile Pn zeigen die Zuordnungen zwischen Sende- und Empfangsimpulszügen Sn, Rn.

Die im Empfänger 6 auftretende Folge von Empfangsimpulszügen Rn wird in einem Satz von Zeitfenstern Wi, W2, ..., allgemein Wn, aufgezeichnet, d.h. abschnittsweise Zeitfenster für Zeitfenster. Jedes Zeitfenster Wn beginnt dabei im selben vorgegebenen Abstand A zum Startzeitpunkt ts,n eines Sendeimpulszuges Sn und hat eine Länge, die gleich der Länge (Zeitdauer) ei nes Sendeimpulszuges Sn und damit gleich der Codelänge M ist. In dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel wurde zwecks Übersichtlichkeit ein Abstand A gewählt, der gleich der Sendeimpulszuglänge bzw. Codelänge M ist, sodass der Beginn des ersten Zeitfensters Wi mit dem Startzeitpunkt ts,2 des zweiten Sendeimpulszuges S2 zusammenfällt. Dies ist jedoch keineswegs zwingend, und Fig. 5 zeigt den allgemeinen Fall eines davon abweichenden Abstands A, wie später noch ausführlicher erläutert.

Der Abstand A, in welchem das Zeitfenster Wn gegenüber einem Sendeimpulszug Sn beginnt, legt darüber hinaus auch jenes Empfangszeitfenster und damit jenen Entfernungsmessbereich fest, in welchem der zu einem jeweils ausgesendeten Sendeimpulszug Sn gehörende Empfangsimpulszug Rn erwartet wird. Dieser Entfernungsmessbereich kann auch so festgelegt werden, dass ein Empfangsimpulszug Rn erst ein, zwei oder mehr Sendeimpulszüge später nach Aussendung des jeweiligen zugehörigen Sendeimpulszuges erwartet wird, wodurch die sogenannte „MTA-Zone" (multiple-time-around zone), die Zielauflösungszone der Entfernungsmessung, festgelegt wird. Wird der Abstand A beispielsweise auf das Zwei- oder Dreifache der Codelänge M festgelegt, können Ziele 3 vermessen werden, die in einer Entfernungszone zwischen dem Zwei- und Dreifachen der der Sendeimpulszuglänge entsprechenden Entfernung liegen.

In jedem Zeitfenster Wn werden die im Empfänger 6 eintreffenden Empfangsimpulse Pr,i über der Zeit t auf gezeichnet, z.B. durch Abtastung mit einer Abtastrate fa im Analog/Digital-Wand- ler des Empfängers 6 und Speichern der aufeinanderfolgenden Abtastwerte (Samples) in einem Register (Pufferspeicher) 8 des Empfängers 6. Im einfachsten Fall genügt eine Abtastrate fa, die zumindest gleich der Taktrate fc des Codes C bzw. der Aus-gangssendeimpulsfolge S' ist, und im einfachsten Fall genügt auch eine Amplitudenauflösung von 1 Bit im Analog/Digital-Wandler des Empfängers 6, sodass jedes Zeitfenster Wn wiederum einen binären Code, d.h. eine Bitfolge enthält, welche den im Empfänger 6 empfangenen Code C wiedergibt. Wie in Fig. 2 gezeigt, enthält ein Zeitfenster Wn - sofern die Laufzeit ΔΤ über die zweifache Distanz d nicht zufällig gleich dem gewählten Startabstand A des Fensters Wn entsprach - den Beginn des Codes C aus einem Sendeimpulszug Sn und das fehlende Ende des Codes C aus dem vorangegangenen Sendeimpulszug Sn_i gleichsam vorangestellt („wrapped around").

Die in den einzelnen Zeitfenstern Wn aufgezeichneten Empfangsimpulszüge Rn sind durch Übertragungs- und Messfehler verrauscht, sodass nicht jedes Zeitfenster Wn den richtigen Code C („wrapped around") enthält, sondern einen verrauschten Code mit Bitfehlern.

Zur Behandlung dieses Problems werden in einem an den Empfänger 6 angeschlossenen Summierer 9 bzw. einer entsprechenden Summierphase des Verfahrens die in den Zeitfenstern Wn aufgezeichneten Empfangsimpulszüge Rn - zeitlagenrichtig auf den jeweiligen Beginn des Zeitfensters Wn referenziert - zu einem Summen-Empfangsimpulszug aufsummiert, wie in Fig. 2 durch die Übereinanderdarstellung der Zeitfenster Wi, W2, die Summierzeichen und den Summierstrich dargestellt.

