DE102021132516A1

DE102021132516A1 - Verfahren, vorrichtungen und systeme zur induktiven abtastung

Info

Publication number: DE102021132516A1
Application number: DE102021132516.1A
Authority: DE
Inventors: Andriy Maharyta; Mykhaylo Krekhovetskyy
Original assignee: Cypress Semiconductor Corp
Current assignee: Cypress Semiconductor Corp
Priority date: 2020-12-17
Filing date: 2021-12-09
Publication date: 2022-06-23
Also published as: US11879919B2; US20240280620A1; US11561249B2; US20230204644A1; JP2022096642A; US20220196437A1; CN114650047A

Abstract

Ein Verfahren kann Folgendes umfassen: in einer ersten Phase eines Abtastbetriebs, Steuern mindestens eines ersten Schalters, um eine Sensorinduktivität zu erregen; in einer zweiten Phase des Abtastbetriebs, die auf die erste Phase folgt, Steuern mindestens eines zweiten Schalters, um die Sensorinduktivität an eine erste Modulatorkapazität zu koppeln, um einen ersten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, wobei der erste Rücklaufstrom eine erste Modulatorspannung an der ersten Modulatorkapazität erzeugt; und als Reaktion auf die erste Modulatorspannung, Steuern mindestens eines dritten Schalters, um einen Ausgleichsstrom zu erzeugen, der in entgegengesetzter Richtung zu dem Rücklaufstrom an dem ersten Modulatorknoten fließt. Die erste und zweite Phase können wiederholt werden, um eine erste Modulatorspannung an der ersten Modulatorkapazität zu erzeugen. Die Modulatorspannung kann in einen digitalen Wert umgewandelt werden, der die Sensorinduktivität darstellt. Zugehörige Vorrichtungen und Systeme werden ebenfalls offenbart.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Näherungsabtastsysteme und insbesondere induktive Abtastsysteme und -verfahren.
HINTERGRUND
Induktive Sensoren werden in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt. Da induktive Sensoren auf elektromagnetischer Induktion beruhen, können sie zur Verwendung in anspruchsvolleren Umgebungen, einschließlich industrieller Anwendungen, bevorzugt werden.
25 ist ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen induktiven Abtastsystems 2551. Das System 2551 kann eine ausgeglichene Maxwell-Wien-Brücke umfassen, die feste Widerstände R1 und R3, eine Referenzkapazität C2 parallel zum Referenzwiderstand R2 und eine Sensorinduktivität LX in Reihe mit einem Abtastwiderstand Rlx aufweist. Die Knoten A und B der Maxwell-Wien-Brücke können an die Eingänge eines Differenzialverstärkers angeschlossen werden. Die Referenzkapazität C2 und der Referenzwiderstand R2 sind in der Regel Sätze von Widerständen und Kondensatoren, die mit digitalen Codes auf bestimmte Werte programmiert werden können. Die Maxwell-Wien-Brücke kann mit einem Wechselspannungsgenerator (Gen) betrieben werden, in der Regel mit einer Sinuswelle. Ein Ausgang eines Differenzialverstärkers kann an einen Nullspannungsdetektor und Phasendetektor angelegt werden, woraus ein Zählwert erzeugt werden kann.
Ein Abtastprozess kann darauf beruhen, dass versucht wird, die Maxwell-Wien-Brücke in einem ausgeglichenen Zustand zu halten. In einem ausgeglichenen Zustand ist eine Spannung zwischen den Knoten A und B gleich null, und die folgenden Formeln gelten: $L_{x} = R_{1} \cdot R_{3} \cdot C_{2}$
$R l_{x} = \frac{R_{3}}{R_{2}} \cdot R_{1}$
$\frac{L_{x}}{R_{l x}} = R_{2} \cdot C_{2}$
Das Abtasten mit einer Maxwell-Wien-Brücke hängt von der Kenntnis der Widerstands- und Kapazitätswerte ab. Ferner hängen Messgenauigkeit und Stabilität von der Qualität der Kapazitäts- und Widerstandssätze ab.
Die Maxwell-Wien-Brückenabtastung wird üblicherweise in herkömmlichen induktiven Abtastvorrichtungen verwendet.
26 ist ein schematisches Diagramm eines weiteren induktiven Abtastsystems 2651. Das System 2651 kann einen Oszillator mit einer abgetasteten Induktivität erstellen und eine resultierende Frequenz Fout verwenden, um einen Wert für die Induktivität abzuleiten. Der Oszillator ist mit der Sensorinduktivität L1, den Kapazitäten C1 und C2 und einem Strombegrenzungswiderstand R1 ausgebildet. Solche Komponenten werden „chipextern“ ausgebildet, wobei Treiber, Zähler, Timer und Taktgenerator Teil einer integrierten Schaltung (Integrated Circuit, IC) sind. Eine Sensorinduktivität kann einen Spulenwiderstand RI und eine parasitäre Kapazität Ci umfassen. Ein Zähler kann über einen Zeitraum Nsample eine Anzahl von Fout-Signaltaktimpulsen zählen. Die Induktivitäts-zu-Code-Übertragungsfunktion für ein ideales System 2651 kann wie folgt angegeben werden: $R o h z \ddot{a} h l u n g e n = \frac{1}{2 \cdot π} \cdot \sqrt{\frac{2}{C}} \cdot \frac{N_{s a m p l e}}{F_{c l k}} \cdot \frac{1}{\sqrt{L_{1}}}$
Wie gezeigt, ist ein Ausgangscode Rohzählungen umgekehrt proportional zu einer Quadratwurzel aus der Induktivität L1, den Kapazitäten C1, C2 und der Frequenz Fclk.
Ein Nachteil des Systems 2651 kann die eingeschränkte Abtastauflösung sein, da die Abtastung von Fclk abhängt. Darüber hinaus wird Fout durch die Eigenresonanzfrequenz des Leiterplatten(PCB)-Induktors und die FIMO-Werte eingeschränkt. Die Umwandlungsempfindlichkeit ist aufgrund der Quadratwurzelabhängigkeit der Übertragungsfunktion geringer als die Sensorempfindlichkeit. Wie unten gezeigt, sind Änderungen der Fout-Frequenz proportional geringer als Änderungen der Sensorinduktivität: $δ ƒ_{o s c} = 1 - \sqrt{\frac{1}{1 - \frac{Δ L_{s}}{L_{s}}}} i f \frac{Δ L_{s}}{L_{s}} = 0.1 (10 %) δ ƒ_{o s c} = - 5.4 %$
In einem System 2651 kann die anfängliche Fout-Toleranz aufgrund der Toleranzen von L1, C1 und C2 hoch sein. Zum Beispiel beträgt die PCB-Induktortoleranz typischerweise nicht mehr als +-15 % und eine typische Kondensatortoleranz beträgt +-10 %. Darüber hinaus hängt Fout von der Sensorkapazität ab, insbesondere bei hoher Auflösung. Darüber hinaus kann die Impedanz des Treibers Auswirkungen auf die Fout-Frequenz haben. Die Notwendigkeit, sich mit diesen verschiedenen Merkmalen zu befassen, kann die Implementierung von Multi-Sensor-Abtastung erschweren. Aufgrund der verschiedenen Tank-Oszillator-Komponenten, die pro Sensor benötigt werden, können Multi-Sensor-Abtastsysteme eine hohe Anzahl von Komponenten aufweisen. Infolgedessen kann ein Ansatz wie der des Systems 2651 unflexibel und für manche Anwendungen nicht zufriedenstellend sein.
Es wäre wünschenswert, eine Möglichkeit zu finden, die das Abtasten von Induktivität mit einer integrierten Schaltungsvorrichtung, die nicht unter den Nachteilen anderer Ansätze wie den oben genannten leidet, implementiert.
Figurenliste

1A ist ein Blockdiagramm einer induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
1B ist ein schematisches Diagramm einer Vorrichtung zur einendigen induktiven Abtastung gemäß einer Ausführungsform.
2 ist ein schematisches Diagramm eines Strompfades eines induktiven Sensors, der in Ausführungsformen umfasst sein kann.
3 ist ein schematisches Diagramm einer Dreipunkt-Sensorverbindung gemäß einer Ausführungsform.
4A bis 4D stellen eine Folge von Diagrammen dar, die unterschiedliche Phasen eines Induktivitätsabtastbetriebs gemäß einer Ausführungsform zeigen.
5 ist ein Zeitdiagramm, das einen einendigen Induktivitätsabtastbetrieb gemäß einer Ausführungsform zeigt.
6 ist ein schematisches Diagramm einer einendigen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform.
7A bis 7D stellen eine Folge von Diagrammen dar, die unterschiedliche Phasen eines Induktivitätsabtastbetriebs gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigen.
8 ist ein schematisches Diagramm einer einendigen induktiven Abtastvorrichtung, die einen Kompensationsstrom gemäß einer Ausführungsform nutzt.
9 ist ein schematisches Diagramm einer einendigen induktiven Abtastvorrichtung, die einen Kompensationsstrom gemäß einer weiteren Ausführungsform nutzt.
10A ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
10B ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform.
11A bis 11H stellen eine Folge von Diagrammen dar, die unterschiedliche Phasen eines Induktivitätsabtastbetriebs gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigen.
12 ist ein Zeitdiagramm, das einen pseudodifferentiellen Induktivitätsabtastbetrieb gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigt.
13 ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
14A bis 14D stellen eine Folge von Diagrammen dar, die unterschiedliche Phasen eines pseudodifferentiellen Induktivitätsabtastbetriebs gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigen.
15 ist ein Zeitdiagramm, das einen pseudodifferentiellen Induktivitätsabtastbetrieb gemäß einer Ausführungsform zeigt.
16A ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform.
16B ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform.
17A bis 17H stellen eine Folge von Diagrammen dar, die unterschiedliche Phasen eines pseudodifferentiellen Induktivitätsabtastbetriebs gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigen.
18 ist ein schematisches Diagramm einer pseudodifferentiellen induktiven Abtastvorrichtung, die einen Kompensationsstrom gemäß einer Ausführungsform verwendet.
19 ist ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform.
20 ist ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer weiteren Ausführungsform.
21 ist ein Ablaufdiagramm eines Induktivitätsabtastverfahrens gemäß einer Ausführungsform.
22 ist ein Ablaufdiagramm eines Induktivitätsabtastverfahrens gemäß einer weiteren Ausführungsform.
23 ist ein Ablaufdiagramm eines Induktivitätsabtastverfahrens gemäß einer weiteren Ausführungsform.
24 ist ein Ablaufdiagramm eines Induktivitätsabtastverfahrens gemäß einer weiteren Ausführungsform.
25 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Induktivitätssensors.
26 ist ein Blockdiagramm eines weiteren herkömmlichen Induktivitätssensors.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die Ausführungsformen können induktive Abtastverfahren, -vorrichtungen und -systeme umfassen, die auf dem Induzieren eines Rücklaufstroms (engl. fly-back current) aus der abgetasteten Induktivität basieren. Die Erzeugung eines Rücklaufstroms involviert im Allgemeinen zwei Phasen. In einer ersten Phase wird die Induktivität an eine Spannungsquelle gekoppelt, um Energie zu akkumulieren. In einer zweiten Phase wird die Induktivität von der Spannungsquelle abgekoppelt und an eine Last gekoppelt. Die in der ersten Phase akkumulierte Energie erzeugt eine elektromotorische Kraft (EMK), die einen Rücklaufstrom an der Last erzeugt. Die akkumulierte Energie ist direkt proportional zur Induktivität.
Gemäß Ausführungsformen kann die induktive Abtastung einendig sein, wobei ein Rücklaufstrom einer Richtung erzeugt wird, der eine Spannung erzeugt, die in einen digitalen Wert sigma-delta-moduliert werden kann.
Gemäß Ausführungsformen kann die induktive Abtastung pseudodifferentiell sein, wobei ein erster Rücklaufstrom einer Richtung und dann ein zweiter Rücklaufstrom einer anderen Richtung erzeugt wird. Der erste und zweite Rücklaufstrom können eine differentielle Spannung erzeugen, die in einen digitalen Wert sigma-delta-moduliert werden kann.
Gemäß Ausführungsformen kann die pseudodifferentielle Abtastung vier Phasen umfassen. Eine erste Phase kann eine abgetastete Induktivität erregen. Eine zweite Phase kann einen ersten Rücklaufstrom an einem ersten Modulatorknoten erzeugen. Eine dritte Phase kann die abgetastete Induktivität ein zweites Mal erregen. Eine vierte Phase kann einen zweiten Rücklaufstrom an einem zweiten Modulatorknoten erzeugen, dessen Flussrichtung der des ersten Rücklaufstroms entgegengesetzt ist.
Gemäß Ausführungsformen kann ein Rücklaufstrom an einem Modulatorknoten durch einen Ausgleichsstrom ausgeglichen werden, um das Abtastansprechen zu optimieren. Ein Ausgleichsstrom kann durch die Spannung an dem Modulatorknoten moduliert werden (z. B. über einen Rückkopplungspfad). In einigen Ausführungsformen kann ein Ausgleichsstrom durch eine Schaltkondensatorschaltung erzeugt werden. Eine solche Schaltkondensatorschaltung kann eine programmierbare Kapazität umfassen.
