CN111555625A - Dcm反激变换器输出电容和次级电感的在线监测装置及方法 - Google Patents

Dcm反激变换器输出电容和次级电感的在线监测装置及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置及方法。该装置包括Flyback开环电路、电容投切电路、PWM整形电路、纹波隔离放大电路、信号处理模块、显示模块。其中电容投切电路的输入与Flyback开环电路的输出连接；电容投切电路的输出与纹波隔离放大电路的输入连接；纹波隔离放大电路的输出与信号处理模块的一个输入连接；信号处理模块的另一个输入与PWM整形电路的输出连接；PWM整形电路的输入与Flyback开环电路中的控制单元连接；信号处理模块的一个输出与Flyback开环电路中的第二开关管Q2的基极连接，信号处理模块的另一个输出与显示模块的输入连接；本发明无电流传感器，操作时变换器不需停机，为电容和电源的寿命预测提供依据。

Description

DCM反激变换器输出电容和次级电感的在线监测装置及方法
技术领域
本发明属于电能变换装置中的监测技术领域，特别是一种DCM反激(Flyback)变换器输出电容ESR和次级电感Ls的监测装置及方法。
背景技术
由于效率高、体积小等优点，开关电源在日常生产生活中应用十分广泛。一般而言，为了得到较为稳定的输出电压，必须采用电容有效滤除高频噪声。变换器工作一段时间之后，电容的容值(Capacitance，C)和等效串联电阻(Equivalent Series Resistance，ESR)会发生变化，与初始电容值C和阻值ESR相比，当该变化量较大时，即可认为该电容已失效，电容的失效将会造成电源和系统的运行故障。Flyback变换器深受电源工程师的喜爱，在小功率电源及常用电源适配器中运用非常广泛。与其他变换器相比Flyback变换器电路拓扑简单，能高效实现多路输出；转换效率高，损耗小；输入电压宽范围变化时，仍可以稳定输出直流电压；输入输出具有电气隔离。陈之勃在《反激式开关电源有源箝位的研究》一文中就指出在中小功率场合，Flyback变换器是开关电源最理想的拓扑之一。因此监测DCM反激变换器的输出电容的ESR，预测其寿命非常重要。
发明内容
本发明的目的在于提供一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置及方法，能够实时监测输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的变化，对电解电容和电源的寿命进行预测。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置，包括Flyback开环电路、电容投切电路、PWM整形电路、纹波隔离放大电路、信号处理模块、显示模块，其中：
电容投切电路的输入端与Flyback开环电路的输出端连接；电容投切电路的输出端与纹波隔离放大电路的输入端连接；纹波隔离放大电路的输出端与信号处理模块的一个输入端连接；信号处理模块的另一个输入端与PWM整形电路的输出端连接；PWM整形电路的输入端与Flyback开环电路中的控制单元连接；信号处理模块的一个输出端与Flyback开环电路中的第二开关管Q2的基极连接，信号处理模块的另一个输出端与显示模块的输入端连接。
进一步的，Flyback开环电路包括输入电压源Vin、初级电感Lp、次级电感Ls、第一开关管Q1、控制单元G、第一二极管D1、输出电容Co、输出电容等效串联电阻ESR、负载电阻RL；其中输入电压源Vin的正极与第一开关管Q1的漏极连接，输入电压源Vin的负极为参考点位零点GND，第一开关管Q1的栅极和控制单元G同时与PWM整形电路的输入端连接，第一开关管Q1的源极与初级电感Lp连接，初级电感Lp的另一端为参考电位零点GND，次级电感Ls与第一二极管D1的正极连接，次级电感Ls的另一端为参考电位零点GND，第一二极管D1的负极同时与输出电容等效串联电阻ESR的一端和负载电阻RL的一端连接，输出电容等效串联电阻ESR的另一端与输出电容Co的一端连接，输出电容Co的另一端为参考电位零点GND，负载电阻RL的另一端为参考电位零点GND。
进一步地，所述电容投切电路包括继电器驱动电源Vb、继电器K、第二开关管Q2、并联电容Cp、并联电容等效串联电阻ESRp；其中继电器驱动电源Vb的正极与继电器K线圈的一端连接，继电器驱动电源Vb的负极为参考电位零点GND，继电器K线圈的另一端与第二开关管Q2的发射极连接，第二开关管Q2的基极与信号处理模块的一个输出端连接，第二开关管Q2的集电极为参考电位零点GND，继电器K触点的一端同时与Flyback开环电路的输出端和纹波隔离放大电路的输入端连接，继电器K触点的另一端与并联电容等效串联电阻ESRp的一端连接，并联电容等效串联电阻ESRp的另一端与并联电容Cp的一端连接，并联电容Cp的另一端为参考电位零点GND。
