-
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichstrommotors, bei dem der Gleichstrommotor über eine mit einem ersten, einem zweiten, einem dritten und einem vierten steuerbaren Schalter gebildete, aus einer Versorgungsspannung gespeisten Brückenschaltung mit einer variablen Gleichspannung versorgt wird, wobei die Gleichspannung durch Pulsweitenmodulation der die steuerbaren Schalter der Brückenschaltung ansteuernden Steuersignale variiert wird, und bei dem die pulsweitenmodulierte Ansteuerung der Brückenschaltung über eine Steueranordnung erfolgt, die nach dem Ausschalten des den Gleichstrommotor mit der Versorgungsspannung verbindenden ersten Schalters den zweiten, mit einem Masseanschluss verbundenen Schalter leitend ansteuert oder umgekehrt.
-
Zur Leistungssteuerung bzw. Geschwindigkeitsregelung von Gleichstrommotoren werden vermehrt pulsweitenmoduliert angesteuerte Schalter in Form von Halbleiterendstufen verwendet. Beim pulsweitenmodulierten Betrieb wird der Gleichstrommotor mit einer pulspausenmodulierten oder pulsweitenmodulierten Spannung versorgt. Die Frequenz der Pulsweitenmodulation liegt bei „Kleinmotorapplikationen“ in der Regel oberhalb von 15kHz. Häufig wird eine konstante Periodendauer (konstante Frequenz) gewählt und die Zeitdauer, während der das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal einen „Ein“-Zustand aufweist, variiert. Das Verhältnis zwischen der Dauer des „Ein“-Zustands und der Periodendauer wird als Tastverhältnis (engl. duty-cycle) bezeichnet. Das Tastverhältnis kann dabei theoretisch zwischen 0% und 100% eingestellt werden. Der Mittelwert der „Ein“-Zeitdauer und der „Aus“-Zeitdauer bestimmt den Prozentsatz der Versorgungsspannung, die an den Gleichstrommotor zu dessen Betrieb angelegt wird.
-
Beim getakteten Schalten von induktiven Lasten wie z.B. Motoren wird ein Freilauf benötigt. Bei der Realisierung dieses Freilaufs gib es zwei Möglichkeiten: einen passiven Freilauf oder einen aktiven Freilauf.
-
Der passive Freilauf wird in der Regel mit einer Diode realisiert, welche dafür sorgt, dass der Strom durch den Motor nach dem Abschalten des zumeist als Feldeffekttransistor realisierten Schalters weiterfließen kann. Der passive Freilauf hat den Nachteil einer hohen Verlustleistung in der Freilaufdiode.
-
Beim aktiven Freilauf wird die Freilaufdiode während der Freilaufphase durch einen Schalttransistor / Feldeffekttransistor überbrückt, wodurch die Leistungsverluste in der Freilaufphase reduziert werden können. Im Falle des aktiven Freilaufes muss die Ansteuerlogik für die Feldeffekttransistoren dafür Sorge tragen, dass die beiden zwischen der Polen der Versorgungsspannung in Serie verschalteten Schalter bzw. Feldeffekttransistoren niemals gleichzeitig leitend angesteuert werden.
-
Die hier üblicherweise als Schalter verwendeten Feldeffekttransistoren weisen Substratdioden auf, so dass bei nicht-leitend angesteuertem Transistor die parallelgeschaltete Substratdiode als Freilauf fungiert, allerdings mit der oben erwähnten höheren Verlustleistung.
-
Dies erfolgt zumeist dadurch, dass zwischen den Einschaltphasen des den Motor mit der Versorgungsspannung versorgenden Schalters und den Einschaltphasen des Freilaufschalters eine Ansteuerpause tCCP eingefügt wird, in welcher beide Schalter ausgeschaltet sind. In der Fachliteratur wird diese Phase oft als Cross Current Protection Time bezeichnet. Die Ansteuerpause tCCP ist in der 2 verdeutlicht.
-
Insbesondere bei einfachen Ansteuerlogiken /Ansteuerbausteinen zur Steuerung der Schalter kann es erforderlich sein, dass diese Ansteuerpause tCCP sehr groß gewählt werden muss, um über alle Bauteiletoleranzen den Schutz vor einem Kurzschlussstrom über beide in Serie geschaltete Schalter sicherzustellen.