Gemäß Ausführungsformen kann ein Rücklaufstrom an einem Modulatorknoten durch einen in entgegengesetzter Richtung fließenden Referenzstrom gesteuert werden. In einigen Ausführungsformen kann ein Referenzstrom durch eine Schaltkondensatorschaltung erzeugt werden. Eine solche Schaltkondensatorschaltung kann eine programmierbare Kapazität umfassen.
In den verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsformen werden gleiche Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei die erste(n) Ziffer(n) der Figurennummer entsprechen.
1A ist ein Blockdiagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 100A gemäß einer Ausführungsform. Eine Vorrichtung 100A kann ein analoges Frontend (AFE) 121A und einen digitalen (z. B. codierenden) Teilabschnitt 123A umfassen. Das AFE 121A kann einen Rücklaufteilabschnitt 102A und einen Sigma-Delta-Modulator 105A umfassen und an einen oder mehrere induktive Sensoren (einer davon als 116A gezeigt) gekoppelt sein. Ein induktiver Sensor 116A kann eine Abtastinduktivität Ls aufweisen. In einigen Ausführungsformen kann der induktive Sensor 116A durch externe Anschlüsse 107 an eine Vorrichtung 100A gekoppelt sein. Ein Rücklaufteilabschnitt 102A kann die Abtastinduktivität Ls an eine Erregerspannung koppeln und dann anschließend die Abtastinduktivität Ls an einen Modulatorknoten 106A koppeln, um einen Rücklaufstrom (IRücklauf) zu erzeugen. Der gesamte oder ein Abschnitt des Abtaststroms Isen kann eine Spannung (Vmod) am Modulatorknoten 106A erzeugen. Der Sigma-Delta-Modulator 105A kann aus Vmod einen Bitstream 112A erzeugen. Ein solcher Bitstream kann einer abgetasteten Induktivität Ls entsprechen.
Ein Bitstream 112A kann durch den digitalen Teilabschnitt 123A in einen digitalen Wert (Code 113) umgewandelt werden, der eine Induktivität darstellt. In der gezeigten Ausführungsform kann der digitale Teilabschnitt 123A einen digitalen Filter/Dezimierer 109 umfassen, der Rauschen herausfiltern und die Modulatorergebnisse heruntersampeln kann, um Codewerte 113 zu erzeugen. Die Codewerte 113 können ausgegeben und/oder in einem Puffer 117 oder dergleichen gespeichert werden.
1B ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 100B gemäß einer weiteren Ausführungsform. Eine Vorrichtung 100B kann ein AFE 121B und einen Codierteilabschnitt 123B umfassen. Das AFE 121B kann einen Rücklaufteilabschnitt 102B, einen Sigma-Delta-Modulator 105B und einen Ausgleichsteilabschnitt 104 umfassen. Der Codierteilabschnitt 123B kann ein Flip-Flop (FF) 110, eine Rückkopplungslogik 114 und einen digitalen Sequenzer 115 umfassen. Ein Rücklaufteilabschnitt 102B kann eine Sensorinduktivität Ls erregen, die Spannungen über Ls schaltet, um einen Rücklaufstrom Isen zu induzieren. Der Rücklaufstrom Isen kann mit der Sensorinduktivität Ls variieren. Ein Rücklaufteilabschnitt 102B kann analoge Schalter SW0, SW1, SW2, SW3 und SW4 umfassen, die an einen induktiven Sensor 116B (auch Sensorzelle 116B genannt) gekoppelt werden können. In einigen Ausführungsformen können solche Anschlüsse über externe Anschlüsse (z. B. Tx, Rx) der Vorrichtung 100B erfolgen. Der induktive Sensor 116B kann eine Abtastinduktivität Ls und einen Induktorwiderstand Rs aufweisen. Der Schalter SW0 kann durch ein Signal Ph0 gesteuert werden, um einen ersten Sensorknoten (Tx) an einen Hochspannungsversorgungsknoten VDDA zu koppeln. Der Schalter SW1 kann durch die Signale Ph0/Ph3 gesteuert werden, um einen zweiten Sensorknoten (Rx) an einen Niedrigspannungsversorgungsknoten (Masse) zu koppeln. Der Schalter SW2 kann durch das Signal Ph2 gesteuert werden, um Rx an einen Modulatorknoten 106 zu koppeln. Der Schalter SW3 kann durch das Signal Ph1 gesteuert werden, um Rx an VDDA zu koppeln. Der Schalter SW4 kann durch die Signale Ph1/Ph2/Ph3 gesteuert werden, um Tx an Masse zu koppeln.
Ein Ausgleichsteilabschnitt 104 kann eine Schaltung mit Schaltkondensator (SC) sein, die eine Kapazität (Cref) über einen Knoten (Ca) aufladen und dann die Spannung an dem Knoten schalten kann, um einen Ausgleichsstrom (Ibal) zu induzieren. Der Ausgleichsteilabschnitt 104 kann die analogen Schalter SW5, SW6, SW7 und SW8 umfassen. Ein Ausgleichsteilabschnitt 104 kann eine Referenzzelle 118 umfassen (oder an diese gekoppelt sein), die eine variable Kapazität Cref umfassen kann. Die Referenzzelle 118 kann die Knoten Ca und Cb aufweisen. Ein Kapazitätswert von Cref kann mit dem Wert Ccode festgelegt werden, der in einigen Ausführungsformen ein digitaler Wert sein kann. SW5 kann durch ein Signal Ph1_mod gesteuert werden, um Ca an einen Hochspannungsversorgungsknoten VDDA zu koppeln. SW6 kann durch ein Signal Ph1_mod_fb gesteuert werden, um Cb an Masse zu koppeln. SW7 kann durch ein Signal Ph0_mod_fb gesteuert werden, um Cb an den Modulatorknoten 106 zu koppeln. SW8 kann durch das Signal Ph0_mod gesteuert werden, um Ca an Masse zu koppeln.
Der Sigma-Delta-Modulator 105B kann die Modulatorkapazität Cmod, den Schalter SW9, den Komparator 108 und das Flip-Flop FF 110 umfassen. SW9 kann gesteuert werden, um den Modulatorknoten 106 an Masse zu koppeln. Cmod kann zwischen den Modulatorknoten 106 und Masse gekoppelt werden und kann geladen und entladen werden, um eine Modulatorspannung Vmod zu erzeugen. Der Komparator 108 kann einen ersten (nicht invertierenden) Eingang, der an den Modulatorknoten 106 gekoppelt ist, und einen zweiten (invertierenden) Eingang, der an Masse gekoppelt ist, haben.
Ein Ausgang des Komparators 108 Vout kann an einen „D“-Eingang des FF 110 gekoppelt sein. FF 110 kann durch ein Taktsignal Fmod aktiviert werden. Ein Ausgang (Q) von FF 110 kann somit einen sigma-delta-modulierten Bitstream 112B mit einem Tastverhältnis, das mit Vmod variiert, bereitstellen. Vmod kann gemäß Isen variieren, das wiederum gemäß Ls variieren kann. Auf diese Weise kann der Bitstream 112B Ls darstellen.
Der digitale Sequenzer 115 kann die Signale Ph0, Ph1, Ph2, Ph3 und Kombinationen davon erzeugen (z. B. Ph1/Ph2/Ph3 und Ph0/Ph3). Darüber hinaus kann der digitale Sequenzer 115 die Signale Ph0_mod und Ph1_mod erzeugen. In der gezeigten Ausführungsform können solche Signale mit Fmod synchron sein. Die Rückkopplungslogik 114 kann als Reaktion auf den Bitstream 112B und die Signale Ph0_mod bzw. Ph1_mod nicht überlappende Signale Ph0_mod_fb und Ph1_mod erzeugen. In der gezeigten Ausführungsform können Ph0_mod_fb und Ph1_mod_fb mit Fmod synchron sein, in anderen Ausführungsformen können diese Signale ein anderes Timing aufweisen.
Die Ausführungsformen hierin zeigen zwar Sensorinduktivitäten, die mit bestimmten Versorgungsspannungen (z. B. VDDA, VDDA/2) erregt werden können, aber diese bestimmten Versorgungsspannungen sind nicht als Einschränkung zu verstehen. Ausführungsformen können eine Sensorinduktivität mit jeglicher geeigneten Versorgungsspannung erregen, einschließlich Spannungen, die von einer Leistungsversorgungsspannung herabgesetzt wurden, und/oder Spannungen, die über eine Leistungsversorgungsspannung (z. B. Vbe) hinaus erhöht wurden.
Zum besseren Verständnis der Merkmale und Vorteile der offenbarten Ausführungsformen werden die Elemente der induktiven Abtastung beschrieben.
Ein typischer Induktor einer Leiterplatte (PCB) kann eine Induktivität von einigen zehn Mikrohenrys und einen Widerstand von einigen zehn Ohm aufweisen. Eine Zeitkonstante eines Induktors wird wie folgt angegeben: $τ = \frac{L_{s}}{r_{s}}$
In äquivalenten Schaltungen kann der r_s-Wert den Sensorinduktivitätswiderstand (Rs) und die Widerstände der analogen Schalter (Rsw) umfassen. In der Regel kann der analoge Schalterwiderstand gleich oder höher als Rs sein.
2 ist ein schematisches Diagramm, das äquivalent ist zu dem Strompfad 217 des induktiven Sensors. Der Strompfad 217 kann eine Sensorinduktivität (Ls), einen Induktorwiderstand (Rs) und einen zusätzlichen externen Widerstand (Rex) umfassen. Infolgedessen kann eine Zeitkonstante für den induktiven Sensor wie folgt angegeben werden: $τ = \frac{L_{s}}{R_{s} + R_{e x} + R_{s w}}$
Ein Sensorsättigungsstrom Isat, kann wie folgt angegeben werden: $I s a t = \frac{V_{D D A}}{\sum R_{i}} w o b e i \sum R_{i} = R_{s} + R_{s w} + R_{e x}$
Gemäß Ausführungsformen kann Rex verwendet werden, um einen Sensorsättigungsstrom zu reduzieren. Eine Erhöhung des Gesamtstromschleifenwiderstands in dem Abtastpfad ist jedoch unerwünscht. Wenn die Sensorinduktivität (Ls) niedrig und der Schleifenwiderstand (Rs+Rsw+Rex) hoch ist, kann die Zeitkonstante niedriger werden als eine Systemtaktfrequenz. Dies kann einen Wandlerbetriebszeitraum begrenzen.
Gemäß Ausführungsformen kann eine Dreipunkt-Sensorverbindung verwendet werden, um Rex vorteilhaft in Induktorerregungsbetriebe einzubeziehen, um dadurch Isat zu reduzieren, während Rex von Abtastbetrieben ausgeschlossen wird, und dadurch eine vorteilhaft niedrigere Zeitkonstante für die abgetastete Induktivität bereitzustellen.
3 ist ein schematisches Diagramm einer Dreipunkt-Sensorverbindung 319 gemäß einer Ausführungsform. 3 zeigt einen induktiven Sensor 316 und eine Abtastvorrichtung 300, die in einigen Ausführungsformen eine integrierte Schaltung (IC) sein kann. Der induktive Sensor 316 kann eine erste Klemme (A) aufweisen, die an einen ersten Anschluss 307-0 der Vorrichtung 300 gekoppelt ist. Eine zweite Klemme (B) kann an einen zweiten Anschluss 307-1 und an einen dritten Anschluss 307-2 gekoppelt sein. Der Anschluss zum dritten Anschluss 307-2 kann den Widerstand Rex umfassen, wodurch dieser Anschluss zu einem Pfad mit einem höheren Widerstand als bei dem Pfad zum zweiten Anschluss 302-1 werden kann.
Die Vorrichtung 300 kann einen analogen Abtastpfadschalter SW2 (der einen Widerstand Rsw einführen kann) und einen analogen Erregungspfadschalter SW1 umfassen. Typischerweise kann ein Pull-Up- oder Pull-Down-Schalter (d. h. SW1) einen geringeren Widerstand aufweisen als ein analoger MUX-Schalter (d. h. SW2). Bei einem Erregungsbetrieb kann SW1 aktiviert und SW2 deaktiviert werden, wobei die Sensorklemme B an Masse gekoppelt wird (Sensorklemme A kann an eine Erregerspannung gekoppelt werden). Infolgedessen kann Rex einen resultierenden Isat-Wert beeinflussen. Im Gegensatz dazu kann bei einem Abtastbetrieb, bei dem ein Rücklaufstrom induziert wird, SW1 deaktiviert und SW2 aktiviert werden. Infolgedessen unterliegt ein Rücklaufstrom (der durch SW2 fließt) nicht dem Rex, was einen geringeren Stromschleifenwiderstand und somit eine vorteilhaft kleinere Zeitkonstante τ bereitstellt.
4A bis 4D stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für induktives Abtasten gemäß Ausführungsformen, einschließlich der in 1B gezeigten, zeigen. Gemäß Ausführungsformen kann induktives Abtasten eine Anzahl von Phasen umfassen, die Schaltkonfigurationen zu Klemmen induktiver Sensoren umfassen können, um einen Rücklaufstrom zu erzeugen, um eine Spannung an einer Modulatorkapazität zu variieren. 4A bis 4D zeigen einen Rücklaufteilabschnitt 402, der Anschlüsse zu den Klemmen (A und B) des induktiven Sensors 416 aufweisen kann. Der induktive Sensor 416 kann eine Induktivität Ls und einen Widerstand Rs aufweisen.