进一步地，所述PWM整形电路包括第一电容C1、隔离变压器T1、第二电容C2、第二二极管D2、第一运算放大器amp1；其中第一电容C1的一端同时与Flyback开环电路中的控制单元G和第一开关管Q1的栅极连接，第一电容C1的另一端与隔离变压器T1原边的一端连接，隔离变压器T1原边的另一端为参考电位零点GND，隔离变压器T1副边的一端与第二电容C2的一端连接，隔离变压器T1副边的另一端为参考电位零点AGND，第二电容C2的另一端同时与第二二极管D2的负极和第一运算放大器amp1的同相输入端连接，第二二极管D2的正极为参考电位零点AGND，第一运算放大器amp1的反相输入端和第一运算放大器amp1的输出端同时与信号处理模块的一个输入端连接。
进一步地，所述纹波隔离放大电路包括第四电容C4、第二变压器T2、第五电容C5、第一电阻R1、第二电阻R2、偏置电源Voffset、第六电容C6、第二运算放大器amp2、第三电阻R3；其中第四电容C4的一端与电容投切电路的输出端连接，第四电容C4的另一端与第二变压器T2原边的一端连接，第二变压器T2原边的另一端为参考点位零点AGND，第二变压器T2副边的一端与第五电容C5的一端连接，第二变压器T2副边的另一端为参考电位零点AGND，第五电容C5的另一端同时与第一电阻R1的一端和第二运算放大器amp2的同相输入端连接，第一电阻R1的另一端与偏置电源Voffset的正极连接，偏置电源Voffset的负极为参考电位零点AGND，第二电阻R2的一端同时与第二运算放大器amp2的反向输入端和第三电阻R3的一端连接，第二电阻R2的一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端为参考点位零点AGND，第三电阻R3的另一端和第二运算放大器amp2的输出端同时与信号处理模块的一个输入端连接。
进一步地，所述信号处理模块为DSP芯片TMS320F28335。
进一步地，所述显示单元为1602液晶显示屏。
一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置的监测方法，包括以下步骤：
步骤1，PWM整形电路输出的信号送入信号处理模块中的脉冲捕捉单元，处理得出变换器当前的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR，并将计算得到的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻ts。
步骤2，PWM整形电路输出的信号送入信号处理模块中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理模块内部的定时器单元，定时ts秒后启动信号处理模块中的模数转换单元。
步骤3，纹波隔离放大电路的输出信号送入信号处理模块中的模数转换单元，处理得到ts时刻的电压纹波vo(ts)。
步骤4，信号处理模块产生的驱动信号送入Flyback开环电路中的开关三极管Q2的基极，使得开关三极管Q2导通，继电器K线圈通电，继电器K触点闭合，并联电容Cp和并联电容等效串联电阻ESRp并联在Flyback变换器输出端。
步骤5，PWM整形电路输出的信号送入信号处理模块中的脉冲捕捉单元，处理得出输出端并联电容后变换器的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp，并将计算得到的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻tsp。
步骤6，PWM整形电路输出的信号送入信号处理模块中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理模块内部的定时器单元，定时tsp秒后启动信号处理模块中的模数转换单元。
步骤7，纹波隔离放大电路的输出信号送入信号处理模块中的模数转换单元，处理得到tsp时刻的电压纹波vop(tsp)。
步骤8，将得到的开关周期Ts、占空比Dy、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR、输出电压纹波vo(ts)以及输出端并联电容后的开关周期Tsp、占空比Dyp、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp、输出电压纹波vo(tsp)送入信号处理模块中的计算单元进行综合处理，得到Flyback变换器输出滤波电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值。
步骤9，将所得的Flyback变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值送入显示单元实时显示。
一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置及方法，ESR和Ls的计算公式如下：
Figure BDA0002477311210000031
Figure BDA0002477311210000032