Auch wenn in einem Zeitfenster Wn tatsächlich der letzte Teil eines vorangegangenen Empfangsimpulszuges Rn bzw. empfangenen Codes C und der erste Teil des darauffolgenden Empfangsimpulszuges Rn+i bzw. empfangenen Codes C auf gezeichnet ist, werden der Einfachheit halber ab jetzt die in einem Zeitfenster Wn auf gezeichneten Empfangsimpulse Pr,n als ein („wrapped around") Empfangsimpulszug betrachtet und mit demselben Index n wie das Zeitfenster Wn, d.h. als Empfangsimpulszug Rn, bezeichnet.

Unter dem Begriff „überlagerndes Aufsummieren" der in den Zeitfenstern Wn aufgezeichneten Empfangsimpulszüge Rn wird ein auf den Beginn des jeweiligen Zeitfensters Wn zeitlagenbezoge-nes, zeitrichtiges, abtastwertweises Aufsummieren verstanden, d.h. die zur selben Zeitlage L in einem Zeitfenster Wn auftretenden Abtastwerte yk,n aller Empfangsimpulszüge Rn werden zu einem im Summen-Empfangsimpulszug RΣ an derselben Zeitlage L auftretenden Summen-Abtastwert yk£ summiert.

Es versteht sich, dass das Aufsummieren der Empfangsimpulse Pr,n über die Zeitfenster Wn sowohl nach Aufzeichnung aller Zeitfenster Wn („offline") als auch - vorteilhaft - bereits während der Aufzeichnung des jeweils nächsten Zeitfensters Wn („online") durchgeführt werden kann. Beispielsweise wird jeder neue in einem Zeitfenster Wn eintreffende Abtastwert yk sofort zu den bereits zuvor für diese Zeitlage L summierten Abtast werten yk;i ... yn_i summiert, oder jeder neue in einem Zeitfenster Wn aufgezeichnete ganze Empfangsimpulszug Rn sofort zu den bereits zuvor untereinander aufsummierten Empfangsimpulszügen Rx ... Rn-i summiert, sodass der Zeitfensterspeicher 8 auch als Summationspuffer verwendet werden kann.

Der Summen-Empfangsimpulszug ΕΣ wird nun optional einer Schwellwertdiskrimination, d.h. einem Schwellwertvergleich gegenüber einem Detektionschwellwert B, unterzogen, was gleichbedeutend mit einer Reduzierung der Amplitudenauflösung des Summen-Empfangsimpulszuges Rs auf eine Amplitudenauflösung von 1 Bit ist. Das Ergebnis dieser Schwellwertdiskrimination bzw. Auflösungsreduktion ist das in Fig. 2 mit ΕΣ' bezeichnete Signal, welches aufgrund der AufSummierung über N Empfangsimpulszüge Rn ein um den Faktor -Jn verbessertes Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) gegenüber einem einzelnen Empfangsimpulszug Rn hat.

Die genannte Schwellwertdiskrimination ist optional und kann auch entfallen, insbesondere wenn mit einer höheren (feineren) Amplitudenauflösung des Summen-Empfangsimpulszuges Rs weitergearbeitet werden soll, wie später noch ausführlicher erläutert.

Anschließend wird in dem Summen-Empfangsimpulszug Rs oder schwellwertdiskriminierten Summen-Empfangsimpulszug R^ der ursprüngliche Code C detektiert bzw. gesucht und seine Zeitlage im Summen-Empfangsimpulszug ΕΣ bzw. ΕΣ' , d.h. seine Zeitlage L in den Zeitfenstern Wn, ermittelt. Dazu ist in dem untersten

Zeitdiagramm von Fig. 2 nochmals ein Sendeimpulszug Sn dargestellt, dessen Impulssequenz den aufmodulierten Code C wiedergibt. Unter einem variierenden Zeitversatz ΔΤΞ wird der Sendeimpulszug Sn nun solange mit dem Summen-Empfangsimpulszug % bzw. (hier:) 1¾' verglichen, bis eine minimale Vergleichsabweichung, d.h. maximale Übereinstimmung vorliegt; in diesem Fall entspricht der aktuelle Vergleichs-Zeitversatz ΔΤΞ genau der gesuchten Laufzeit ΔΤ = tr - ts zwischen der Folge von Sendeimpulszügen Sn und der Folge von Empfangsimpulszügen Rn, woraus schließlich die gesuchte Entfernung d in der oben genannten Weise berechnet werden kann. Fig. 1 zeigt eine an dem Summierer 9 angeschaltete Auswerteinrichtung 10, welche diese Korrelation zwischen Code C und Summen-Empf angsimpulszug % bzw. 1¾' durchführt und daraus die Entfernung d ermittelt.