4A zeigt eine erste Phase (Ph0), die eine Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW0 und SW1) die Klemme A an eine Erregerspannung gekoppelt werden, die in der gezeigten Ausführungsform ein Hochleistungsversorgungsknoten VDDA sein kann. Gleichzeitig kann die Klemme B an einen Niedrigleistungsversorgungsknoten (Masse) gekoppelt sein. Eine Spannung (Vsen) über dem Sensor 416 kann den Induktor Ls erregen.
4B zeigt eine zweite Phase (Ph1), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph1 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW3 und SW4) die Klemme A an einen Niedrigleistungsversorgungsknoten gekoppelt werden, während die Klemme B an einen Knoten höherer Spannung (in diesem Fall VDDA) gekoppelt sein kann. Ph1 kann verwendet werden, um einen darauffolgenden Rücklaufstrom aus Ls zu reduzieren, falls erforderlich. Wenn Ph1 weggelassen wird, kann ein Abtastbetrieb von einer ersten Phase (Ph0) zu einer dritten Phase (Ph2) übergehen.
4C zeigt eine dritte Phase (Ph2), die eine Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph2 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2 und SW4) die Klemme B an eine Modulatorkapazität (Cmod) gekoppelt werden und die Klemme B kann an ein Potential gekoppelt werden, das einen Rücklaufstrom aus Ls induzieren kann, der in der gezeigten Ausführungsform ein Niedrigleistungsversorgungsknoten ist. Aufgrund des Rücklaufstroms (Isen) kann sich Ladung auf Cmod akkumulieren. Eine resultierende Spannung auf Cmod kann moduliert werden, um Ls zu bestimmen. Eine Dauer von Ph2 kann ein Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) des Abtastens steuern.
4D zeigt eine vierte Phase (Ph3), die eine optionale Leerlaufphase sein kann. In Ph3 können die Klemmen A und B durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW1 und SW4) beide an einen Niedrigleistungsversorgungsknoten gekoppelt werden. Ph3 kann in Ls verbliebene Energie entladen. Dementsprechend kann Ph3 zur Steuerung der Abtastfrequenz verwendet werden und die Leistungsaufnahme und eine Gleichgewichtsbedingung eines Modulatorknotens (d. h. Cmod) beeinflussen. Nach Ph3 kann ein Abtastbetrieb zu Ph0 zurückkehren, um die Abfolge zu wiederholen. Wenn Ph3 ausgelassen wird, kann ein Abtastbetrieb von Ph2 zu Ph0 gehen, um die Abfolge zu wiederholen.
Die verschiedenen Abtastphasen können eine Spannung an Cmod erzeugen, die sigma-delta-moduliert werden kann, um einen Bitstream zu erzeugen, der gesampelt werden kann, um die abgetasteten Induktivitätswerte zu erhalten.
Mit Bezug auf 5 ist ein Zeitdiagramm für die Betriebe der in 1B gezeigten Vorrichtung 100B gezeigt. Das Zeitdiagramm zeigt: den Modulationstakt Fmod; die verschiedenen Abtastphasen Ph0, Ph1, Ph2 und Ph3; einen resultierenden Bitstream (Bitstream); Rückkopplungssignale Ph0_mod_fb, Ph1_mod_fb; eine Induktorspannung VLs; einen Induktorstrom ILs; einen resultierenden abgetasteten Strom Isen; eine Modulationsspannung Vmod; und einen Ausgleichsstrom Ibal.
Zum Zeitpunkt t0 kann Ph0 beginnen. SW0 und SW1 können sich schließen, wobei VDDA über eine Sensorinduktivität (Ls) gelegt wird, wodurch Ls erregt wird.
Zum Zeitpunkt t1 kann Ph0 enden und Ph1 beginnen. SW0 und SW1 können sich öffnen, während SW3 den Knoten r/x an VDDA koppelt und SW4 den Knoten Rx an Masse koppelt. Eine Spannung über Ls kann umschalten, und Ls kann beginnen, stromlos zu werden.
Zum Zeitpunkt t2 kann Ph1 enden und Ph2 beginnen. SW3 kann sich öffnen und SW2 kann den Knoten Rx an den Modulatorknoten 106 koppeln. Infolgedessen kann durch Ls ein Rücklaufstrom erzeugt werden. Der Rücklaufabtaststrom kann durch den Betrieb von SW2 zum Modulatorknoten 106 fließen, um eine Modulatorspannung Vmod zu erzeugen. In der gezeigten Ausführungsform kann Isen ein Quellstrom für den Modulatorknoten 106 sein.
Zum Zeitpunkt t3, der während Ph2 auftritt, kann aufgrund von Vmod ein Ausgang des Komparators 108 Vout hoch getrieben werden. Dies kann FF 110 dazu veranlassen, den Ausgang Q (d. h. Bitstream 112B) hoch zu treiben. Ein hoher Bitstream 112B kann durch die Rückkopplungslogik 114 empfangen werden. Daraufhin kann die Rückkopplungslogik 114 den Impuls Ph0_mod_fb gefolgt von Impuls Ph1_mod_fb erzeugen. Der Impuls Ph0_mod_fb kann durch den Schaltkondensatorbetrieb von Cref in einem Ausgleichsstrom Ibal resultieren. Wie gezeigt, kann Ibal ein Senkenstrom aus dem Modulatorknoten 106 sein, der Vmod reduzieren kann. Anschließend kann Cref durch den Betrieb der Schalter SW5 und SW6 aufgeladen werden. Unter der Voraussetzung, dass der Bitstream 112B hoch bleibt, kann weiterhin Strom Ibal erzeugt werden.
Zum Zeitpunkt t4 kann Ph2 enden und Ph3 beginnen. SW2 kann sich öffnen, wodurch ein Aufladen des Modulatorknotens 106 durch den Rücklaufstrom Isen beendet wird. Durch den Betrieb von SW4 und SW1 können beide Knoten Tx und Rx des induktiven Sensors 116B an Masse gekoppelt werden. In der gezeigten Ausführungsform treibt Vmod den Bitstream weiterhin hoch, somit können Ph0_mod_fb und Ph1_mod_fb fortfahren und einen Ibal-Strom erzeugen, der Vmod weiter gegen null Volt treibt.
Zum Zeitpunkt t5 kann eine anschließende Ph0 beginnen, und der Detektionsprozess kann sich wiederholen.
Die Wellenformen 531 zeigen, wie die Signale Ph0_mod_fb und Ph1_mod_fb in Bezug auf die Signale Ph0_mod und Ph1_mod erzeugt werden können. Solche Wellenformen werden beispielhaft angegeben und sind nicht als einschränkend zu verstehen. Ferner sollte, wie hierin bereits erwähnt, obwohl 5 die Impulse Ph0_mod_fb und Ph1_mod_fb zeigt, die mit Fmod synchron sind, dieses Timing nicht als einschränkend verstanden werden.
Bei Induktivitätsabtastbetrieben gemäß Ausführungsformen kann eine Gesamtladung, die durch eine Modulatorkapazität (Cmod) akkumuliert wird, nach der folgenden Formel berechnet werden: $Q_{p h 2} = \frac{V_{D D A}}{\sum R_{I}^{2}} \cdot L_{S} \cdot (1 - e^{- T_{p h 2} \cdot \frac{\sum R_{i}}{L_{S}}}),$
wobei Tph2 die Dauer eines Ladungsakkumulationszeitraums Ph2 ist. In der obigen Formel wird von Folgendem ausgegangen: ein Gesamtsensorwiderstand verändert sich in den Sensorerregungsphasen nicht; eine Ph1-Phase ist nicht enthalten; ein Kapazitätswert Cmod ist hoch genug, sodass der Spannungsabfall während des Ladungsübertragungszeitraums (z. B. Ph2) vernachlässigbar ist; und eine Sensorkapazität (z. B. Ci in 26) hat keinen Einfluss auf das Abtasten.
Bei Ausführungsformen wie der von 1B und 5 kann ein Ausgleichsprozess (z. B. Erzeugung eines Ausgleichsstroms) so gestaltet sein, dass eine Vmod-Spannung auf Null zurückgeführt wird, nachdem sie durch einen Sensorinduktion-Rücklaufstrom erzeugt wurde. Ein Ausgleichsprozess kann während eines Zeitraums der Ladungsakkumulation (d. h. des Samplings) stattfinden. Eine akkumulierte Ladung auf Cmod kann durch einen Schaltkondensatorstrom Ibal ausgeglichen werden. Eine ausgeglichene Bedingung kann wie folgt angegeben werden: $Q_{ph2_max} < V_{DDA} \cdot C_{ref} \cdot N_{b_min}$
Q_{ph2_.max} kann die maximale Ladung sein, die in einem Sensorerregungszyklus (z. B. Ph2) produziert werden kann. Nb_min kann die erforderliche Minimummenge an Fmod-Zyklen sein, um einen Ausgleich zu erreichen. Der Wert Nb_min kann somit eine maximale Sensorerregungsfrequenz F_{s_max} definieren. Diese Frequenz wird nach der folgenden Formel berechnet: $F_{s_m a x} = \frac{F_{m o d}}{N_{b_m i n}}$
In einem Ph3-Zeitraum können beide Klemmen der Sensorinduktivität nach dem Ph2-Zeitraum an Masse gekoppelt werden. Wenn die Ausgleichszeitraumdauer länger ist als die Sensorerregungsphasendauer: $\frac{1}{F_{s}} > T_{p h 0} + T_{p h 1} + T_{p h 2} + T_{p h 3}$
Die Induktivitäts-zu-Code-Übertragungsfunktion kann wie folgt sein: $D C = \frac{1}{\sum R_{i}^{2} \cdot C_{r e f} \cdot N_{b}} \cdot L_{s} \cdot (1 - e^{- T_{p h 2} \cdot \frac{\sum R_{i}}{L_{S}}})$
Es wird darauf hingewiesen, dass die obige Funktion verschiedene Vorteile eines Rücklaufabtastansatzes gemäß Ausführungsformen demonstriert: Umwandlungsergebnisse, ein digitaler Code (DC) sind proportional zu der Sensorinduktivität (Ls); Umwandlungsergebnisse sind zeitabhängig von einer Sampling-Zeitdauer (Tph2). Es wird auch darauf hingewiesen, dass ein Sensorwiderstand (Rs in Ri enthalten) und Cref nicht von einer Leistungsversorgungsspannung VDDA abhängen.
Die obige Umwandlung scheint zwar nichtlinear in Bezug auf Ls zu sein, aber diese Nichtlinearität beeinträchtigt einen typischen Abtastbetrieb nicht wesentlich. Bei vielen Anwendungen liegen die gemessenen Induktivitätsschwankungen in einem relativ engen Bereich. Zum Beispiel detektieren viele Induktivitätsabtastbetriebe Induktivitätsschwankungen von weniger als 20 % (z. B. +-10%). In diesem Induktivitätsschwankungsbereich hat die Nichtlinearität nahezu keine Auswirkungen. Wenn zum Beispiel eine Ph2-Zeitraumdauer etwa das Dreifache der Zeitkonstante beträgt, wird die Näherungsformel zu: $D C = \frac{1}{\sum R_{i}^{2} \cdot C_{r e f} \cdot N_{b}} \cdot L_{s} {wenn T}_{p h 2} \approx 3 \cdot \frac{L_{s}}{\sum R_{i}}$
Diese Übertragungsfunktion ist linear in Bezug auf die Induktivität Ls. Auf diese Weise können induktive Rücklaufabtastvorrichtungen gemäß Ausführungsformen Codewerte erzeugen, die linear mit Induktivitätsänderungen variieren. Dies steht in scharfem Gegensatz zu herkömmlichen Ansätzen.
Während in Ausführungsformen versucht werden kann, eine induktionsbezogene Spannung (Vmod) um einen Null-Volt-Pegel herum zu modulieren, können andere Ausführungsformen Modulationsspannungen um andere Spannungspegel herum erzeugen. 6 zeigt eine solche Ausführungsform.
6 zeigt eine Induktivitätsabtastvorrichtung 600 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Die Induktivitätsabtastvorrichtung 600 kann Elemente wie die in 1B, die in ähnlicher Weise arbeiten können, umfassen.
Die Ausführungsform der 6 unterscheidet sich von 1B dadurch, dass der Modulatorknoten 606 zu VDDA zurückgetrieben werden kann, nachdem eine Vmod-Spannung, die niedriger als VDDA ist, durch einen Rücklaufstrom erzeugt wurde, und dass ein Rücklaufteilabschnitt 106 einen Rücklaufabtaststrom (Isen) aus dem Modulatorknoten ziehen (d. h. abnehmen) kann, dass SW9 den Modulatorknoten 606 an VDDA koppeln kann und dass ein nicht invertierender Eingang des Komparators 608 an VDDA gekoppelt werden kann. Dementsprechend kann ein Ausgleichsteilabschnitt 604 einen Ausgleichsstrom (Ibal) erzeugen, der eine Stromquelle für den Modulatorknoten 606 ist.