式中，ESR为输出电容等效串联电阻的阻值，Ls为次级电感电感值，ESRp为并联电容等效串联电阻的阻值，Ts为变换器开关周期，Tsp为变换器输出端并联电容后的开关周期，Vo为输出电压平均值，Vop为变换器输出端并联电容后的输出电压平均值，Dy为占空比，DR为次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，Dyp为变换器输出端并联电容后的占空比，DRp为变换器输出端并联电容后次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，
Figure BDA0002477311210000033
为变换器ts时刻对应的输出电压纹波值，
Figure BDA0002477311210000034
为变换器输出端并联电容后tsp时刻对应的输出电压纹波值。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)不需要在电路中另加电流传感器，破坏变换器的原有结构；(2)可以同时监测到输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的状态；(3)操作时不需要停机。
附图说明
图1是DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置原理图。
图2是一个开关周期内DCM反激变换器中开关管驱动信号vgs、初级电感电流iLp和次级电感电流iLs、电容电流ic、C上电压Vc、ESR上电压vESR以及输出电压瞬时值vo的波形图。
图3是PWM整形电路原理图。
图4是纹波隔离放大电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
本发明提出了一种监测工作于电感电流断续模式(Discontinuous ConductionMode，DCM)的反激(Flyback)变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的装置及方法。
1理论推导
结合图2，当第一开关管Q1导通时，初级电感Lp导通，初级电感Lp两端的电压为Vin，其初级电感电流ip以Vin/L的斜率线性上升。当第一开关管Q1关断时，次级电感Ls导通，次级电感电流is通过第一二极管D1流向输出端，初级并无电流通过，此时次级电感Ls两端的电压为Vo，次级电感电流is以Vo/L的斜率下降。电感电流下降到0后，第一二极管D1截止，负载电流由输出电容提供，直至下一个开关周期来临，重复以上过程。
初级电感电流ip在一个周期内的表达式为：
Figure BDA0002477311210000041
次级电感电流is在一个周期内的表达式为：
Figure BDA0002477311210000042
由式(2)，可以得到次级电感电流峰值为：
Figure BDA0002477311210000043
在DCM模式下，开关周期内次级电感电流呈三角形，输出电流平均值为峰值的一半乘以对应占空比即：
Figure BDA0002477311210000044
由伏秒平衡可得：
DyVinTs＝nDRVoTs (5)
其中门表示变压器初次级匝比。
电容电流ic在一个周期内的表达式为：
Figure BDA0002477311210000045
等效串联电阻ESR和电容C上的电压分别为：
Figure BDA0002477311210000046
Figure BDA0002477311210000051
其中Vc(0)是每个开关周期中电容电压的初始值
输出电压平均值可以表示为：
Figure BDA0002477311210000052
由式(4)、(9)可得：
Figure BDA0002477311210000053
在一个开关周期中，ESR上的平均电压为0，因此ESR和C上的纹波电压分别为：
Figure BDA0002477311210000054
Figure BDA0002477311210000055
令
Figure BDA0002477311210000056
为0，可以得到：
Figure BDA0002477311210000057
显然，在DTs到(Dy+DR)Ts区间内，存在ts时刻使得
Figure BDA0002477311210000061
为0，因此可以得到：
Figure BDA0002477311210000062
去除直流平均值Vo可得输出电压的交流分量：
Figure BDA0002477311210000063
为了求解ESR，在变换器输出端并联一个参数已知的并联电容Cp，将变换器原先的输出电容Co与并联的电容看做一个整体，则等效后的电容阻抗为：
Figure BDA0002477311210000064
忽略不含ω的项，则ESReq的表达式可以简化为：
Figure BDA0002477311210000065
基于前述分析，可得并联电容后变换器输出电压纹波在tsp时刻的表达式：
Figure BDA0002477311210000066
结合式(14)和(18)，可以得到：
Figure BDA0002477311210000067
Figure BDA0002477311210000071