Fig. 4 zeigt eine einfache hardwaretechnische Realisierung der Auswerteeinrichtung 10 bzw. für den Codedektions- und Zeitlagenmessschritt des Verfahrens mit Hilfe eines an den Code C angepassten Filters 11, d.h. eines Filters, das eine Impulsantwort h [v] gleich dem Code C bzw. einem der Sendeimpulszüge Sn hat, und dem der Summen-Empf angsimpulszug R^ bzw. R£' als Eingangssignal y[u] zugeführt wird (u, v ... Abtastwert-Indizes) . Am Ausgang 12 des signalangepassten Filters 11 tritt ein Ausgangssignal z[u] auf, in welchem der Abtastwert-Index u des Maximums des Signals z [u] die Zeitlage L des Codes C im Eingangssignal R£ bzw. R£' angibt (Block 13) .

Fig. 5 zeigt eine Erweiterung des Verfahrens und der Vorrichtung der Fig. 1 - 4, bei der verschiedene Maßnahmen zur weiteren Verbesserung des SNR und der Zeitauflösung und damit Messgenauigkeit getroffen werden.

Zunächst kann das Verfahren in einem quasi-analogen Modus durchgeführt werden, indem die Empfangsimpulszüge Rn in den Zeitfenstern Wn in einer hohen Amplitudenauflösung von z.B. 8, 16, 32 oder mehr Bit auf gezeichnet werden, wie durch die stetigen Kurven dargestellt. Auch der Summen-Empfangsimpulszug ΚΣ kann in einer hohen Amplitudenauflösung, z.B. auch in Form von Gleitkommazahlen, berechnet werden, u.zw. sowohl wenn er aus zuvor bloß binär aufgezeichneten Empfangsimpulszügen Rn (wie in Fig. 2) oder aus zuvor mit hoher Amplitudenauflösung aufzeichneten Empfangsimpulszügen Rn (wie in Fig. 5) summiert wurde. Zusätzlich können die Empfangsimpulszüge Rn mit einer hohen Abtastrate fa, d.h. einer hohen Zeitauflösung abgetastet werden, sodass der Summen-Empfangsimpulszug Rs auch eine hohe Zeitauflösung hat, d.h. mehrere Abtastwerte yk pro Empfangsimpuls Pr,i-

Eine derart hochaufgelöste Kurve des Summen-Empfangsim-pulszuges RΣ gibt auch die realen, im Sende-Empfangssystem 4, 6, der Vorrichtung 1 auftretenden Empfangsimpulse Pr wieder, insbesondere ihre Verzerrung durch die unvermeidliche Bandbegrenzung der beteiligten physikalischen Komponenten. Beim anschließenden Korrelieren bzw. Zeitlagenvergleich des Summen-Empf angsimpulses R£ mit dem Code C kann aufgrund der verbesserten Zeitauflösung der Zeitversatz ΔΤΞ in den Schritten der fei nen Zeitauflösung des hohen Abtasttaktes fa variiert und damit eine höhere Zeitauflösung der Zeitlagenerfassung des Codes C erreicht werden.