7A bis 7D stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für induktives Abtasten gemäß weiteren Ausführungsformen, einschließlich der in 6 gezeigten, zeigen.
7A zeigt eine Erregungsphase Ph0. Durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW3 und SW4) kann die Klemme B an eine Erregerspannung VDDA gekoppelt werden. Gleichzeitig kann die Klemme A an Masse gekoppelt werden.
7B zeigt eine optionale Energierückgewinnungsphase (Ph1). Durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0 und SW1) kann die Klemme A an VDDA gekoppelt werden, während Klemme B an Masse gekoppelt werden kann.
7C zeigt eine Ladungsakkumulationsphase Ph2. Durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0 und SW2) kann die Klemme B gekoppelt werden, um an der Modulatorkapazität (Cmod) einen Rücklaufstrom zu erzeugen. Aufgrund des Rücklaufstroms (Isen) kann die Ladung bei Cmod entladen werden. Eine resultierende Spannung auf Cmod kann moduliert werden, um Ls zu bestimmen.
7D zeigt eine optionale Leerlaufphase Ph3. Durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0 und SW3) können die Klemmen A und B an VDD gekoppelt werden.
Die Ausführungsformen der 1B und 6 können durch den Betrieb eines Ausgleichsteilabschnitts (z. B. 104, 604) einen Schaltkondensatorausgleichsstrom (Ibal) erzeugen. Ein Ausgleichsteilabschnitt kann vier analoge Schalter und eine anpassbare Kapazität Cref umfassen. Eine Kapazität Cref kann mit einem digitalen Code Ccode eingestellt werden. Schalter, die die Knoten Ca und Cb an den Leistungsversorgungsknoten koppeln (z. B. SW5, SW6, SW8), können Open-Drain-Pull-Up/Pull-Down-Treiber sein. Ein Schalter, der den Knoten Cb an einen Modulatorknoten (z. B. 106, 606) koppelt, kann ein analoger Schalter mit niedrigem Schaltinjektionsstrom sein. Zweiphasige, nicht überlappende Signale (Ph0_mod_fb, Ph1_mod_fb) können Ibal steuern. In einigen Ausführungsformen kann eine Fmod-Modulator-Taktfrequenz diese Abfolge bestimmen. Ferner wird die Abfolge durch ein Wandlerausgang-Bitstreamsignal moduliert (z. B. 112B, 612). Ein durchschnittlicher Strom, der von einem ausgeglichenen Teilabschnitt (z. B. 106, 606) produziert wird, kann wie folgt angegeben werden: $I_{b a l} = \pm C_{r e f} \cdot V_{d d a} \cdot ƒ_{m o d} \cdot D C,$
wobei DC (Duty Cycle) ein durchschnittliches Tastverhältnis eines Bitstreamsignals ist.
Die obige Formel geht davon aus, dass eine Modulatorkapazität (Cmod) ausreichend hoch ist, sodass der Spannungsabfall während der Ladungsübertragung vernachlässigbar ist. Wenn eine Modulatorspannung (Vmod) auf einer Komparatorschwellenspannung liegt (z. B. Masse in 1B oder VDDA in 6), kann die Induktivitätswandlungsvorrichtung 100B/600 als in einem ausgeglichenen Betriebspunkt befindlich angesehen werden.
Bei einigen Sensorbereichen und Empfindlichkeiten kann ein Ausgleichsstrom (Ibal), der als Reaktion auf einen Modulatorausgang (Bitstream) erzeugt wird, eine gewünschte Reaktion liefern. Bei einigen Sensorbereichen und/oder Empfindlichkeiten kann es jedoch wünschenswert sein, einen zusätzlichen Strom zu erzeugen, um den Rücklaufstrom (Isen) an dem Modulatorknoten auszugleichen. 8 und 9 sind schematische Darstellungen solcher Ausführungsformen.
8 zeigt eine Induktivitätsabtastvorrichtung 800 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Die Abtastvorrichtung 800 kann Elemente wie die in 1B, die in ähnlicher Weise arbeiten können, umfassen. Dies umfasst einen Ausgleichsteilabschnitt 804, der eine Referenzkapazität Cref aufweist, die durch einen Wert Ccode eingestellt werden kann. Die Ausführungsform der 8 unterscheidet sich von 1B dadurch, dass ein zusätzlicher Kompensationsteilabschnitt 817 enthalten sein kann, der einen Kompensationsstrom Icomp erzeugen kann, der zur Aufrechterhaltung eines ausgeglichenen Zustands am Modulatorknoten 806 verwendet werden kann.
Ein Kompensationsteilabschnitt 817 kann die gleiche allgemeine Form wie ein Ausgleichsteilabschnitt 804 haben und kann analoge Schalter SW12-SW15 umfassen. Ein Kompensationsteilabschnitt 817 kann eine variable Kapazität Ccomp an den Knoten Cc und Cd umfassen (oder daran gekoppelt sein). Ein Wert von Ccomp kann mit dem Wert Ccoder festgelegt werden (wobei Ccoder sich unterscheidet von Ccode, der an dem Ausgleichsteilabschnitt 804 verwendet wird). SW12 kann durch ein Signal Ph1_mod gesteuert werden, um Cc an VDDA zu koppeln. SW13 kann durch ein Signal Ph0_mod gesteuert werden, um Cc an Masse zu koppeln. SW14 kann durch ein Signal Ph1_mod gesteuert werden, um Cd an Masse zu koppeln, und SW15 kann durch das Signal Ph0_mode gesteuert werden, um Cd an den Modulatorknoten 806 zu koppeln.
Ein Kompensationsteilabschnitt 817 kann auf die gleiche Weise arbeiten wie ein Ausgleichsteilabschnitt (z. B. 104, 604). Die Erzeugung des Stroms wird jedoch nicht durch den Bitstream 812 moduliert. Der durchschnittliche Strom, der ein ausgeglichenes Schema ergibt, wird durch folgende Formel berechnet: $I_{c o m p} = \pm C_{c o m p} \cdot V_{d d a} \cdot ƒ_{m o d}$
Es versteht sich, dass die Ausführungsform zwar die Fmod-Taktfrequenz (als f_mod gezeigt) für die Erzeugung von Icomp verwendet, aber eine solche Anordnung nicht einschränkend ist. Jegliches geeignete Schaltkondensator-Timing kann, basierend auf der Kapazität Icomp, dem gewünschten Icomp und dem gewünschten Übergangsverhalten, verwendet werden.
9 zeigt eine Abtastvorrichtung 900 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Die Abtastvorrichtung 900 kann Elemente wie die in 6 umfassen, die in ähnlicher Weise arbeiten können. Die Ausführungsform 9 unterscheidet sich von 6 dadurch, dass sie einen Kompensationsteilabschnitt 917 umfassen kann, der einen Kompensationsstrom Icomp erzeugt. Die Kompensationsschaltung 914 kann in der gleichen allgemeinen Art und Weise arbeiten wie 8, der erzeugte Schaltkondensatorreferenzstrom Icomp kann den Modulatorknoten 906 speisen, um dem Senkenstrom Isen entgegenzuwirken.
Ausführungsformen, wie die in 1B, 6, 8 und 9 gezeigten, weisen eine einendige Konfiguration auf, wobei eine Modulatorspannung Vmod, die von der statischen Referenzspannung (z. B. VDDA, Masse) abweichen kann, erzeugt wird. Andere Ausführungsformen können jedoch eine pseudodifferentielle Abtastung umfassen. Ein pseudodifferentieller Induktivität-zu-Code-Wandler gemäß einigen Ausführungsformen kann als Kombination von zwei einendigen Konfigurationen, wie oben beschrieben, konzipiert werden. Pseudodifferentielle Induktivitätsabtastung kann acht Betriebsphasen, Ph0 bis Ph7, umfassen. Ph0 und Ph4 können Induktorenergieakkumulationszeiträume sein. Ph1 und Ph5 können optionale Induktorenergierückgewinnungszeiträume sein. Ph2 und Ph6 können Modulatorknoten-Ladungsakkumulationszeiträume sein. Ph3 und Ph7 können optionale Leerlaufzeiträume sein.
10A ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1000A, die eine pseudodifferentielle Abtastung gemäß einer Ausführungsform nutzt. Eine Vorrichtung 1000A kann Teilabschnitte wie die in 1B, einschließlich eines Rücklaufteilabschnitts 1002, eines Ausgleichsteilabschnitts 1004A, eines Modulatorteilabschnitts 1005, eines digitalen Sequenzers 1015 und einer Rückkopplungslogik 1014, umfassen.
Ein Rücklaufteilabschnitt 1002 kann sich von dem in 1B dadurch unterscheiden, dass er die Schalter SW2A und SW2B umfassen kann, die die Klemme Rx der Sensorzelle 1016 an den Modulatorknoten 1006A bzw. 1006B koppeln können. Ferner kann ein Rücklaufteilabschnitt 1002 gemäß einem achtphasigen induktiven Abtastbetrieb, wie oben erwähnt, arbeiten. Der Schalter SW0 kann durch ein Signal Ph0/Ph5/Ph6/Ph7 gesteuert werden, um den ersten Sensorknoten Tx an VDDA zu koppeln. Der Schalter SW1 kann durch die Signale Ph0/Ph3/Ph5 gesteuert werden, um den Sensorknoten Rx an Masse zu koppeln. Der Schalter SW3 kann durch die Signale Ph1/Ph4/Ph7 gesteuert werden, um Rx an VDDA zu koppeln. Der Schalter SW4 kann durch die Signale Ph1/Ph2/Ph3/Ph4 gesteuert werden, um Tx an Masse zu koppeln. SW2A kann durch das Signal Ph2 gesteuert werden, um Rx an den Modulatorknoten 1006A zu koppeln. SW2B kann durch das Signal Ph6 gesteuert werden, um Rx an den Modulatorknoten 1006B zu koppeln.
Ein Ausgleichsteilabschnitt 1004A kann sich von dem in 1B dadurch unterscheiden, dass er die analogen Schalter SW5, SW7A, SW7B und SW8 umfassen kann. SW5 kann durch ein Signal Ph1_mod gesteuert werden, um Ca an VDDA zu koppeln. SW8 kann durch ein Signal Ph0_mod gesteuert werden, um Ca an Masse zu koppeln. SW7A kann durch ein Signal Ph0_mod_fb gesteuert werden, um Cb an den Modulatorknoten 1006A zu koppeln. SW7B kann durch ein Signal Ph1_mod_fb gesteuert werden, um Cb an den Modulatorknoten 1006B zu koppeln. Ein Ausgleichsteilabschnitt 1004A kann einen ersten Ausgleichsstrom Ibal_sn erzeugen, der in Ph2 eines Abtastbetriebs Strom von dem Modulatorknoten 1006A abnimmt, und kann einen zweiten Ausgleichsstrom Ibal_sc erzeugen, der in Ph6 eines Abtastbetriebs dem Modulatorknoten 1006B Strom einspeist. Wie in den obigen Ausführungsformen sind solche Ausgleichsströme (lbal_sn, Ibal_sc) vom Modulator-Ausgangsbitstream 1012 abhängig.
Ein Modulatorabschnitt 1005 kann sich von dem in 1B dadurch unterscheiden, dass ein erster Modulatorknoten 1006A an einen nicht invertierenden Eingang des Komparators 1008 gekoppelt werden kann, während ein zweiter Modulatorknoten 1006B an einen invertierenden Eingang des Komparators 1008 gekoppelt werden kann. Der Modulatorknoten 1006A kann eine erste Modulatorkapazität CmodA aufweisen. Der Modulatorknoten 1006B kann eine zweite Modulatorkapazität CmodB aufweisen.
Der digitale Sequenzer 1015 kann die verschiedenen Signale zur Steuerung der Vorrichtung 1000 gemäß der achtphasigen Abtastsequenz erzeugen. Die Rückkopplungslogik 1014 kann die Rückkopplungssignale Ph0_mod_fb und Ph1_mod_fb wie hierin beschrieben und Äquivalente erzeugen.
Im Betrieb kann die pseudodifferentielle induktive Abtastvorrichtung 1000 versuchen, eine Gleichtaktspannung an Eingängen des Komparators 1008 auf VDDA/2 zu halten. Dementsprechend können Ausführungsformen Initialisierungs- und/oder Entzerrerschaltungen umfassen, die Eingänge des Komparators 1008 auf VDDA/2 vorladen. Der Ausgleichsteilabschnitt 1004 kann so gestaltet sein, dass eine differentielle Spannung zwischen den Modulatoreingängen VmodA und VmodB auf null Volt gehalten wird.
10B ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1000B, die eine pseudodifferentielle Abtastung gemäß einer weiteren Ausführungsform nutzt. Eine Vorrichtung 1000B kann Elemente wie die in 10A umfassen und solche gleichen Elemente können auf dieselbe allgemeine Art und Weise arbeiten.