式中，ESR为输出电容等效串联电阻的阻值，Ls为次级电感电感值，ESRp为并联电容等效串联电阻的阻值，Ts为变换器开关周期，Tsp为变换器输出端并联电容后的开关周期，Vo为输出电压平均值，Vop为变换器输出端并联电容后的输出电压平均值，Dy为占空比，DR为次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，Dyp为变换器输出端并联电容后的占空比，DRp为变换器输出端并联电容后次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，
Figure BDA0002477311210000072
为变换器ts时刻对应的输出电压纹波值，
Figure BDA0002477311210000073
为变换器输出端并联电容后tsp时刻对应的输出电压纹波值。
基于式(17)、(18)可以得到DCM Flyback变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测方法。
2 PWM整形电路的实现
结合图3，假定Flyback变换器PWM驱动信号的幅值为VS1，第一电容C1将PWM信号中的直流滤掉，其电压VC1＝DVS1。隔离变压器T1使PWM整形与主功率电路之间实现电气隔离，其原副边匝比为n，则隔离变压器A和B点电压vA、vB为PWM信号的交流分量。因第二电容C2和第一二极管D1的作用，C点电压波形与PWM信号一致，其幅值为VS1/n。vC经第一运算放大器amp1后得到vPWM_s，信号处理中的脉冲捕捉单元捕捉捕捉此信号的上升沿和下降沿时刻，就可以计算得到开关周期Ts、占空比Dy、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR，同时此信号的上升沿也作为开关周期零时刻的触发信号，用以触发信号处理中的定时器单元，定时器单元定时ts秒后触发信号处理中的模数转换单元，接收纹波隔离放大输出的信号。
3纹波隔离放大电路的实现
结合图1、图4，Flyback变换器的输出电压瞬时值为vo，利用第四电容C4隔断直流，提取出输出电压的交流纹波分量。采用1∶1的第二变压器T2隔离纹波隔离放大电路和主功率电路，则其副边电压为Flyback变换器输出电压的交流纹波，即
Figure BDA0002477311210000074
第五电容C5用于隔离偏置电源Voffset提供的直流电压，再经第二运算放大器amp2放大后，可以得到偏置放大后的电压为
Figure BDA0002477311210000075
4本发明DCM升压变换器输出电容ESR和升压电感L的监测装置及方法
结合图2，本发明DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置及方法，包括Flyback开环电路、电容投切电路、PWM整形电路、纹波隔离放大电路、信号处理模块、显示模块，其中：
电容投切的输入端与Flyback开环的输出端连接；电容投切的输出端与纹波隔离放大的输入端连接；纹波隔离放大的输出端与信号处理的一个输入端连接；信号处理的另一个输入端与PWM整形的输出端连接；PWM整形的输入端与Flyback开环中的控制单元连接；信号处理的一个输出端与Flyback开环电路中(1)的第二开关管Q2的基极连接，信号处理的另一个输出端与显示的输入端连接。
进一步的，Flyback开环包括输入电压源Vin、初级电感Lp、次级电感Ls、第一开关管Q1、控制单元G、第一二极管D1、输出电容Co、输出电容等效串联电阻ESR、负载电阻RL；其中输入电压源Vin的正极与第一开关管Q1的漏极连接，输入电压源Vin的负极为参考点位零点GND，第一开关管Q1的栅极和控制单元G同时与PWM整形的输入端连接，第一开关管Q1的源极与初级电感Lp连接，初级电感L1的另一端为参考电位零点GND，次级电感Ls与第一二极管D1的正极连接，次级电感Ls的另一端为参考电位零点GND，第一二极管D1的负极同时与输出电容等效串联电阻ESR的一端和负载电阻RL的一端连接，输出电容等效串联电阻ESR的另一端与输出电容Co的一端连接，输出电容Co的另一端为参考电位零点GND，负载电阻RL的另一端为参考电位零点GND。
进一步地，所述电容投切包括继电器驱动电源Vb、继电器K、第二开关管Q2、并联电容Cp、并联电容等效串联电阻ESRp；其中继电器驱动电源Vb的正极与继电器K线圈的一端连接，继电器驱动电源Vb的负极为参考电位零点GND，继电器K线圈的另一端与第二开关管Q2的发射极连接，第二开关管Q2的基极与信号处理的一个输出端连接，第二开关管Q2的集电极为参考电位零点GND，继电器K触点的一端同时与Flyback开环的输出端和纹波隔离放大的输入端连接，继电器K触点的另一端与并联电容等效串联电阻ESRp的一端连接，并联电容等效串联电阻ESRp的另一端与并联电容Cp的一端连接，并联电容Cp的另一端为参考电位零点GND。