Darüber hinaus kann durch die hohe Amplitudenauflösung des Summen-Empfangsimpulszuges % gleichzeitig das reale Bandbegrenzungsverhalten des physikalischen Sende- und Empfangssystems der Vorrichtung 1 berücksichtigt werden, indem die Impulsform der Impulse in den Empfangsimpulszügen Rn im Detail ausgewertet wird. Dazu wird zunächst unter bekannten Referenz-bedingungen ein Referenz-Empfangsimpulszug Rref zu einem ausgesandten Sendeimpulszug Sn aufgezeichnet, wie er in dem letzten Zeitdiagramm von Fig. 5 beispielhaft gezeigt ist. Ein Sendeimpulszug Sn wird dabei auf ein Ziel 3 in einer bekannten Entfernung d gerichtet und der erhaltene Empfangsimpulszug Rn auf seinen aus der Zielentfernung d vorbekannten Empfangszeitpunkt referenziert aufgezeichnet und beispielsweise in einem Referenzspeicher 14 der Vorrichtung 1 hinterlegt. Beim Detektieren und Zeitlagenmessen des Codes C im Summen-Empfangsimpulszug RΣ kann nun der Referenz-Empfangsimpulszug Rref mit dem Summen-Empf angsimpulszug R^ - unter variierendem Zeitversatz ΔΤΞ in den Schritten der hohen Zeitauflösung des Abtasttaktes fa und unter Ausnützung der hohen Amplitudenauflösung der Kurvenverläufe - verglichen werden, um die Zeitlage L des Codes C im Summen-Empfangsimpulszug und damit die Impulslaufzeit ΔΤΞ und letztlich die Entfernung d hochgenau zu ermitteln.

Das Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszuges % mit einem der Sendeimpulszüge Sn oder dem Referenz-Empfangsimpulszug Rref, bis maximale Übereinstimmung (minimale Vergleichsabweichung) vorliegt, kann dabei auf jede in der Technik bekannte Art durchgeführt werden, sei es durch Berechnen einer Differenz zwischen den beiden zu vergleichenden Impulszügen (Signalen) als Vergleichsabweichung, z.B. als Summe der absoluten oder quadrierten Differenzen, oder - bevorzugt - durch Berechnen der Kreuzkorrelation zwischen den beiden Signalen.

Die Berechnung einer solchen Kreuzkorrelation als Maß für die Vergleichsabweichung bzw. Übereinstimmung zwischen den zu vergleichenden Signalen ist in Fig. 6 veranschaulicht. In dem obersten Diagramm von Fig. 6 ist ein beispielhafter Referenz-Empfangsimpulszug Rref gezeigt, in dem mittleren Diagramm von Fig. 6 ein beispielhafter Summen-Empfangsimpulszug und in dem untersten Diagramm von Fig. 6 die Kreuzkorrelation KP = Rref x R^ in Abhängigkeit eines gegenseitigen variierenden Zeitversatzes ΔΤΞ. Die Kreuzkorrelation KP zeigt einen Peak 15 mit einem Maximum 16 beim gesuchten Zeitversatz und damit der gesuchten Laufzeit ΔΤ.

Wie aus Fig. 6 ersichtlich, zeigt die Kreuzkorrelation KP im Falle von „realen" Signalen bei ΔΤ keinen Peak 15 in Form eines „idealen" Dirac-Impulses, sondern einen verschilffenen („hügelförmigen") Peak 15. Die Bestimmung des Maximums 16 des Peaks 15 der Kreuzkorrelation KP kann entweder durch eine ein fache Maximalwertsuche erfolgen, oder wie nun anhand von Fig. 7 erläutert.

Fig. 7 zeigt eine verfeinerte Verfahrensvariante zur hochgenauen Ermittlung des Korrelationsmaximums 16 des Peaks 15 der Kreuzkorrelation KP = Rref x % im Falle von realen, nicht-idealisierten Signalen wie beispielsweise jenen von Fig. 6. Im oberen Diagramm von Fig. 7 ist eine Kreuzkorrelation KP in Abhängigkeit des variierenden Zeitversatzes ΔΤΞ gezeigt. Die Korrelation KP enthält beispielsweise rund um den gesuchten Zeitversatz ΔΤ Neben-Peaks 17, 18 und/oder ihr Hauptpeak 15 ist stark verschilffen bzw. abgeflacht und/oder asymmetrisch.

In dem unteren Diagramm von Fig. 7 ist eine Referenz-Kreuzkorrelation KPref über dem variierenden Zeitversatz ΔΤΞ gezeigt, die einen Referenz-Peak 19 mit einem Maximum 20 zu einer bekannten Zeitversatzlage ATref hat. Die Referenz-Kreuzkorrelation KPref kann entweder als Korrelationsprodukt zwischen dem Referenz-Empfangsimpulszug Rref und einem Sendeimpulszug Sn oder - bevorzugt - als Autokorrelation des Referenz-Empfangsimpulszuges Rref erzeugt werden.