-
Gemäß 3 ergibt sich hierdurch jedoch ein maximales Tastverhältnis, das schließlich zu einem maximalen Prozentsatz der Versorgungsspannung führt, mit dem der Gleichstrommotor bei dieser Ansteuermethode versorgt werden kann.
-
Insbesondere in Automobilanwendungen mit einem weiten Batteriespannungsbereich von ca. 7V-16V kann dies bei niedrigen Versorgungsspannungen dazu führen, dass nicht genügend Spannung am Gleichstrommotor zur Verfügung steht. Dieses Problem kann umgangen werden, wenn dann, wenn das eigentlich benötigte Ausgangstastverhältnis überschritten werden muss, die Steuerelektronik vom Pulsweitenmodulations-Betrieb auf einen DC-Betrieb, in dem die Versorgungsspannung dauerhaft an den Motor angelegt wird, wechselt. Dies ist in der 5 skizziert. Allerdings stellen sich durch die sich ergebenden Spannungssprünge Regelungsprobleme ein.
-
Die Druckschrift
DE 10 2008 040 793 A1 offenbart ein Verfahren zur Ansteuerung eines Elektromotors durch eine Halbbrücke, dessen Halbleiterschalter mittels Pulsweitenmodulation angesteuert werden. Zur Reduzierung der Verlustleistung wird ein aktiver Freilauf eingesetzt, bei dem ein Freilaufstrom über einen Schalter geführt wird. Um einen Kurzschlussstrom zu verhindern, sind die Pulsfolgen zur Ansteuerung der Schalter mit Totzeiten behaftet. Der Schrift ist allerdings nicht die Problematik zu entnehmen, dass die Brückenversorgungsspannung am Motor auf einen Maximalwert begrenzt wird, der geringer als die Versorgungsspannung ist.
-
Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, hier Abhilfe zu schaffen.
-
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
-
Demnach erfolgt bei einem Verfahren zum Betreiben eines Gleichstrommotors, bei dem der Gleichstrommotor über eine mit einem ersten, einem zweiten, einem dritten und einem vierten steuerbaren Schalter gebildete, aus einer Versorgungsspannung gespeisten Brückenschaltung mit einer variablen Gleichspannung versorgt wird, wobei die Gleichspannung durch Pulsweitenmodulation der die steuerbaren Schalter der Brückenschaltung ansteuernden Steuersignale variiert wird, die pulsweitenmodulierte Ansteuerung der Brückenschaltung über eine Steueranordnung, die nach dem Ausschalten des den Gleichstrommotor mit der Versorgungsspannung verbindenden ersten Schalters den zweiten, mit einem Masseanschluss verbundenen Schalter leitend ansteuert oder umgekehrt. Die Steueranordnung fügt automatisch eine Ansteuerpause zwischen dem Ausschalten des ersten oder zweiten Schalters und dem Einschalten des zweiten oder ersten Schaltes ein, wodurch durch ein sich hierdurch ergebendes maximales einstellbares Tastverhältnis eine an dem Gleichstrommotor anliegende Brückenversorgungsspannung auf einen Maximalwert, der geringer ist als die Versorgungsspannung, begrenzt wird, dabei kann die Steueranordnung auch in einen DC-Modus, in dem der Gleichstrommotor mit der Versorgungsspannung versorgt wird, umgeschaltet werden. Die Steueranordnung weist eine Steuereinheit auf, die in vorgegebenen Steuerzeitdauern ein Ansteuersignal erzeugt, das Information über ein Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals oder eine dazu proportionale Versorgungsspannung für den Gleichstrommotor enthält, wobei eine Steuerzeitdauer ein Mehrfaches einer Periodendauer eines pulsweitenmodulierten Steuersignals ist, wobei für den Fall, dass die einzustellende Brückenversorgungsspannung für den Gleichstrommotor größer ist als die sich durch den Maximalwert des Tastverhältnisses ergebende Spannung, die Steuereinheit während einer vorgebbaren Ansteuerzeitdauer, die ein Vielfaches der Steuerzeitdauern beträgt, eine erste Anzahl von Steuerzeitdauern, in denen die Brückenschaltung mit einem pulsweitenmodulierten Signal mit maximalem Tastverhältnis und einer zweiten Anzahl von Steuerzeitdauern, in denen die Brückenschaltung im DC-Modus betrieben wird, ansteuert, wobei das Verhältnis aus der ersten Anzahl und der zweiten Anzahl von Steuerzeitdauern aus dem Differenzwert aus der einzustellenden Brückenversorgungsspannung und der dem Maximalwert entsprechenden Spannung abgeleitet wird.