进一步地，所述PWM整形包括第一电容C1、隔离变压器T1、第二电容C2、第二二极管D2、第一运算放大器amp1；其中第一电容C1的一端同时与Flyback开环中的控制单元G和第一开关管Q1的栅极连接，第一电容C1的另一端与隔离变压器T1原边的一端连接，隔离变压器T1原边的另一端为参考电位零点GND，隔离变压器T1副边的一端与第二电容C2的一端连接，隔离变压器T1副边的另一端为参考电位零点AGND，第二电容C2的另一端同时与第二二极管D2的负极和第一运算放大器amp1的同相输入端连接，第二二极管D2的正极为参考电位零点AGND，第一运算放大器amp1的反相输入端和第一运算放大器amp1的输出端同时与信号处理的一个输入端连接。
进一步地，所述纹波隔离放大包括第四电容C4、第二变压器T2、第五电容C5、第一电阻R1、第二电阻R2、偏置电源Voffset、第六电容C6、第二运算放大器amp2、第三电阻R3；其中第四电容C4的一端与电容投切的输出端连接，第四电容C4的另一端与第二变压器T2原边的一端连接，第二变压器T2原边的另一端为参考点位零点AGND，第二变压器T2副边的一端与第五电容C5的一端连接，第二变压器T2副边的另一端为参考电位零点AGND，第五电容C5的另一端同时与第一电阻R1的一端和第二运算放大器amp2的同相输入端连接，第一电阻R1的另一端与偏置电源Voffset的正极连接，偏置电源Voffset的负极为参考电位零点AGND，第二电阻R2的一端同时与第二运算放大器amp2的反向输入端和第三电阻R3的一端连接，第二电阻R2的一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端为参考点位零点AGND，第三电阻R3的另一端和第二运算放大器amp2的输出端同时与信号处理的一个输入端连接。
进一步地，所述信号处理为DSP芯片TMS320F28335。
进一步地，所述显示单元(6)为1602液晶显示屏。
一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置的监测方法，包括以下步骤：
步骤1，PWM整形输出的信号送入信号处理中的脉冲捕捉单元，处理得出变换器当前的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR，并将计算得到的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻ts。
步骤2，PWM整形输出的信号送入信号处理中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理内部的定时器单元，定时ts秒后启动信号处理中的模数转换单元。
步骤3，纹波隔离放大的输出信号送入信号处理中的模数转换单元，处理得到ts时刻的电压纹波vo(ts)。
步骤4，信号处理产生的驱动信号送入Flyback开环中的第二开关管Q2的基极，使得第二开关管Q2导通，继电器K线圈通电，继电器K触点闭合，并联电容Cp和并联电容等效串联电阻ESRp并联在Flyback变换器输出端。
步骤5，PWM整形输出的信号送入信号处理中的脉冲捕捉单元，处理得出输出端并联电容后变换器的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp，并将计算得到的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻tsp。
步骤6，PWM整形输出的信号送入信号处理中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理内部的定时器单元，定时tsp秒后启动信号处理中的模数转换单元。
步骤7，纹波隔离放大的输出信号送入信号处理中的模数转换单元，处理得到tsp时刻的电压纹波vop(tsp)。
步骤8，将得到的开关周期Ts、占空比Dy、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR、输出电压纹波vo(ts)以及输出端并联电容后的开关周期Tsp、占空比Dyp、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp、输出电压纹波vo(tsp)送入信号处理中的计算单元进行综合处理，得到Flyback变换器输出滤波电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值。
步骤9，将所得的Flyback变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值送入显示单元(6)实时显示。
步骤8中，ESR和Ls的计算公式如下：
Figure BDA0002477311210000091
Figure BDA0002477311210000092
式中，ESR为输出电容等效串联电阻的阻值，Ls为次级电感电感值，ESRp为并联电容等效串联电阻的阻值，Ts为变换器开关周期，Tsp为变换器输出端并联电容后的开关周期，Vo为输出电压平均值，Vop为变换器输出端并联电容后的输出电压平均值，Dy为占空比，DR为次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，Dyp为变换器输出端并联电容后的占空比，DRp为变换器输出端并联电容后次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，