10B kann sich von 10A dadurch unterscheiden, dass ein Ausgleichsteilabschnitt 1004B die Digital-zu-Analog-Stromwandler (iDACs) 1027sc und 1027sn nutzen kann, um Ausgleichsströme zu erzeugen. Die iDACs 1027sc/sn sind programmierbar, um Ströme basierend auf den DAC-Codes Icod_sc bzw. Icode_sn bereitzustellen. In der gezeigten Ausführungsform kann der iDAC 1027sn durch den Betrieb des Timing-Signals Ph0_mod_fb durch den SW7A an den Modulatorknoten 1006A gekoppelt werden, um den Ausgleichsstrom Ibal_sn von dem Modulatorknoten 1006A abzunehmen.
Durch den Betrieb des Timing-Signals Ph1_mod_fb kann der iDAC 1027sc durch den SW7B an den Modulatorknoten 1006B gekoppelt werden, um dem Modulatorknoten 1006B Ausgleichsstrom Ibal_sc einzuspeisen.
Es versteht sich, dass in allen der hierin offenbarten Ausführungsformen iDACs zur Erzeugung von Ausgleichsströmen und/oder Referenzströmen anstelle von Schaltkondensatorschaltungen verwendet werden können.
11A bis 11H stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für induktives Abtasten gemäß einer pseudodifferentiellen Ausführungsform, einschließlich der in 10A und 10B gezeigten, zeigen.
11A zeigt eine erste Phase (Ph0), die eine erste Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW0, SW1) die Klemme A an VDDA gekoppelt werden. Gleichzeitig kann die Klemme B an Masse gekoppelt werden.
11B zeigt eine zweite Phase (Ph1), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph1 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW3 und SW4) die Klemme A an Masse gekoppelt werden, während die Klemme B an VDDA gekoppelt werden kann.
11C zeigt eine dritte Phase (Ph2), die eine erste Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph2 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2A, SW4) die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden und die Klemme A kann an Masse gekoppelt werden, um einen Rücklaufstrom aus Ls zu induzieren. Aufgrund des Rücklaufstroms (Isen_sc) kann auf CmodA Ladung akkumulieren.
11D zeigt eine vierte Phase (Ph3), die eine optionale Leerlaufphase sein kann. In Ph3 können durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW1 und SW4) die Klemmen A und B an Masse gekoppelt werden.
11E zeigt eine fünfte Phase (Ph4), die eine zweite Erregungsphase sein kann. In Ph4 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW3, SW4) die Klemme B an VDDA gekoppelt werden und die Klemme A kann an Masse gekoppelt werden, um Ls zu erregen.
11F zeigt eine sechste Phase (Ph5), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph5 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0, SW1) die Klemme A an VDDA gekoppelt werden, während die Klemme B an Masse gekoppelt werden kann.
11G zeigt eine siebte Phase (Ph6), die eine zweite Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph6 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0, SW2B) die Klemme B an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden und die Klemme A kann an VDDA gekoppelt werden, um einen Rücklaufstrom aus Ls zu induzieren. Aufgrund des Rücklaufstroms (Isen_sn) kann Strom aus CmodB gezogen werden.
11H zeigt eine achte Phase (Ph7), die eine optionale Leerlaufphase sein kann. In Ph7 können durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0, SW3) die Klemmen A und B an VDDA gekoppelt werden.
Mit Bezug auf 12 ist ein Zeitdiagramm für Betriebe von Vorrichtungen wie die in 10A/B gezeigt. Das Zeitdiagramm zeigt: die verschiedenen Abtastphasen Ph0, Ph2, Ph3, Ph4, Ph6, Ph7; eine Induktorspannung VLs; einen Induktorstrom ILs; einen resultierenden ersten Rücklaufstrom Isen_sc an einem ersten Modulatorknoten; einen resultierenden zweiten Rücklaufstrom Isen_sn an einem zweiten Modulatorknoten; eine differentielle Spannung über dem ersten und zweiten Modulatorknoten; und einen resultierenden Bitstream. Es wird darauf hingewiesen, dass 12 Betriebe zeigt, die keine optionalen Energierückgewinnungsphasen Ph1 und Ph5 umfassen.
Die verschiedenen Phasen verstehen sich aus den 11A bis 11H.
In einer Ausführungsform wie der in 10A/B kann die akkumulierte Ladung auf den Modulatorkapazitäten CmodA und CmodB durch die mit dem Schaltkondensator Cref in einem Ausgleichsteilabschnitt (z. B. 1004A/B) erzeugte Ladung ausgeglichen werden.
Die Gleichgewichtsbedingung kann wie folgt angegeben werden: $Q_{ph2_max} + Q_{ph6_max} < 2 \cdot V_{DDA} \cdot C_{ref} \cdot N_{b_min}$
Q_{ph2_max} ist die maximale Ladung, die im Abtastzyklus Ph2 erzeugt werden kann. Q_{Ph6_max} ist die maximale Ladung, die im Abtastzyklus Ph6 erzeugt werden kann. N_{b_min} kann die erforderliche Minimummenge an Fmod-Zyklen sein, um einen Ausgleich zu erreichen. Ein Unterschied zwischen einer einendigen und einer pseudodifferentiellen Konfiguration lässt sich anhand der Werte für Qph2 und Qph6 nachvollziehen. Der Isen-Strom wechselt während dieser Phasen das Vorzeichen, weil ein durch einen Ausgleichsstrom (Ibal) verursachter Einstellbetrieb einen Modulationsknoten von VDDA/2 weg treibt. Insbesondere kann in Ph2 ein Einstellprozess dazu neigen, eine VmodA-Spannung hin zur Masse zu ziehen. In Ph6 kann ein Einstellprozess dazu neigen, VmodB hin zu VDDA zu treiben. Das bedeutet, dass sich Qph2 und Qph6 während der Ph2- und Ph6-Zeiträume abwechseln können. Diese Eigenschaft kann die Dauer der Ph2- und Ph6-Zeiträume einschränken, wie sich aus der Induktivität-zu-Code-Übertragungsfunktion ergibt, die wie folgt angegeben werden kann: $D_{x} = \frac{3}{2 \cdot R_{s}^{2} \cdot C_{r e f} \cdot N_{b_m i n}} \cdot (1 - e^{- \frac{R_{S}}{L_{S}} \cdot T_{p h 2}}) \cdot L_{S} - \frac{T_{p h 2}}{2 \cdot R_{S} \cdot C_{r e f} \cdot N_{b_m i n}} .$
13 ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1300 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Eine Abtastvorrichtung 1300 kann durch Verwendung eines kapazitiven Teilers 1320 eine differentielle Abtastung ohne die Phasendauereinschränkungen wie oben erwähnt einsetzen. Die Abtastvorrichtung 1300 kann Elemente wie die in 10A umfassen und solche gleichen Elemente können auf dieselbe allgemeine Art und Weise arbeiten.
Eine Abtastvorrichtung 1300 kann sich von der in 10A dadurch unterscheiden, dass ein Rücklaufteilabschnitt 1302 einen Kapazitätsteiler 1320 anstelle der Schalter SW0 und SW4 umfassen kann. Der Kapazitätsteiler 1320 kann eine Teilerkapazität Cd1 und einen Teilerwiderstand Rd1, die in Reihe zwischen VDDA und dem Knoten Tx angeordnet sind, sowie eine Teilerkapazität Cd2 und einen Teilerwiderstand Rd2, die in Reihe zwischen dem Knoten Tx und Masse angeordnet sind, umfassen.
14A bis 14D stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für induktives Abtasten gemäß einer pseudodifferentiellen Ausführungsform, einschließlich der in 13 gezeigten, zeigen. Durch den Betrieb eines Spannungsteilers kann eine Sensorknotenklemme A auf einer Spannung zwischen VDDA und Masse gehalten werden, in diesem Fall VDDA/2.
14A zeigt eine erste Phase (Ph0), die eine erste Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW1) die Klemme B an Masse gekoppelt werden, während die Klemme A an VDDA/2 gekoppelt ist, um die Sensorinduktivität Ls zu erregen.
14B zeigt eine zweite Phase (Ph1), die eine erste Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph1 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2A) die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden, während die Klemme A an VDDA/2 bleibt. Dies kann einen ersten Rücklaufstrom mit Ls induzieren. Aufgrund des Rücklaufstroms (Isen_sc) kann Ladung auf CmodA akkumulieren.
14C zeigt eine dritte Phase (Ph2), die eine zweite Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW3) die Klemme B an VDDA gekoppelt werden, während die Klemme A an VDDA/2 bleibt. Dies kann die Sensorinduktivität Ls erregen.
14D zeigt eine vierte Phase (Ph3), die eine zweite Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph3 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2B) die Klemme B an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden, während die Klemme A an VDDA/2 bleibt. Dies kann einen zweiten Rücklaufstrom mit Ls induzieren, der dem von Ph1 entgegengesetzt ist. Aufgrund des Rücklaufstroms kann Ladung aus CmodB gezogen werden.
In einigen Ausführungsformen kann zwischen den Phasen Ph0 und Ph1 und/oder zwischen den Phasen Ph2 und Ph3 ein Energierückgewinnungszeitraum eingefügt werden.
Mit Bezug auf 15 ist ein Zeitdiagramm für den Betrieb einer Vorrichtung wie der in 13 gezeigt. Das Zeitdiagramm zeigt: die verschiedenen Abtastphasen Ph0-Ph3; eine Induktorspannung VLs; einen Induktorstrom ILs; einen resultierenden ersten abgetasteten Strom Isen_sc; einen resultierenden zweiten abgetasteten Strom Isen_sn; eine differentielle Spannung über den Modulationsknoten; und einen resultierenden Bitstream.
Die verschiedenen Phasen sind aus den 14A bis 14D ersichtlich.
16A ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1600A gemäß einer weiteren Ausführungsform. Eine Abtastvorrichtung 1600A kann eine Sensorinduktivität über differentielle Modulatorknoten koppeln. Die Abtastvorrichtung 1600A kann Elemente wie die in 13 umfassen, und solche gleichen Elemente können auf dieselbe Art und Weise arbeiten.
Eine Sensoreinrichtung 1600A kann sich von der in 13 dadurch unterscheiden, dass ein Rücklaufteilabschnitt 1602A ferner analoge Schalter SW0, SW4 umfassen kann und SW2 und SW16 anstelle von SW2A und SW2B umfassen kann. SW0 kann durch die Signale Ph0/Ph5/Ph7 gesteuert werden, um den Knoten Tx an VDDA zu koppeln. SW4 kann durch die Signale Ph1/Ph3/Ph4 gesteuert werden, um den Knoten Tx an Masse zu koppeln. SW2 kann durch die Signale Ph2/Ph6 gesteuert werden, um den Knoten Rx an den Modulatorknoten 1606A zu koppeln. SW16 kann durch die Signale Ph2/Ph6 gesteuert werden, um Tx an den Modulatorknoten 1606B zu koppeln. In einer Phase (d. h. Ph2) eines Abtastbetriebs kann ein induktiver Sensor 1616 über die Modulatorknoten 1606A/B gekoppelt werden, um einen Rücklaufstrom in einer Richtung zu induzieren. In einer weiteren Phase (d. h. Ph6) eines Abtastbetriebs kann der induktive Sensor 1616 über die Modulatorknoten 1606A/B gekoppelt werden und einen Rücklaufstrom in die entgegengesetzte Richtung induzieren.
16B ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1600B gemäß einer weiteren Ausführungsform. Eine Abtastvorrichtung 1600B kann in verschiedenen Konfigurationen eine Sensorinduktivität über differentielle Modulatorknoten koppeln. Die Abtastvorrichtung 1600B kann Elemente wie die in 16A umfassen und solche gleichen Elemente können auf dieselbe allgemeine Art und Weise arbeiten.
Eine Abtastvorrichtung 1600B kann sich von der in 16A dadurch unterscheiden, dass ein Rücklaufteilabschnitt 1602B die analogen Schalter SW2A/B anstelle von SW2 und die Schalter 16A/B anstelle von SW16 umfassen kann. SW2A kann durch das Signal Ph2 gesteuert werden, um den Knoten Rx an den Modulatorknoten 1606A zu koppeln. SW2B kann durch das Signal Ph6 gesteuert werden, um den Knoten Rx an den Modulatorknoten 1606B zu koppeln. SW16A kann durch das Signal Ph6 gesteuert werden, um den Knoten Tx an den Modulatorknoten 1606A zu koppeln. SW16B kann durch das Signal Ph2 gesteuert werden, um den Knoten Tx an den Modulatorknoten 1606B zu koppeln. In einer Phase (d. h. Ph2) eines Abtastbetriebs kann ein induktiver Sensor 1616 in einer ersten Konfiguration über die Modulatorknoten 1606A/B gekoppelt werden, sodass ein Rücklaufstrom in eine Richtung in Bezug auf den ersten und zweiten Modulatorknoten 1606A/B fließt. In einer weiteren Phase (d. h. Ph6) eines Abtastbetriebs kann ein induktiver Sensor 1616 in einer zweiten Konfiguration über die Modulatorknoten 1606A/B gekoppelt werden, sodass ein Rücklaufstrom in eine entgegengesetzte Richtung in Bezug auf den ersten und zweiten Modulatorknoten 1606A/B fließt.
17A bis 17H stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für einen induktiven Abtastbetrieb gemäß einer Ausführungsform wie der von 16A zeigen.