Durch Vergleichen der Referenz-Kreuzkorrelation KPref mit der Kreuzkorrelation KP - unter Variieren ihrer gegenseitigen Zeitversatzlage - kann nun der Referenz-Peak 19 der Referenz-Kreuzkorrelation KPref in den „realen" Korrelationspeak 15 der Kreuzkorrelation KP „eingepasst" werden, siehe strichlierte Darstellung des Peaks 19 in dem oberen Diagramm von Fig. 7, u.zw. bis minimale Vergleichsabweichung bzw. maximale Überein-

Stimmung zwischen den Signalen KPref und KP vorliegt. Die Vergleichsabweichung kann dabei wieder z.B. durch eine Summe der absoluten oder quadrierten Differenzen der beiden Signale gebildet werden. Im Falle optimaler Übereinstimmung zeigt die bekannte Zeitversatzlage ATref des Maximums 20 des Referenz-Peaks 19 nun den gesuchten Zeitversatz ΔΤ des gesuchten Maximums 15 der Korrelation KP.

In jeder der oben genannten Ausführungsformen des Verfahrens kann der Referenz-Empfangsimpulszug Rref in einer höheren Zeitauflösung vorliegen als der Abtasttakt fa, beispielsweise indem mehrere in den Auflösungsschritten einer noch höheren Zeitauflösung zeitversetzt ausgesandte Sendeimpulszüge Sn verwendet wurden, deren Empfangsimpulszüge Rn gleichsam „kämmend" zu einem ultrahochaufgelösten Referenz-Empfangsimpulszug Rref zusammengesetzt werden, wie beispielsweise in der EP 2 140 286 Bl derselben Anmelderin offenbart, welche Schrift hier durch Bezugnahme aufgenommen wird.

Eine weitere Maßnahme zur Erhöhung der Zeitauflösung besteht darin, dass der Abtasttakt fa für das Aufzeichnen der Empfangsimpulszüge Rn in einem nicht-ganzzahligen Verhältnis zur Taktrate fc des Codes C bzw. der Ausgangs-Sendeimpulsfolge S' gewählt wird, und zwar in einem rationalen Verhältnis > 1. Dadurch „trifft" jede Abtastung eines Impulses in einem Empfangsimpulszug Rn - von Empfangsimpulszug zu Empfangsimpulszug gesehen - auf jeweils einen geringfügig zeitversetzten Abschnitt des Impulses, sodass bei der Summation über N Emp fangsimpulszüge Rn der Summen-Empfangsimpulszug % eine höhere Zeitauflösung hat als der ursprüngliche Abtasttakt fa für einen Empfangsimpulszug Rn. Dies ist beispielhaft für drei Abtastwerte yi, y2, y3 eines an derselben Zeitlage in drei beispielhaften Empfangsimpulszügen Ri, R2, R3 auftretenden Empfangsimpulses Pr,i gezeigt, welche im Summen-Empf angsimpulszug R£ an drei zeitversetzten Stellen zu liegen kommen und somit die Impulsform in höherer Zeitauflösung wiedergeben.

Das Verhältnis von Abtastrate fa der Empfangsimpulszüge Rn zu der Taktrate fc des Codes C der Sendeimpulszüge Sn beträgt in einer vorteilhaften Ausführungsform fa:fc = (k+l/n):1, wobei der Parameter k = 1, 2, ... den Faktor der Überabtastung des

Empfangsimpulszuges angibt und der Parameter n = 2, 3, ... N/2 den Faktor der erzielten Erhöhung der Abtastrate im Summen-Empf angsimpulszug Rs angibt. Wenn das Verhältnis fa:fc beispielsweise gleich 1,25:1 ist, dann werden um n = 4 mal mehr Abtastwerte im Summen-Empfangsimpulszug Rs erhalten als in einem Empfangsimpulszug Rn vorhanden waren. Diese Verbesserung hat den Preis, dass sich nun nur mehr 1/n der N Empfangsimpulszüge Rn zeitlagenrichtig aufsummieren, sodass die Verbesserung des SNR nun nicht mehr -JN-M beträgt, sondern nur mehr N/n)-M . Durch entsprechende Wahl des „Verkämmungsfaktors" n kann so ein Kompromiss zwischen Verbesserung des SNR einerseits (n möglichst klein) und Verbesserung der Zeitauflösung andererseits (n möglichst groß) getroffen werden. Für eine möglichst störungsunanfällige Detektion des Codes C im Summen-Empfangsimpulszug 1¾ bzw. 1¾' wird bevorzugt ein zufälliger oder zumindest pseudo-zufälliger Code C gewählt, d.h. eine Code, der möglichst wenig autokorreliert. Günstig sind hiefür m-Sequenzen, welche Autokorrelationsfunktionen mit wenigen bzw. weit verteilten Peaks haben. Fig. 3a zeigt ein Beispiel einer solchen m-Sequenz in Form des Codes C = „111000100110101".