Figure BDA0002477311210000093
为变换器ts时刻对应的输出电压纹波值，
Figure BDA0002477311210000094
为变换器输出端并联电容后tsp时刻对应的输出电压纹波值。
本发明针对DCM Flyback变换器的输出电解电容，设计出一种高效稳定的输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的监测装置及方法，该方法可以在主电路不停机的情况下对电容的参数ESR和次级电感感值Ls进行监测，为电容和电源的寿命预测提供依据，并且无需电容电流检测部分，方便实现，具有重要的实际应用价值。

Claims (9)

1.一种DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：包括Flyback开环电路(1)、电容投切电路(2)、PWM整形电路(3)、纹波隔离放大电路(4)、信号处理模块(5)、显示单元(6)，其中：
电容投切电路(2)的输入端与Flyback开环电路(1)的输出端连接；电容投切电路(2)的输出端与纹波隔离放大电路(4)的输入端连接；纹波隔离放大电路(4)的输出端与信号处理模块(5)的一个输入端连接；信号处理模块(5)的另一个输入端与PWM整形电路(3)的输出端连接；PWM整形电路(3)的输入端与Flyback开环电路(1)中的控制单元连接；信号处理模块(5)的一个输出端与Flyback开环电路(1)中的第二开关管Q2的基极连接，信号处理模块(5)的另一个输出端与显示模块(6)的输入端连接。
2.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：Flyback开环电路(1)包括输入电压源Vin、初级电感Lp、次级电感Ls、第一开关管Q1、控制单元G、第一二极管D1、输出电容Co、输出电容等效串联电阻ESR、负载电阻RL；其中输入电压源Vin的正极与第一开关管Q1的漏极连接，输入电压源Vin的负极为参考点位零点GND，第一开关管Q1的栅极和控制单元G同时与PWM整形电路(3)的输入端连接，第一开关管Q1的源极与初级电感Lp连接，初级电感Lp的另一端为参考电位零点GND，次级电感Ls与第一二极管D1的正极连接，次级电感Ls的另一端为参考电位零点GND，第一二极管D1的负极同时与输出电容等效串联电阻ESR的一端和负载电阻RL的一端连接，输出电容等效串联电阻ESR的另一端与输出电容Co的一端连接，输出电容Co的另一端为参考电位零点GND，负载电阻RL的另一端为参考电位零点GND。
3.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：所述电容投切电路(2)包括继电器驱动电源Vb、继电器K、第二开关管Q2、并联电容Cp、并联电容等效串联电阻ESRp；其中继电器驱动电源Vb的正极与继电器K线圈的一端连接，继电器驱动电源Vb的负极为参考电位零点GND，继电器K线圈的另一端与第二开关管Q2的发射极连接，第二开关管Q2的基极与信号处理模块(5)的一个输出端连接，第二开关管Q2的集电极为参考电位零点GND，继电器K触点的一端同时与Flyback开环电路(1)的输出端和纹波隔离放大电路(4)的输入端连接，继电器K触点的另一端与并联电容等效串联电阻ESRp的一端连接，并联电容等效串联电阻ESRp的另一端与并联电容Cp的一端连接，并联电容Cp的另一端为参考电位零点GND。
4.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：所述PWM整形电路(3)包括第一电容C1、隔离变压器T1、第二电容C2、第二二极管D2、第一运算放大器amp1；其中第一电容C1的一端同时与Flyback开环电路(1)中的控制单元G和第一开关管Q1的栅极连接，第一电容C1的另一端与隔离变压器T1原边的一端连接，隔离变压器T1原边的另一端为参考电位零点GND，隔离变压器T1副边的一端与第二电容C2的一端连接，隔离变压器T1副边的另一端为参考电位零点AGND，第二电容C2的另一端同时与第二二极管D2的负极和第一运算放大器amp1的同相输入端连接，第二二极管D2的正极为参考电位零点AGND，第一运算放大器amp1的反相输入端和第一运算放大器amp1的输出端同时与信号处理模块(5)的一个输入端连接。
5.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：所述纹波隔离放大电路(4)包括第四电容C4、第二变压器T2、第五电容C5、第一电阻R1、第二电阻R2、偏置电源Voffset、第六电容C6、第二运算放大器amp2、第三电阻R3；其中第四电容C4的一端与电容投切电路(2)的输出端连接，第四电容C4的另一端与第二变压器T2原边的一端连接，第二变压器T2原边的另一端为参考点位零点AGND，第二变压器T2副边的一端与第五电容C5的一端连接，第二变压器T2副边的另一端为参考电位零点AGND，第五电容C5的另一端同时与第一电阻R1的一端和第二运算放大器amp2的同相输入端连接，第一电阻R1的另一端与偏置电源Voffset的正极连接，偏置电源Voffset的负极为参考电位零点AGND，第二电阻R2的一端同时与第二运算放大器amp2的反向输入端和第三电阻R3的一端连接，第二电阻R2的一端与第六电容C6的一端连接，第六电容C6的另一端为参考点位零点AGND，第三电阻R3的另一端和第二运算放大器amp2的输出端同时与信号处理模块(5)的一个输入端连接。