17A zeigt eine erste Phase (Ph0), die eine erste Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW0, SW1) die Klemme A an VDDA gekoppelt werden und die Klemme B kann an Masse gekoppelt werden, um Ls zu erregen.
17B zeigt eine zweite Phase (Ph1), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph1 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW3, SW4) die Klemme A an Masse gekoppelt werden, während die Klemme B an VDDA gekoppelt werden kann.
17C zeigt eine dritte Phase (Ph2), die eine erste Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph2 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2, SW16) die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden und die Klemme A kann an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden. Dies kann einen Rücklaufstrom aus Ls induzieren. Aufgrund des Rückstroms (Isen_sc) kann Ladung auf CmodA akkumulieren und aus CmodB entladen.
17D zeigt eine vierte Phase (Ph3), die eine optionale Leerlaufzeit sein kann. In Ph2 können durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW1, SW4) die Klemmen A und B an Masse gekoppelt werden.
17E zeigt eine fünfte Phase (Ph4), die eine zweite Erregungsphase sein kann. In Ph4 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW3, SW4) die Klemme A an Masse gekoppelt werden, während die Klemme B an VDD gekoppelt werden kann.
17F zeigt eine sechste Phase (Ph5), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph5 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0, SW1) die Klemme A an VDD gekoppelt werden, während die Klemme B an Masse gekoppelt werden kann.
17G zeigt eine siebte Phase (Ph6), die eine zweite Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph6 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2, SW16) die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden und die Klemme A kann an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden. Dies kann einen Rücklaufstrom aus Ls induzieren, der dem von Ph2 entgegengesetzt ist. Aufgrund des Rückstroms (Isen_sn) kann Ladung auf CmodB akkumulieren und aus CmodA entladen.
17H zeigt eine achte Phase (Ph7), die eine optionale Leerlaufzeit sein kann. In Ph7 können durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW0, SW3) die Klemmen A und B an VDDA gekoppelt werden.
Ein ausgeglichener Zustand kann erreicht werden, wenn ein maximaler Ausgleichsstrom höher ist als ein maximaler Abtaststrom.
17I bis 17O stellen eine Reihe von Diagrammen dar, die Abtastphasen für einen induktiven Abtastbetrieb gemäß einer Ausführungsform wie der von 16B zeigen.
17I zeigt eine erste Phase (Ph0), die eine erste Erregungsphase sein kann. In Ph0 kann durch den Betrieb eines oder mehrerer Schalter (z. B. SW0, SW1) die Klemme A an VDDA gekoppelt werden und die Klemme B kann an Masse gekoppelt werden, um Ls zu erregen.
17J zeigt eine zweite Phase (Ph1), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In Ph1 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW3, SW4) die Klemme A an Masse gekoppelt werden, während die Klemme B an VDDA gekoppelt werden kann.
17K zeigt eine dritte Phase (Ph2), die eine erste Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph2 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2A, SW16B) die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden und die Klemme A kann an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden. Dies kann einen Rücklaufstrom aus Ls induzieren. Aufgrund des Rückstroms (Isen_sc) kann Ladung auf CmodA akkumulieren und aus CmodB entladen.
17L zeigt eine vierte Phase (Ph3), die eine optionale Leerlaufzeit sein kann. In Ph2 können durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW1, SW4) die Klemmen A und B an Masse gekoppelt werden.
17M zeigt eine fünfte Phase (Ph4), die eine zweite Erregungsphase sein kann. In der gezeigten Ausführungsform kann Ph4 mit Ph0 identisch sein.
17N zeigt eine sechste Phase (Ph5), die eine optionale Energierückgewinnungsphase sein kann. In der gezeigten Ausführungsform kann Ph5 mit Ph1 identisch sein.
17O zeigt eine siebte Phase (Ph6), die eine zweite Ladungsakkumulationsphase sein kann. In Ph6 kann durch den Betrieb von Schaltern (z. B. SW2B, SW16A) die Klemme A an eine zweite Modulatorkapazität (CmodB) gekoppelt werden und die Klemme B an eine erste Modulatorkapazität (CmodA) gekoppelt werden. Dies kann einen Rücklaufstrom aus Ls induzieren. Aufgrund des Rückstroms (Isen_sc) kann Ladung auf CmodA akkumulieren und aus CmodB entladen.
17P zeigt eine siebte Phase (Ph6), die eine optionale Leerlaufzeit sein kann. In der gezeigten Ausführungsform kann Ph6 mit Ph3 identisch sein.
Ausführungen mit pseudodifferentieller Abtastung können Kompensationsteilabschnitte zur Erzeugung von Kompensationsströmen umfassen, wie sie für einseitige Ausführungen beschrieben sind. Eine solche Anordnung ist in 18 gezeigt.
18 ist ein schematisches Diagramm einer induktiven Abtastvorrichtung 1800 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Eine Abtastvorrichtung 1800 kann Elemente wie die in 16B umfassen und solche gleichen Elemente können auf dieselbe allgemeine Art und Weise arbeiten.
18 unterscheidet sich von 16B dadurch, dass sie einen Kompensationsteilabschnitt 1817 umfassen kann. Der Kompensationsteilabschnitt 1817 kann die Schalter SW17, SW18, SW19A und SW19B umfassen. SW17 kann durch Ph1_mod gesteuert werden, um den Knoten Cc an VDDA zu koppeln. SW18 kann durch Ph0_mod gesteuert werden, um den Knoten Cc an Masse zu koppeln. SW19A kann durch Ph0_mod gesteuert werden, um den Knoten Cd an den ersten Modulatorknoten 1606A zu koppeln. SW19B kann durch Ph1_mod gesteuert werden, um den Knoten Cd an den zweiten Modulatorknoten 1606B zu koppeln. Durch eine Kondensatorschaltaktion kann ein Kompensationsteilabschnitt 1817 einen ersten Kompensationsstrom Icomp_sc erzeugen, der Strom aus dem Modulatorknoten 1806A abnimmt, und einen zweiten Kompensationsstrom Icomp_sn erzeugen, der Strom in den zweiten Modulatorknoten 1806B einspeist.
Es versteht sich, dass ein Ausgleichsteilabschnitt wie der in 18 oder ein Äquivalent davon in jeglicher der hierin offenbarten Ausführungsformen der pseudodifferentiellen Abtastung umfasst sein kann.
Ausführungsformen können jegliche geeignete Schaltungsform annehmen, einige Ausführungsformen können jedoch Teile größerer Integrierte-Schaltung(IC)-Vorrichtungen sein, wie Systems-on-Chip (SoCs). 19 ist ein Blockdiagramm einer solchen Ausführungsform.
19 ist ein Blockdiagramm eines Systems 1930 gemäß einer Ausführungsform. Ein System 1930 kann eine IC-Vorrichtung 1932 und eine oder mehrere induktive Sensorzellen (zwei davon als 1916A, 1916B gezeigt) umfassen. Die IC-Vorrichtung 1932 kann eine induktive Abtastvorrichtung sein. In einigen Ausführungsformen kann eine IC-Vorrichtung 1932 programmierbar sein und Konfigurationsdaten aufweisen, die zu einer induktiven Abtastvorrichtung konfiguriert sind.
Die IC-Vorrichtung 1932 kann die analoge Zwischenverbindung 1934, konfigurierbare analoge Schalter 1938 und einen konfigurierbaren analogen Schaltungsblock 1940 aufweisen, die über ein analoges Bussystem 1942 miteinander in Kommunikation stehen. Die IC-Vorrichtung 1932 kann auch konfigurierbare digitale Blöcke 1946 umfassen, die durch ein digitales Bussystem 1944 an konfigurierbare programmierbare analoge Schalter 1938 und konfigurierbare analoge Schaltungsblöcke 1940 gekoppelt werden können.
Die analoge Zwischenverbindung 1934 kann an externe Anschlüsse (einer als 1907 gezeigt) gekoppelt werden und kann eine aus programmierbaren Anschlüssen ausgebildete Matrix umfassen (ein Abschnitt ist als 1936 gezeigt). Zwischenverbindungen können innerhalb der analogen Zwischenverbindung 1934 mit analogen Konfigurationsdaten 1952 hergestellt werden. Konfigurierbare analoge Schalter 1938 können analoge Schalter umfassen (einer als SWx gezeigt), die durch Signale (PhX_mod_fb, PhX_mod, PhX), die durch einen digitalen Bus bereitgestellt werden, gesteuert werden können. Der konfigurierbare analoge Schaltungsblock 1940 kann verschiedene analoge Schaltungsblöcke umfassen, einschließlich eines oder mehrerer Komparatoren und einer oder mehrerer programmierbarer Kapazitäten (und/oder IDACs). Ein oder mehrere Ausgänge (Vout) der Komparatoren können dem digitalen Bussystem 1944 bereitgestellt werden. Programmierbare Kapazitäten können durch Cap Codes über das digitale Bussystem 1944 programmiert werden.
Konfigurierbare digitale Blöcke 1946 können digitale Schaltungen umfassen, die durch digitale Konfigurationsdaten 1954 zu verschiedenen arithmetischen Logikfunktionen konfigurierbar sind. Solche verschiedenen arithmetischen Logikfunktionen können Rückkopplungslogik 1914, digitale Sequenzer 1915 und FFs 1910, wie hier beschrieben, umfassen. Konfigurierbare digitale Blöcke 1946 können auch eine Kondensatorsteuerung 1950 umfassen, die Kapazitätscodes für programmierbare Kapazitäten in dem konfigurierbaren analogen Schaltungsblock 1940 speichern und bereitstellen kann.
Analoge Konfigurationsdaten 1952 und digitale Konfigurationsdaten 1954 können die Vorrichtung 1932 zu einer induktiven Abtastvorrichtung konfigurieren, indem die verschiedenen Schaltungskomponenten gemäß irgendeiner der hierin offenbarten Ausführungsformen oder Äquivalenten davon miteinander gekoppelt werden.
In einigen Ausführungsformen kann ein System 1930 die Induktivität von mehreren Sensorzellen 1916A/B abtasten. Wenn ein solches Abtasten nicht simultan ist, können Abtastschaltungen gemeinsam genutzt werden. Beispielsweise können unterschiedliche Sätze von analogen Schaltern als Rücklaufteilabschnitte konfiguriert und an jede Sensorzelle 1916A/B gekoppelt werden. Ein Satz von Analogschaltern kann jedoch zu einem Ausgleichsteilabschnitt konfiguriert werden, der eine programmierbare Kapazität nutzt. Die programmierbare Kapazität kann durch Kondensatorcodes auf verschiedene Werte eingestellt werden, um mit jeder Sensorzelle 1916A/B abzutasten. Eine Reihe von analogen Schaltern kann auf ähnliche Weise zu einem Kompensationsteilabschnitt konfiguriert werden.
20 ist ein Diagramm eines Systems 2030 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Ein System 2030 kann einen induktiven Sensor 2016 und eine IC-Vorrichtung 2032, die auf einer Leiterplatte 2034 ausgebildet sind, umfassen. Die IC-Vorrichtung 2032 kann eine induktive Abtastvorrichtung 2000 gemäß irgendeiner der hierin gezeigten Ausführungsformen oder ein Äquivalent umfassen.
In einigen Ausführungsformen kann der induktive Sensor 2016 mit Leiterplattenleiterbahnen ausgebildet sein. Der induktive Sensor 2016 kann über die Leiterplattenleiterbahnen 2036A, 2036B und 2036C an die IC-Vorrichtung 2032 gekoppelt sein. Die Leiterplattenleiterbahn 2036C kann einen Widerstand Rext umfassen. In einigen Ausführungsformen können die Leiterplattenleiterbahnen 2036A, 2036B und 2036C eine Dreipunktverbindung mit der Abtastvorrichtung 2000, wie in 3 gezeigt, bilden. In einigen Ausführungsformen können mehrere induktive Sensoren 2016 auf der Leiterplatte 2034 ausgebildet und an die Abtastvorrichtung 2000 gekoppelt sein.
Während die verschiedenen Vorrichtungen und Systeme eine Anzahl von induktiven Abtastverfahren offenbart haben, werden nun weitere Verfahren unter Bezugnahme auf eine Anzahl von Ablaufdiagrammen beschrieben.
21 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens 2140 gemäß einer Ausführungsform. Ein Verfahren 2140 kann das Erregen einer Sensorinduktivität umfassen, 2140-0. Eine solche Aktion kann das Koppeln von Klemmen eines induktiven Sensors über ein Potenzial durch den Betrieb einer integrierten Schaltung umfassen. Eine Sensorinduktivität kann gekoppelt werden, um einen Rücklaufstrom an einem kapazitiven Modulatorknoten zu erzeugen, 2140-2. Eine solche Aktion kann das Koppeln einer Klemme an den Modulatorknoten und der anderen Klemme an eine Spannung, die den Rücklaufstrom induzieren kann, umfassen. In einigen Ausführungsformen kann ein Rücklaufstrom einen Modulatorknoten aufladen. In einigen Ausführungsformen kann ein Rücklaufstrom einen Modulatorknoten entladen. Ein Verfahren 2140 kann eine Spannung an dem Modulatorknoten sigma-delta-modulieren, 2140-4. Eine solche Aktion kann die Quantisierung einer Modulatorspannung am Modulatorknoten über die Zeit umfassen, um einen Bitstream zu erzeugen, der eine Sensorinduktivität angibt. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Quantisierung durch den Betrieb eines Komparators erfolgen. Die Ausführungsformen sollten jedoch nicht als auf eine Ein-Bit-Quantisierung beschränkt angesehen werden.