Die Erfindung ist nicht auf dargestellten Ausführungsformen beschränkt, sondern umfasst alle Varianten, Modifikationen und Kombinationen davon, die in den Rahmen der angeschlossenen Ansprüche fallen.

Claims (16)

1. Patentansprüche : 1. Verfahren zur Entfernungsmessung eines Ziels (3) durch Laufzeitmessung von daran reflektierten Impulsen, insbesondere Laserimpulsen, umfassend: Aussenden eines ersten mit einem Code (C) modulierten Sendeimpulszuges (Si) und eines zweiten mit demselben Code (C) modulierten Sendeimpulszuges (S2) und dazu begleitendes Aufzeichnen von reflektierten Impulsen in einem ersten Zeitfenster (W;l) , das in einem vorgegebenen Abstand (A) zum Startzeitpunkt (ts,i) des ersten Sendeimpulszuges (Si) beginnt und eine Länge gleich der Codelänge (M) hat, als erster Empfangsimpulszug (Ri), und in einem zweiten Zeitfenster (W2) , das in dem genannten Abstand (A) zum Startzeitpunkt (ts;2) des zweiten Sendeimpulszuges (S2) beginnt und eine Länge gleich der Codelänge (M) hat, als zweiter Empfangsimpulszug (R2) ; überlagerndes Aufsummieren des ersten und des zweiten Empfangsimpulszugs (Ri, R2) zu einem Summen-Empfangsimpulszug (%) ; Detektieren des Codes (C) im Summen-Empfangsimpulszug (RΣ) und Messen seiner Zeitlage (L) im Summen-Empfangsimpulszug (Rz) ; und Ermitteln der Entfernung (d) des Ziels (3) aus dem vorgegebenen Abstand (A) und der gemessenen Zeitlage (L).
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mehr als 100, bevorzugt mehr als 1000, der Sendeimpuls züge (Sn) aufeinanderfolgend ausgesandt und dementsprechend mehr als 100, bevorzugt mehr als 1000, Empfangsimpulszüge (Rn) aufgezeichnet werden, welche zu dem genannten Summen-Empfangsimpulszug (¾) überlagernd aufsummiert werden.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge eines Sendeimpulszugs (Sn) mehr als 100 Impulse beträgt, bevorzugt mehr als 1000 Impulse.
4. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangsimpulszüge (Rn) mit einer Amplitudenauflösung von 1 Bit aufgezeichnet werden.
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Summen-Empfangsimpulszug (RΣ) durch Schwellwertdiskrimination auf eine Amplitudenauflösung von 1 Bit gebracht wird, bevor der Code (C) darin detektiert wird.
6. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Detektieren des Codes (C) und Messen seiner Zeitlage (L) mit Hilfe eines an den Code angepassten Filters (11 - 13) erfolgt, welchem der Summen-Empf angsimpulszug (RΣ) als Eingangssignal zugeführt wird und dessen Ausgangssignal die Zeitlage (L) des Codes (C) anzeigt.
7. 7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Detektieren des Codes (C) und Messen seiner Zeitlage (L) umfasst: Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszuges (RΣ) mit einem Sendeimpulszug (Sn) unter variierendem Zeitversatz (ΔΤΞ) , um jenen Zeitversatz (ΔΤΞ) zu ermitteln, bei dem die Übereinstimmung maximal ist, und Ermitteln der Zeitlage (L) des Codes (C) aus dem ermittelten Zeitversatz.
8. 8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Detektieren des Codes (C) und Messen seiner Zeitlage (L) umfasst: Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszugs (¾) mit einem Referenz-Empfangsimpulszug (Rref) / der aus einer Reflexion eines Sendeimpulszuges (Sn) an einem Referenz-Ziel bekannter Entfernung mit einer bekannten Referenz-Zeitlage aufgezeichnet wurde, unter variierendem Zeitversatz (ΔΤΞ) , um jenen Zeitversatz (ΔΤ) zu ermitteln, bei dem die Übereinstimmung maximal ist, und Ermitteln der Zeitlage (L) des Codes (C) aus der genannten Referenz-Zeitlage und dem ermittelten Zeitversatz (ΔΤΞ) .