-
Es wird also in dem Zeitintervall, während dem die zur Steuerung des Motors geforderte Versorgungsspannung größer ist, als durch das maximale Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Steuersignals möglich ist, eine überlagerte Pulsweitenmodulation realisiert, bei der Phasen mit der sich durch den Maximalwert des Tastverhältnisses ergebenden Spannung und Phasen mit der Versorgungsspannung existieren. Das Verhältnis der Zeitdauern dieser Phasen bestimmt dann eine mittlere Spannung, die der geforderten Versorgungsspannung mit feiner Granularität angepasst werden kann.
-
In einer vorteilhaften Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist die Steuereinheit mit einem Mikroprozessor und eine die Brückenschaltung ansteuernde Schaltungsanordnung mit einem integrierten Schaltkreis gebildet.
-
Der integrierte Schaltkreis ist in seinen Eigenschaften festgelegt, wodurch das Problem des Spannungssprunges bei Umschalten in den DC-Modus entsteht. Durch das erfindungsgemäße Verfahren kann die integrierte Schaltung vorteilhaft auf einfache Weise genutzt werden.
-
Bei einer Weiterbildung des Verfahrens folgen die Steuerzeitdauern der ersten Anzahl von Steuerzeitdauern, in denen die Brückenschaltung mit einem pulsweitenmodulierten Signal mit maximalem Tastverhältnis und Steuerzeitdauern der zweiten Anzahl von Steuerzeitdauern, in denen die Brückenschaltung im DC-Modus betrieben wird innerhalb einer Ansteuerzeitdauer abwechselnd aufeinander.
-
Bei einer Gleichheit der ersten und der zweiten Anzahl würde eine Grundwelle entstehen, die zu einem Brumm führen könnte. Zur Reduktion dieses Grundwellenanteils werden nun die pulsweitenmodulierten und die DC-Modus Steuerzeitdauern innerhalb einer Grundperiode verteilt. Es ist eine gleichmäßige Verteilung möglich, es sind jedoch auch anders Verteilungsmuster denkbar.
-
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mit Hilfe von Figuren näher erläutert. Dabei zeigen:
- 1 ein Prinzipschaltbild mit einer Steueranordnung, einer Brückenschaltung und einem Gleichstrommotor,
- 2 Signalverläufe zur Darstellung der Ansteuerpausen,
- 3 Signalverläufe zur Darstellung des maximalen Tastverhältnisses,
- 4 den Signalverlauf zur Darstellung der maximalen Spannung bei Pulsweitenmodulation,
- 5 den Signalverlauf zur Darstellung des Umschaltens zwischen der maximalen Spannung bei Pulsweitenmodulation und der Spannung im DC-Modus,
- 6 den Signalverlauf zur Darstellung der überlagerten langsamen Pulsweitenmodulation,
- 7 eine Tabelle zur Darstellung der möglichen Granularität,
- 8 eine Darstellung bei ungleich verteilten Phasen mit Pulsweitenmodulation und Phasen im DC-Modus zur Verdeutlichung der Grundwelle,
- 9 eine Darstellung bei verteilten Phasen mit Pulsweitenmodulation und Phasen im DC-Modus.
-
Die 1 zeigt das Prinzipschaltbild einer Ansteuerschaltung für einen Gleichstrommotor M, der über eine Brückenschaltung 4 mit einer Versorgungsspannung VS verbunden werden kann. Die Brückenschaltung 4 weist dabei im dargestellten Ausführungsbeispiel zwei Halbbrücken auf, die jeweils mit zwei in Serie geschalteten Schaltern gebildet ist, wobei die Serienschaltungen zueinander parallel geschaltet sind. Die erste Halbbrücke ist dabei mit einem ersten Schalter T1 und einem dazu in Serie geschalteten zweiten Schalter T2 gebildet, die im dargestellten Ausführungsbeispiel mit Feldeffekttransistoren realisiert sind, die jeweils eine Substratdiode D1 bzw. D2 aufweisen. Die zweite Halbbrücke weist ebenfalls zwei in Serie geschaltete Schalter auf, wobei der dritte Schalter S1 und der vierte Schalter S2 nur schematisch angedeutet sind. Auch der dritte und der vierte Schalter S1, S2 können mit Feldeffekttransistoren mit Substratdioden gebildet sein.