6.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：所述信号处理模块(5)为DSP芯片TMS320F28335。
7.根据权利要求1所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：所述显示单元(6)为1602液晶显示屏。
8.一种基于权利要求1-7中任意一项所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置的监测方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，PWM整形电路(3)输出的信号送入信号处理模块(5)中的脉冲捕捉单元，处理得出变换器当前的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR，并将计算得到的开关周期Ts、占空比Dy及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻ts；
步骤2，PWM整形电路(3)输出的信号送入信号处理模块(5)中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理模块(5)内部的定时器单元，定时ts秒后启动信号处理模块(5)中的模数转换单元；
步骤3，纹波隔离放大电路(4)的输出信号送入信号处理模块(5)中的模数转换单元，处理得到ts时刻的电压纹波vo(ts)；
步骤4，信号处理模块(5)产生的驱动信号送入Flyback开环电路(1)中的第二开关管Q2的基极，使得第二开关管Q2导通，继电器K线圈通电，继电器K触点闭合，并联电容Cp和并联电容等效串联电阻ESRp并联在Flyback变换器输出端；
步骤5，PWM整形电路(3)输出的信号送入信号处理模块(5)中的脉冲捕捉单元，处理得出输出端并联电容后变换器的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp，并将计算得到的开关周期Tsp、占空比Dyp及次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp送入计算单元，处理得到纹波电压采样时刻tsp；
步骤6，PWM整形电路(3)输出的信号送入信号处理模块(5)中的脉冲捕捉单元，在信号波的上升沿启动信号处理模块(5)内部的定时器单元，定时tsp秒后启动信号处理模块(5)中的模数转换单元；
步骤7，纹波隔离放大电路(4)的输出信号送入信号处理模块(5)中的模数转换单元，处理得到tsp时刻的电压纹波vop(tsp)；
步骤8，将得到的开关周期Ts、占空比Dy、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DR、输出电压纹波vo(ts)以及输出端并联电容后的开关周期Tsp、占空比Dyp、次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比DRp、输出电压纹波vo(tsp)送入信号处理模块(5)中的计算单元进行综合处理，得到Flyback变换器输出滤波电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值；
步骤9，将所得的Flyback变换器输出电容等效串联电阻ESR和次级电感Ls的值送入显示单元(6)实时显示。
9.根据权利要求8所述的DCM反激变换器输出电容等效串联电阻和次级电感的监测装置，其特征在于：步骤8中，ESR和Ls的计算公式如下：
Figure FDA0002477311200000031
Figure FDA0002477311200000032
式中，ESR为输出电容等效串联电阻的阻值，Ls为次级电感的电感值，ESRp为并联电容等效串联电阻的阻值，Ts为变换器开关周期，Tsp为变换器输出端并联电容后的开关周期，Vo为输出电压平均值，Vop为变换器输出端并联电容后的输出电压平均值，Dy为占空比，DR为次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，Dyp为变换器输出端并联电容后的占空比，DRp为变换器输出端并联电容后次级电感电流从峰值下降到零区间内对应的占空比，
Figure FDA0002477311200000033
为变换器ts时刻对应的输出电压纹波值，
Figure FDA0002477311200000034
为变换器输出端并联电容后tsp时刻对应的输出电压纹波值。
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