9. 9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekenn zeichnet, dass die Empfangsimpulszüge (Rn) mit einer Abtastrate (fa) aufgezeichnet werden, welche in einem nicht ganzzahligen, rationalen Verhältnis zu der Taktrate (fc) des Codes (C) steht.
10. 10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis (k+l/n) :1 ist, wobei k = 1, 2, ... ist, n = 2, 3, ... N/2 ist, und N gleich der Anzahl von Empfangsimpulszügen (Rn) ist.
11. 11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenz-Empfangsimpulszug (Rref) in einer hohen ersten Zeitauflösung aufgezeichnet wird, dass die Empfangsimpulszüge (Rn) in einer demgegenüber geringen zweiten Zeitauflösung aufgezeichnet werden, und dass bei dem genannten Vergleichen der Zeitversatz (ΔΤΞ) in den Auflösungsschritten der hohen ersten Zeitauflösung variiert wird.
12. 12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenz-Empfangsimpulszug (Rref) hochaufgelöst aufge-zeichnet wird, indem mehrere in den Auflösungsschritten einer hohen Zeitauflösung zeitversetzte Sendeimpulszüge (Sn) verwendet werden, deren Empfangsimpulszüge (Rn) mit einer geringen Zeitauflösung abgetastet und kämmend zum Referenz-Empfangsimpulszug (Rref) zusammengesetzt werden.
13. 13. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Vergleichen des Summen-Empfangsimpulszugs (Rs) mit dem Referenz-Empfangsimpulszug (Rref) durch Berechnen einer Kreuzkorrelation (KP) in Abhängigkeit des variierenden Zeitversatzes (ΔΤΞ) und Ermitteln des Maximums (16) der Kreuzkorrelation (KP) erfolgt.
14. 14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Ermitteln des Maximums (16) der Kreuzkorrelation (KP) durch Vergleichen der Kreuzkorrelation (KP) mit einer Referenz-Kreuzkorrelation (KPref) , welche ein Maximum (20) mit einer bekannten Zeitversatzlage (ATref) hat, erfolgt.
15. 15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenz-Kreuzkorrelation (KPref) durch Autokorrelieren des Referenz-Empfangsimpulszuges (Rref) erhalten wird.
16. 16. Vorrichtung zur Entfernungsmessung eines Ziels (3) durch Laufzeitmessung von daran reflektierten Impulsen, insbesondere Laserimpulsen, umfassend: einen Sender (4) , ausgebildet zum Aussenden eines ersten mit einem Code (C) modulierten Sendeimpulszuges (Si) und eines zweiten mit demselben Code (C) modulierten Sendeimpulszuges (S2) ; einen mit dem Sender (4) in Verbindung stehenden Empfänger (6), ausgebildet zum dazu begleitenden Aufzeichnen von reflektierten Impulsen in einem ersten Zeitfenster (Wi) , das in einem vorgegebenen Abstand (A) zum Startzeitpunkt (ts,i) des ersten Sendeimpulszuges (Si) beginnt und eine Länge gleich der Codelänge (M) hat, als erster Empfangsimpulszug (Ri) , und in einem zweiten Zeitfenster (W2) , das in dem genannten Abstand (A) zum Startzeitpunkt (ts,2) des zweiten Sendeimpulszuges (S2) beginnt und eine Länge gleich der Codelänge (M) hat, als zweiter Empfangsimpulszug (R2) ; einen an den Empfänger (6) angeschlossenen Summierer (9), ausgebildet zum überlagernden Aufsummieren des ersten und des zweiten Empfangsimpulszugs (Ri, R2) zu einem Summen-Empfangsimpulszug (Rs) ; und eine an den Summierer (9) angeschlossene Auswerteeinrichtung (10) , ausgebildet zum Detektieren des Codes (C) im Sum- men-Empfangsimpulszug (¾) und Messen seiner Zeitlage (L) im Summen-Empfangsimpulszug (¾) und zum Ermitteln der Entfernung (d) des Ziels (3) aus dem vorgegebenen Abstand (A) und der gemessenen Zeitlage (L).