-
Wird beispielsweise der erste Schalter T1 und der vierte Schalter S2 eingeschaltet, so fließt ein Strom vom hohen Potential der Versorgungsspannung VS durch den Gleichstrommotor M zum niederen Potential der Versorgungsspannung VS, welches üblicherweise ein Masseanschluss ist.
-
Wird der Gleichstrommotor M wieder abgeschaltet, indem der erste Schalter T1 nicht-leitend geschaltet wird, so muss ein Strompfad - ein sog. Freilaufpfad - vorhanden sein, der einen Strom ermöglicht, so dass sich die in den Spulen des Gleichstrommotors M gespeicherte magnetische Energie wieder abbauen kann. Dies kann beispielsweise über die Substratdiode D2 des zweiten Schalters T2 erfolgen. Allerdings haben solche Substratdioden D1, D2 einen relativ hohen Durchlasswiderstand, so dass auf diese Weise eine hohe Verlustleistung erzeugt wird. Besser ist es, auch den Freilaufpfad mit einem geschalteten Element, beispielsweise einem Transistor, auszuführen, was im dargestellten Ausführungsbeispiel der 1 mittels des zweiten Schalters T2 erfolgt.
-
Allerdings muss verhindert werden, dass der erste Schalter T1 und der zweite Schalter T2 gleichzeitig eingeschaltet sind, da ansonsten die Versorgungsspannung VS kurzgeschlossen würde.
-
Die Schalter T1, T2, S1, S2 der Brückenschaltung 4 werden von einer Schaltungsanordnung 3 angesteuert, die in bevorzugter Weise in einem integrierten Schaltkreis realisiert ist, der für den Betrieb von Brückenschaltungen 4, zur Steuerung von Gleichstrommotoren M, optimiert ist. Eine solche in einem integrierten Schaltkreis ausgebildete Schaltungsanordnung 3 braucht lediglich von einer Steuereinheit 2, die bevorzugt mit einem Mikroprozessor oder einen Mikrocontroller gebildet ist, ein Steuersignal erhalten, in dem angegeben ist, welche Brückenversorgungsspannung VB am Gleichstrommotor M eingestellt werden soll.
-
Die Einstellung der Brückenversorgungsspannung VB erfolgt über eine Pulsweitenmodulation des Ansteuersignals für entweder den ersten Schalter T1 oder für den Rückwärtsbetrieb den zweiten Schalter T2, so dass sich abhängig vom Tastverhältnis dieses Ansteuersignals eine mittlere Brückenversorgungsspannung VB am Gleichstrommotor M einstellt. Die Schaltfrequenz für das Ansteuersignal der Schalter der Brückenschaltung 4 liegt bei Kleinmotoren im Bereich von 15 bis 20 kHz, so dass sich entsprechend eine Periodendauer dieses Ansteuersignals von etwa 50 bis 67 µs ergibt.
-
In der 2 ist eine Periode eines solchen Ansteuersignals für beispielsweise den ersten Transistor T1 der Brückenschaltung 4 im oberen Signalverlauf dargestellt. Eine Periodendauer TPWM weist eine erste Phase T1on auf, in der der erste Transistor T1 leitend geschaltet ist und eine zweite Phase, in der er ausgeschaltet ist. Während dieser Ausschaltphase fließt ein Strom durch den Motor M, der dafür sorgt, dass sich die magnetische Energie im Motor M abbauen kann, entweder durch die Substratdiode D2 des zweiten Schalters T2 oder, falls dieser leitend geschaltet ist, durch den Schalter T2 selbst. Dies ist im zweiten Signalverlauf der 2 dargestellt.