22 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens 2240 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Ein Verfahren 2240 kann das Koppeln eines ersten Knotens einer Sensorinduktivität an eine Erregerspannung umfassen, 2240-0. Eine solche Aktion kann das Koppeln eines ersten Knotens einer Sensorinduktivität an eine Spannung umfassen, während der andere Knoten an eine andere Spannung gekoppelt ist. Die Kopplung eines ersten Knotens an die Erregerspannung kann statisch oder dynamisch sein. Nachdem die Sensorinduktivität erregt ist, kann ein zweiter Knoten der Sensorinduktivität an eine Modulatorkapazität gekoppelt werden, um eine Modulatorspannung mit einem Rücklaufstrom zu erzeugen, 2240-2.
Ein Verfahren 2240 kann auch die Erzeugung eines Ausgleichsstroms, im Gegensatz zu dem Rücklaufstrom, an dem Modulatorknoten als Reaktion auf die Modulatorspannung umfassen, 2240-4. Eine solche Aktion kann die Erzeugung eines Ausgleichsstroms umfassen, der die Modulatorspannung während eines Sampling-Zeitraums reduziert, 2240-4. In einigen Ausführungsformen kann ein Ausgleichsstrom mit einem Schaltkondensatorbetrieb erzeugt werden. Ein Schaltkondensatorbetrieb kann das Aufladen eines Referenzkondensators mit einer Spannung an einem ersten Knoten und dann das Schalten der Spannung an dem ersten Knoten umfassen, während der zweite Knoten an die Modulatorkapazität gekoppelt ist. In einigen Ausführungsformen ist ein Referenzkondensator programmierbar, und der Ausgleichsstrom kann durch Einstellen des Referenzkondensators programmiert werden. Darüber hinaus oder alternativ kann ein Ausgleichsstrom durch ein Schaltkondensator-Timing variiert werden.
Ein Verfahren 2240 kann die Erzeugung einer Impulsfolge (z. B. eines Bitstreams oder einer aus einer Quantisierung höherer Ordnung erzeugten Impulsfolge) aus der Modulatorspannung umfassen, 2240-6. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Aktion das Anlegen der Modulatorspannung an einen Komparator und die Verriegelung eines Komparatorausgangs gemäß einem Taktsignal umfassen. In einigen Ausführungsformen kann der Ausgleichsstrom als Reaktion auf Schaltsignale erzeugt werden, die durch die Impulsfolge moduliert wurde.
Digitale Codes können aus der Impulsfolge erzeugt werden, welche die Sensorinduktivität 2240-8 darstellen. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Aktion die Aktivierung eines Zählers mit der Impulsfolge umfassen. In regelmäßigen Abständen können die Zählerwerte gesampelt und der Zähler zurückgesetzt werden. Die gespeicherten Zählerwerte können die Sensorinduktivität darstellen. Ausführungsformen können auch ein oder mehrere digitale Filter und Dezimierer erster oder höherer Ordnung umfassen.
23 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens 2340 zur pseudodifferentiellen Induktivitätsabtastung gemäß einer Ausführungsform. Ein Verfahren 2340 kann die Kopplung einer Sensorinduktivität an eine Erregerspannung umfassen, 2340-0. Eine solche Kopplung kann statisch oder dynamisch sein. Nachdem die Sensorinduktivität erregt wurde, kann eine Sensorinduktivität an eine erste Modulatorkapazität gekoppelt werden, um einen ersten Rücklaufstrom an einer ersten Modulatorkapazität zu induzieren. Der Rücklaufstrom einer ersten Richtung kann eine erste Flussrichtung aufweisen.
Ein Verfahren 2340 kann die abermalige Kopplung einer Sensorinduktivität an eine Erregerspannung umfassen, 2340-4. Eine solche Kopplung kann statisch oder dynamisch sein. Eine solche Kopplung kann dieselbe oder eine andere sein als die in 2340-0 vorgenommene Kopplung. Eine Sensorinduktivität kann an eine zweite Modulatorkapazität gekoppelt werden, um einen zweiten Rücklaufstrom an einer zweiten Modulatorkapazität zu induzieren, 2340-6. Ein zweiter Rücklaufstrom kann in einer zur ersten Richtung entgegengesetzten Richtung fließen.
Ein Verfahren 2340 kann die Erzeugung eines Bitstreams aus einer differentiellen Spannung, die sich über der ersten und zweiten Modulatorkapazität entwickelt hat, umfassen, 2340-8. Eine solche Aktion kann die Quantisierung der differentiellen Spannung über die Zeit gemäß einer der hierin offenbarten Ausführungsformen oder Äquivalenten umfassen.
24 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens 2440 zur pseudodifferentiellen Erfassung einer Sensorinduktivität gemäß einer weiteren Ausführungsform. Ein Verfahren 2440 kann die Kopplung einer Sensorinduktivität an eine Erregerspannung umfassen, 2440-0. Eine solche Aktion kann die Form irgendeiner der hierin offenbarten Aktionen oder Äquivalenten davon annehmen. Nachdem die Sensorinduktivität erregt wurde, können Knoten der Sensorinduktivität an die erste und zweite Modulatorkapazität gekoppelt werden, um einen ersten Rücklaufstrom zu induzieren, 2440-2. Eine solche Aktion kann die Kopplung eines Knotens der Sensorinduktivität an eine erste Modulatorkapazität und eines weiteren Knotens der Sensorinduktivität an eine zweite Modulatorkapazität umfassen. Ein daraus resultierender Rücklaufstrom kann eine erste Modulatorkapazität aufladen und eine zweite Modulatorkapazität entladen.
Ein Verfahren 2440 kann die Kopplung einer Sensorinduktivität an eine Erregerspannung umfassen, 2440-4. Eine solche Aktion kann mit der Aktion 2440-0 identisch sein oder sich von dieser unterscheiden. Nach der zweiten Erregung der Sensorinduktivität können Knoten der Sensorinduktivität an die erste und zweite Modulatorkapazität gekoppelt werden, um einen Rücklaufstrom einer zweiten Richtung zu induzieren, 2440-6. Eine solche Aktion kann die Kopplung von Knoten einer Sensorinduktivität an die erste und zweite Modulatorkapazität umfassen, um einen Rücklaufstrom zu erzeugen, der eine erste Modulatorkapazität entladen und eine zweite Modulatorkapazität aufladen kann.
Ein Verfahren 2440 kann die Erzeugung eines Bitstreams aus einer differentiellen Spannung, die sich über der ersten und zweiten Modulatorkapazität entwickelt hat, umfassen, 2340-8. Eine solche Aktion kann jegliche der hierin offenbarten Ausführungsformen (wie die unter Bezugnahme auf 1A beschrieben) oder Äquivalente umfassen.
Gemäß Ausführungsformen kann ein auf einem Rücklaufprinzip basierender Induktivität-zu-Code-Wandler unempfindlich gegenüber Taktfrequenzen, Stromquellen und Schwankungen der Versorgungs- und Referenzspannung sein. Eine solche Wandlerarchitektur kann flexibler sein als herkömmliche Ansätze, da sie die Anpassung von Abtastfrequenz, Auflösung und Empfindlichkeit über einen breiten Bereich der Sensorinduktivität ermöglicht.
Ausführungsformen können induktive Abtastlösungen bereitstellen, bei denen Empfindlichkeit und Auflösung über einen weiten Bereich variiert werden können. In einigen Ausführungsformen kann dies die Verwendung von Ausgleichsströmen und/oder Referenzströmen umfassen, um einen Modulatorstrom zu maximieren, der für eine gegebene Sensorinduktivitätsvariation erzeugt wird.
Gemäß Ausführungsformen kann eine Induktivitätsabtastvorrichtung ein einfaches analoges Frontend für die Induktivitätsabtastung aufweisen, das nur analoge Schalter und einen Komparator verwendet. Gemäß Ausführungsformen können Induktivität-zu-Code-Umwandlungen relativ linear sein, im Gegensatz zu herkömmlichen Ansätzen, die eine umgekehrt quadratische Beziehung aufweisen.
Gemäß Ausführungsformen kann ein einfacher Hardwaresatz (z. B. analoge Schalter) genutzt werden, um mehrere mögliche Abtastmodi (z. B. einendig, Kondensatorteiler, pseudodifferentiell) sowie Multi-Abtasten (d. h. Abtasten der Induktivität mehrerer Sensoren) zu implementieren.
Gemäß Ausführungsformen kann eine Induktivitätssensor-Erregungsfrequenz bestimmt sein und kann durch einen Benutzer ausgewählt werden. Dies steht im Gegensatz zu herkömmlichen Ansätzen, bei denen eine Sensorinduktivität einen akzeptablen Bereich von Anregungsfrequenzen vorgeben kann. Ferner kann in einigen Ausführungsformen eine ausgewählte Induktivitätssensor-Erregungsfrequenz für andere Sensoren eines Systems verwendet werden, wie etwa für Kapazitätssensoren.
Gemäß Ausführungsformen kann ein Induktivitätssensorsystem ungeachtet irgendwelcher erwarteten Schwankungen der Versorgungsspannungspegel arbeiten.
Bei Ausführungsformen mit einer pseudodifferentiellen Konfiguration kann, wenn das interne Routing symmetrisch ausgeführt ist, im Wesentlichen jegliches Gleichtaktrauschen an den Komparatoreingängen unterdrückt werden.
Ausführungsformen können eine einfache und genaue Kalibrierung bereitstellen. Wenn ein Referenzinduktivitätswert bekannt ist, kann ein durch das Abtastsystem erzeugter absoluter Wert zur Kalibrierung einer Umwandlungsübertragungsfunktion verwendet werden.
Während Ausführungsformen die Erregung von Induktivität und die Erzeugung von Rücklaufströmen basierend auf einem gleichen Takt (z. B. Fmod) offenbaren, können alternative Ausführungsformen zur Optimierung der Leistung ein anderes Timing solcher Phasen einsetzen.
Ausführungsformen können eine Induktorabtastung mit geringerer Leistungsaufnahme als herkömmliche Ansätze ermöglichen.
Es sollte sich verstehen, dass in dieser Beschreibung die Bezugnahme auf „eine Ausführungsform“ durchwegs bedeutet, dass ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder eine bestimmte Eigenschaft, die im Zusammenhang mit der Ausführungsform beschrieben wird, in mindestens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst ist. Es wird daher betont und sollte sich verstehen, dass zwei oder mehr Bezugnahmen auf „eine Ausführungsform“ oder „eine alternative Ausführungsform“ in verschiedenen Teilen dieser Beschreibung sich nicht notwendigerweise alle auf die gleiche Ausführungsform beziehen. Darüber hinaus können die bestimmten Merkmale, Strukturen oder Eigenschaften in einer oder mehreren Ausführungsformen der Erfindung in geeigneter Weise kombiniert werden.
Auch sollte es sich verstehen, dass in der vorstehenden Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung verschiedene Merkmale der Erfindung manchmal in einer einzigen Ausführungsform, Figur oder deren Beschreibung zusammengefasst sind, um die Offenbarung zu rationalisieren und das Verständnis eines oder mehrerer der verschiedenen erfinderischen Aspekte zu erleichtern. Dieses Verfahren der Offenbarung ist jedoch nicht dahingehend auszulegen, dass es die Absicht widerspiegelt, die Ansprüche könnten mehr Merkmale erfordern als in jedem Anspruch ausdrücklich angeführt werden. Vielmehr liegen die erfinderischen Aspekte in weniger als allen Merkmalen einer einzigen oben offenbarten Ausführungsform. Daher werden die auf die ausführliche Beschreibung folgenden Ansprüche hiermit ausdrücklich in diese ausführliche Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch für sich allein als eine separate Ausführungsform dieser Erfindung steht.