-
Dort wird nach dem Abschalten des ersten Schalters T1 zunächst eine Ansteuerpause tCCP abgewartet, in der keiner der Schalter betätigt wird, um dann den zweiten Schalter T2 während einer Zeitdauer T2on einzuschalten. Auch zwischen dem Abschalten des zweiten Schalters T2 und dem Wiedereinschalten des ersten Schalters T1 muss eine Ansteuerpause tCCP liegen, damit es zu keinem zeitgleichen Einschaltzustand des ersten und des zweiten Schalters T1, T2 kommt, da ansonsten, wie oben bereits ausgeführt, ein Kurzschlussstrom fließen würde.
-
Im unteren Signalverlauf der 2 ist die Spannung VB am Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Transistors T1, T2 dargestellt, die während einer Periodendauer TPWM zunächst während der Einschaltzeit T1 on des ersten Schalters T1 nahezu dem Wert der Versorgungsspannung VS entspricht, um während der darauffolgenden Ansteuerpause tCCP einen schwebenden Wert einzunehmen, um dann, während der Ansteuerzeit T2on des zweiten Schalters T2 nahezu mit dem Potential des Masseanschlusses übereinzustimmen und schließlich während der Ansteuerpause TCCP wiederum einen schwebenden Zustand einzunehmen.
-
Das Verhältnis zwischen der Einschaltzeit der ersten Schalters T1 on des ersten Schalters T1 und der Periodendauer TPWM wird üblicherweise als Tastverhältnis bezeichnet und bestimmt am Beispiel der Brückenschaltung 4 der 1 die sich am Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Schalters T1, T2 einstellende mittlere Spannung VB am Gleichstrommotor M. Dies soll in der 3 nochmals verdeutlicht werden.
-
Auch dort ist wiederum eine Periode des Ansteuersignals für den ersten Schalter T1 dargestellt mit einer Periodendauer TPWM, wobei im oberen Signalverlauf nur eine kurze Einschaltzeit dargestellt ist, so dass sich aus dem Mittelwert der Zeit, in der der erste Schalter T1 eingeschaltet ist und der Zeit, in der dieser ausgeschaltet ist, nur eine geringe Brückenversorgungsspannung VB ergibt. Wird, wie im unteren Signalverlauf des Ansteuersignals für den ersten Schalter T1 dargestellt ist, eine deutlich längere Einschaltzeit gewählt, so ergibt sich entsprechend eine deutlich größere Brückenversorgungsspannung VB. Allerdings kann die Einschaltzeit nicht gleich groß gewählt werden wie die Periodendauer TPWM, da die Ansteuerpausen tCCP, dies verhindern. In entsprechender Weise ist im unteren Signalverlauf der 3 die maximale Einschaltzeit ton_max eingezeichnet. Aus dieser maximalen Einschaltzeit für den ersten Schalter T1 ergibt sich damit eine maximale Brückenversorgungsspannung VB, was in der 4 verdeutlicht ist.
-
In der 4 ist eine Ansteuersequenz für den Gleichstrommotor M dargestellt, bei der der Motor zunächst eingeschaltet wird und die Brückenversorgungsspannung VB vergrößert wird, bis sie aufgrund der maximalen Einschaltzeit des ersten Schalters T1 bei einem maximalen Tastverhältnis DTY_max eine maximale Spannung VBDTY_max erreicht.
-
Aufgrund der Anforderung der Steuereinheit 1 (1) sollte die Brückenversorgungsspannung VB steigen, was jedoch aufgrund der oben geschilderten Problematik nicht erfolgen kann. Erst wenn die angeforderte Brückenversorgungsspannung VB wieder unter der maximalen Brückenversorgungsspannung VBDTY_max fällt, kann die eingestellte Spannung wieder der geforderten Spannung entsprechen. Besonders problematisch wird dies, wenn aufgrund der Gegebenheiten in einem Kraftfahrzeug mit sich stark verändernder Versorgungsspannung VS die sich dann einstellende maximale Brückenversorgungsspannung VBDTY_max nicht mehr zum Betreiben des Gleichstrommotors M ausreicht.
-
Um dieses Problem zu umgehen, ist die als integrierter Schaltkreis ausgebildete Schaltungsanordnung 3 dazu ausgelegt, alternativ zum pulsweitenmodulierten Ansteuern des Schalttransistors T1 diesen im sog. DC-Modus zu betreiben, in dem während der gesamten Periodendauer TPWM der Motor M mit der Versorgungsspannung VS verbunden wird. Dies ist in der 5 dargestellt, wobei bei Erreichen des maximalen Tastverhältnisses DTY_max die Umschaltung in diesen DC-Modus erfolgt. Allerdings ergibt sich, wie aus der 5 zu ersehen ist, ein abrupter Sprung, der zu problematischen Regelungsverhältnissen führt.