Claims

Ein Verfahren, das Folgendes beinhaltet: in einer ersten Phase eines Abtastbetriebs, Steuern mindestens eines ersten Schalters, um eine Sensorinduktivität zu erregen; in einer zweiten Phase des Abtastbetriebs, die auf die erste Phase folgt, Steuern mindestens eines zweiten Schalters, um die Sensorinduktivität an eine erste Modulatorkapazität zu koppeln, um einen ersten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, wobei der erste Rücklaufstrom eine erste Modulatorspannung an der ersten Modulatorkapazität erzeugt, und als Reaktion auf die erste Modulatorspannung, Steuern mindestens eines dritten Schalters, um einen Ausgleichsstrom zu erzeugen, der in entgegengesetzter Richtung zu dem Rücklaufstrom an dem ersten Modulatorknoten fließt; Wiederholen der mindestens ersten und zweiten Phase, um eine erste Modulatorspannung an der ersten Modulatorkapazität zu erzeugen; und Umwandeln mindestens der ersten Modulatorspannung in einen digitalen Wert, der die Sensorinduktivität darstellt.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei: das Steuern mindestens des ersten Schalters das elektrische Koppeln einer ersten Klemme der Sensorinduktivität an eine erste Stromversorgung umfasst; und das Steuern mindestens des zweiten Schalters das Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, Steuern mindestens eines vierten Schalters, um einen Kompensationsstrom an der ersten Modulatorkapazität zu erzeugen, der die entgegengesetzte Richtung zum Rücklaufstrom aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: in der ersten Phase eines Abtastbetriebs, elektrisches Koppeln einer ersten Klemme der Sensorinduktivität an einen ersten Versorgungsknoten mit mindestens dem ersten Schalter; in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, elektrisches Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens dem zweiten Schalter; in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, elektrisches Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an den ersten Versorgungsknoten; in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, elektrisches Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an eine zweite Modulatorkapazität, um einen zweiten Rücklaufstrom zu induzieren, wobei der zweite Rücklaufstrom eine zweite Modulatorspannung an der zweiten Modulatorkapazität erzeugt; und Wiederholen der mindestens ersten bis vierten Phase, um eine differentielle Spannung zwischen der ersten und zweiten Modulatorkapazität zu erzeugen; und Umwandeln der differentiellen Spannung in den digitalen Wert, der die Sensorinduktivität darstellt.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei: das Steuern mindestens des ersten Schalters das elektrische Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an einen ersten Versorgungsknoten durch den ersten Schalter, während ein zweiter Knoten der Sensorinduktivität an eine Referenzspannung gekoppelt ist, umfasst; und das Steuern mindestens des zweiten Schalters das Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: in der ersten Phase eines Abtastbetriebs, dass eine erste Klemme der Sensorinduktivität an einen ersten Versorgungsknoten gekoppelt ist; in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, elektrisches Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens dem zweiten Schalter; in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Erregen der Sensorinduktivität ein zweites Mal; in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, elektrisches Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an eine zweite Modulatorkapazität; Wiederholen der mindestens ersten bis vierten Phase, um eine differentielle Spannung zwischen der ersten und zweiten Modulatorkapazität zu erzeugen; und Umwandeln der differentiellen Spannung in den digitalen Wert, der die Sensorinduktivität darstellt.
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: in der ersten Phase eines Abtastbetriebs, dass eine erste Klemme der Sensorinduktivität an einen ersten Versorgungsknoten gekoppelt ist; in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, elektrisches Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens dem zweiten Schalter, und elektrisches Koppeln der ersten Klemme der Sensorinduktivität an eine zweite Modulatorkapazität mit mindestens einem vierten Schalter; in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Erregen der Sensorinduktivität ein zweites Mal; in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, elektrisches Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die zweite Modulatorkapazität mit mindestens dem zweiten Schalter, und elektrisches Koppeln der ersten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens dem vierten Schalter; Wiederholen der mindestens ersten bis vierten Phase, um eine differentielle Spannung zwischen der ersten und zweiten Modulatorkapazität zu erzeugen; und Umwandeln der differentiellen Spannung in den digitalen Wert, der die Sensorinduktivität darstellt
Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner umfassend: in der ersten Phase eines Abtastbetriebs, dass eine erste Klemme der Sensorinduktivität an einen ersten Versorgungsknoten gekoppelt ist; in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, elektrisches Koppeln einer zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens dem zweiten Schalter, und elektrisches Koppeln der ersten Klemme der Sensorinduktivität an eine zweite Modulatorkapazität mit mindestens einem vierten Schalter; in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Erregen der Sensorinduktivität ein zweites Mal; in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, elektrisches Koppeln der zweiten Klemme der Sensorinduktivität an die zweite Modulatorkapazität mit mindestens einem fünften Schalter, und elektrisches Koppeln der ersten Klemme der Sensorinduktivität an die erste Modulatorkapazität mit mindestens einem sechsten Schalter; Wiederholen der mindestens ersten bis vierten Phase, um eine differentielle Spannung zwischen der ersten und zweiten Modulatorkapazität zu erzeugen; und Umwandeln der differentiellen Spannung in den digitalen Wert, der die Sensorinduktivität darstellt.
Eine Vorrichtung, die Folgendes beinhaltet: eine Vielzahl von Ein-/Ausgängen (E/As), einschließlich mindestens eines ersten E/A, der zur Kopplung an eine erste Klemme eines induktiven Sensors konfiguriert ist, und eines zweiten E/A, der zur Kopplung an eine zweite Klemme eines induktiven Sensors konfiguriert ist; eine Vielzahl von Schaltern; eine Schaltersteuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in einer ersten Phase eines Abtastbetriebs, Betreiben mindestens eines ersten Schalters, um eine Sensorinduktivität des ersten induktiven Sensors zu erregen, indem ein Strompfad zu der Sensorinduktivität aktiviert wird, in einer zweiten Phase des Abtastbetriebs, die auf die erste Phase folgt, Betreiben mindestens eines zweiten Schalters, um den zweiten E/A an einen ersten Modulatorknoten zu koppeln und einen ersten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, der mindestens eine erste Modulatorspannung an dem ersten Modulatorknoten erzeugt, und als Reaktion auf die erste Modulatorspannung, Betreiben mindestens eines dritten Schalters, um einen Ausgleichsstrom zu erzeugen, der von dem ersten Rücklaufstrom an dem ersten Modulatorknoten subtrahiert wird; und eine Analog-zu-Digital-Wandlungsschaltung (ADC-Schaltung), umfassend: eine Modulatorschaltung, die konfiguriert ist, um eine Folge von Impulsen als Reaktion auf mindestens die erste Modulatorspannung zu erzeugen, und einen Codierer, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen in digitale Werte zu codieren, welche die Sensorinduktivität darstellen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, wobei: die E/As, die Schalter, der erste Modulatorknoten, die ADC-Schaltung und die Schaltersteuerungsschaltung Teil derselben integrierten Schaltungsvorrichtung sind.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, wobei: die Schaltersteuerungsschaltung konfiguriert ist zum, Anwenden eines Ausgleichskapazitätscodes, um eine programmierbare Ausgleichskapazität einzustellen; wobei der Ausgleichsstrom als Reaktion auf die programmierbare Ausgleichskapazität variiert.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, ferner umfassend: die Schaltersteuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Betreiben mindestens eines vierten Schalters, um die Sensorinduktivität ein zweites Mal zu erregen, in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, Betreiben mindestens eines fünften Schalters, um den zweiten E/A an einen zweiten Modulatorknoten zu koppeln, um einen zweiten Rücklaufstrom an dem zweiten Modulatorknoten zu erzeugen, wobei der zweite Rücklaufstrom in einer anderen Richtung fließt als der erste Rücklaufstrom; und den Modulator, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen als Reaktion auf eine differentielle Spannung zwischen dem ersten Modulatorknoten und dem zweiten Modulatorknoten zu erzeugen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, ferner umfassend: die Schaltersteuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, Betreiben mindestens eines vierten Schalters, um den ersten E/A an einen zweiten Modulatorknoten zu koppeln, wobei der erste Rücklaufstrom zu dem ersten Modulatorknoten und von dem zweiten Modulatorknoten fließt, in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Betreiben mindestens eines fünften Schalters, um die Sensorinduktivität ein zweites Mal zu erregen, in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, Betreiben mindestens eines sechsten Schalters, um den zweiten E/A an den zweiten Modulatorknoten zu koppeln, und Betreiben mindestens eines siebten Schalters, um den ersten E/A an den ersten Modulatorknoten zu koppeln, und den Modulator, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen als Reaktion auf eine differentielle Spannung zwischen dem ersten Modulatorknoten und dem zweiten Modulatorknoten zu erzeugen.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, wobei: die Schaltersteuerungsschaltung konfiguriert ist zum, in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, Betreiben mindestens eines vierten Schalters, um einen Referenzstrom zu erzeugen, der von dem ersten Rücklaufstrom an dem ersten Modulatorknoten subtrahiert wird, wobei der Referenzstrom unabhängig von der ersten Modulatorspannung ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 14, wobei: die Steuerungsschaltung konfiguriert ist zum Anwenden eines Referenzkapazitätscodes, um eine programmierbare Referenzkapazität einzustellen; wobei der Referenzstrom als Reaktion auf die programmierbare Referenzkapazität variiert.
Ein System, das Folgendes beinhaltet: einen Sensor, der eine Sensorinduktivität, eine erste Klemme und eine zweite Klemme aufweist; eine induktive Abtastvorrichtung, die Folgendes umfasst: eine Vielzahl von Ein-/Ausgängen (E/As) einschließlich eines ersten E/A, der an die erste Klemme gekoppelt ist, und eines zweiten E/A, der an die zweite Klemme gekoppelt ist, eine Vielzahl von Schaltern, eine Schaltersteuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in einer ersten Phase eines Abtastbetriebs, Betreiben mindestens eines ersten Schalters, um die Sensorinduktivität zu erregen, und in einer zweiten Phase des Abtastbetriebs, die auf die erste Phase folgt, Betreiben mindestens eines zweiten Schalters, um den zweiten E/A an einen ersten Modulatorknoten zu koppeln, um einen ersten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, der eine erste Modulatorspannung auf dem ersten Modulatorknoten erzeugt; eine Analog-zu-Digital-Wandlungsschaltung (ADC-Schaltung), umfassend: einen Modulator, der konfiguriert ist, um eine Folge von Impulsen in Reaktion auf mindestens die erste Modulatorspannung zu erzeugen, und einen Codierer, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen in digitale Werte zu codieren, welche die Sensorinduktivität darstellen.
System gemäß Anspruch 16, wobei: die Schaltersteuerungsschaltung konfiguriert ist zum, in der ersten Phase eines Abtastbetriebs, Koppeln des ersten E/A an einen ersten Versorgungsknoten mit mindestens dem ersten Schalter, und Koppeln des zweiten E/A an einen zweiten Versorgungsknoten mit mindestens einem dritten Schalter; wobei der erste Versorgungsknoten aus der Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus: einem Hochleistungsversorgungsknoten und einem Referenzversorgungsknoten mit einer Spannung, die zwischen der des Hoch- und des Niedrigleistungsversorgungsknotens liegt.
System gemäß Anspruch 16, wobei: die induktive Abtastvorrichtung Folgendes umfasst: die Schaltersteuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Betreiben mindestens eines dritten Schalters, um die Sensorinduktivität ein zweites Mal zu erregen, und in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, Betreiben mindestens eines vierten Schalters, um den zweiten E/A an einen zweiten Modulatorknoten zu koppeln, um einen zweiten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, der eine zweite Modulatorspannung auf dem zweiten Modulatorknoten erzeugt, wobei der zweite Rücklaufstrom einen Stromfluss aufweist, der dem des ersten Rücklaufstroms in Bezug auf die Sensorinduktivität entgegengesetzt ist; und den Modulator, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen als Reaktion auf eine differentielle Spannung zwischen dem ersten und zweiten Modulatorknoten zu erzeugen.
System gemäß Anspruch 16, wobei: die induktive Abtastvorrichtung Folgendes umfasst: die Steuerungsschaltung, die konfiguriert ist zum, in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, Betreiben mindestens eines dritten Schalters, um den ersten E/A an einen zweiten Modulatorknoten zu koppeln, wobei der erste Rücklaufstrom von dem zweiten Modulatorknoten und zu dem ersten Modulatorknoten fließt, in einer dritten Phase des Abtastbetriebs, die auf die zweite Phase folgt, Betreiben mindestens eines vierten Schalters, um die Sensorinduktivität ein zweites Mal zu erregen, und in einer vierten Phase des Abtastbetriebs, die auf die dritte Phase folgt, Betreiben mindestens eines fünften Schalters, um den zweiten E/A an den zweiten Modulatorknoten zu koppeln, und Betreiben mindestens eines sechsten Schalters, um den ersten E/A an den ersten Modulatorknoten zu koppeln, um einen zweiten Rücklaufstrom aus der Sensorinduktivität zu induzieren, der einen Stromfluss aufweist, der dem des ersten Rücklaufstroms entgegengesetzt ist; und den Modulator, der konfiguriert ist, um die Folge von Impulsen als Reaktion auf eine differentielle Spannung zwischen dem ersten und zweiten Modulatorknoten zu erzeugen.
System gemäß Anspruch 16, wobei: die Steuerungsschaltung konfiguriert ist zum, in der zweiten Phase des Abtastbetriebs, als Reaktion auf mindestens die erste Modulatorspannung, Betreiben mindestens eines dritten Schalters, um einen Ausgleichsstrom zu erzeugen, wobei der Ausgleichsstrom von dem ersten Rücklaufstrom an dem ersten Modulatorknoten subtrahiert wird.
System gemäß Anspruch 16, ferner umfassend: eine Leiterplatte, die Leiterplattenleiterbahnen umfasst, die Folgendes umfassen: einen ersten leitenden Pfad zwischen der ersten Klemme und dem ersten E/A, einen zweiten leitenden Pfad zwischen der zweiten Klemme und dem zweiten E/A, und einen dritten leitenden Pfad zwischen der zweiten Klemme und dem zweiten E/A, wobei der dritte leitende Pfad einen größeren Widerstand als der zweite leitende Pfad aufweist.