-
Um dieses Problem zu vermeiden wird nun in erfindungsgemäßer Weise während der Zeitdauer, in der die geforderte Versorgungsspannung für den Gleichstrommotor M größer ist als die bei einem pulsmodulierten Betrieb mögliche maximale Brückenversorgungsspannung VBDTY_max, eine Anzahl von Ansteuerzeitdauern TPWM_SLOW erzeugt, während der eine Anzahl Ns von Steuerzeitdauern TSZD aufeinanderfolgt, wobei während dieser Steuerzeitdauern TSZD entweder eine Anzahl von pulsweitenmodulierten Periodendauern TPWM oder ein Umschalten in den DC-Modus erfolgt.
-
Dies ist in der 6 dargestellt. Dort ist im oberen Diagramm eine Ansteuerzeitdauer TPWM_SLOW gezeichnet, die im dargestellten Beispiel eine Anzahl Ns von 16 Steuerzeitdauern TSZD aufweist. Im dargestellten Ausführungsbeispiel weist diese Ansteuerzeitdauer TPWM_SLOW 15 aufeinanderfolgende Steuerzeitdauern TSZD auf, die beispielsweise mit einer Anzahl von Periodendauern eines Signals mit im dargestellten Beispiel 20 kHz angefüllt sind, die das maximale Tastverhältnis TDY_max aufweisen. Am Ende der Ansteuerzeitdauer TPWM_SLOW ist in diesem Beispiel nur eine Steuerzeitdauer TSZD im DC-Modus dargestellt.
-
Als Alternative hierzu ist im mittleren Signalverlauf die Situation dargestellt, wenn lediglich eine Anzahl nDZ gleich 10 aufeinanderfolgende Steuerzeitdauern TSZD mit maximalen Tastverhältnis des Ansteuersignals erfolgen, während darauffolgend sechs Steuerzeitdauern TSZD im DC-Modus folgen. Im dritten Beispiel ist lediglich eine Steuerzeitdauer TSZD mit pulsweitenmodulierten Periodendauern dargestellt, während 15 Steuerzeitdauern im DC-Modus dargestellt sind. In entsprechender Weise würde die mittlere Spannung, die sich durch diese Ansteuerung ergibt, immer größer werden, so dass ersichtlich ist, dass durch diese Methode die Brückenversorgungsspannung VB auch im Fall, dass eine ausschließlich pulsweitenmodulierte Ansteuerung erfolgt, trotzdem möglich ist.
-
In der 7 ist anhand einer Tabelle und einem entsprechenden Diagramm dargestellt, dass bei einer Anzahl Ns von 16 Steuerzeitdauern TSZD während einer Ansteuerzeitdauer TPWM_SLOW eine Einstellung des sich daraus ergebenden Tastverhältnisses für die Ansteuerzeitdauer in Prozentschritten einstellen lässt.
-
Werden die Phasen der Steuerzeitdauern TSZD mit Pulsweitenmodulation und die Phasen der Steuerzeitdauern TSZD im DC-Modus, wie in der 6 und in der 8 dargestellt, für eine Anzahl nDC von 8 jeweils hintereinander an den ersten Schalter T1 der Brückenschaltung 4 angelegt, so ergibt sich ein periodisches Ansteuersignal, das eine Grundwelle aufweist, die in einer Frequenz liegt, die als unangenehmer Brumm vernehmbar ist.
-
Um dies zu vermeiden kann in einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wie in der 9 dargestellt ist, eine beliebige oder wie in der 9 auch dargestellt eine in etwa gleichmäßige Verteilung der Phasen mit Pulsweitenmodulation und der Phasen im DC-Modus innerhalb einer Steuerzeitdauer TSZD verteilt werden. Bei einer gleichmäßigen Verteilung kann sich zwar wiederum eine Grundwelle ergeben, diese liegt jedoch in einem deutlich höheren Frequenzbereich und weist eine geringere Amplitude auf.
