CN116547902A - 用于操作直流马达的方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于操作直流马达(M)的方法，其中，该直流马达(M)经由桥式电路(4)被提供可变直流电压，该桥式电路由供电电压(VS)馈电并由第一可控开关(T1)、第二可控开关(T2)、第三可控开关(S1)和第四可控开关(S2)形成，其中，该直流电压通过对驱动该桥式电路(4)的可控开关(T1，T2，S1，S2)的控制信号的脉宽调制而变化，其中，控制装置(1)通过脉宽调制来驱动该桥式电路(4)，该控制装置在将该直流马达(M)连接到该供电电压(VS)的该第一开关(T1)已被关断之后使连接到接地端子的该第二开关(T2)接通，反之亦然，其中，该控制装置(1)在该第一开关或该第二开关(T1或T2)被关断与该第二开关或该第一开关(T2或T1)被接通之间自动插入驱动暂停(tCCP)，其结果是，存在于该直流马达(M)上的桥式电路电压(VB)被由此产生的最大可设置占空比(DTY_max)限制为最大值(VBDTY_max)，该最大值小于该供电电压(VS)，并且该控制装置(1)还能够切换到直流模式，在该直流模式下，向该直流马达(M)提供该供电电压(VS)，在该方法中，该控制装置(1)具有控制单元(2)，该控制单元在预定义的控制持续时间(TSZD)内生成驱动信号，所述驱动信号包含关于经脉宽调制的信号的占空比或关于与该占空比成比例的该直流马达(M)的供电电压的信息，其中，控制持续时间(TSZD)是经脉宽调制的控制信号的周期持续时间(TPWM)的倍数，其中，对于要为该直流马达(M)设置的该桥式电路电压(VB)大于由该占空比的最大值(DTY_max)产生的该电压(VBDTY_max)的情况，该控制单元(2)在可预定义的驱动持续时间(TPWM_SLOW)期间驱动第一数量的控制持续时间(TSZD)和第二数量(nDC)的控制持续时间(TSZD)，该可预定义的驱动持续时间是这些控制持续时间(TSZD)的倍数，在该第一数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)以具有最大占空比(DTY_max)的经脉宽调制的信号操作，在该第二数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)在该直流模式下操作，其中，控制持续时间(TSZD)的第一数量与第二数量(nDC)的比率是从该要设置的桥式电路电压(VB)与对应于最大值的电压(VBDTY_max)之间的差值得到的。

Description

用于操作直流马达的方法
本发明涉及一种用于操作直流马达的方法，其中，直流马达经由桥式电路被提供可变直流电压，该桥式电路由供电电压馈电并由第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关形成，其中，直流电压通过对驱动桥式电路的可控开关的控制信号的脉宽调制而改变，并且其中，控制装置通过脉宽调制来驱动桥式电路，该控制装置在将直流马达连接到供电电压的第一开关已被关断之后使连接到接地端子的第二开关接通，反之亦然。
通过脉宽调制驱动的半导体输出级形式的开关正越来越多地用于控制直流马达的功率或调节直流马达的速度。在脉宽调制操作中，直流马达被提供经脉冲暂停调制或经脉宽调制的电压。在“小型马达应用”中，脉宽调制频率通常在15kHz以上。通常会选择恒定的周期持续时间(恒定频率)，并且经脉宽调制的驱动信号处于“开启”状态的持续时间会发生变化。“开启”状态的持续时间与周期持续时间之间的比率称为占空比。在这种情况下，占空比理论上可以设置在0％至100％之间。“开启”持续时间和“关闭”持续时间的平均值决定了施加到直流马达以使其操作的供电电压百分比。
在电感负载(例如马达)的钟控切换期间需要续流。有两种实现所述续流的可能性：被动续流或主动续流。
被动续流通常使用二极管来实现，二极管确保在开关(通常实现为场效应晶体管)关断后电流可以继续流过马达。被动续流的缺点是续流二极管中的功率损耗高。
在主动续流的情况下，续流二极管在续流阶段期间由开关晶体管/场效应晶体管桥接，这使得可以减少续流阶段的功率损耗。在主动续流的情况下，场效应晶体管的驱动逻辑必须确保串联连接在供电电压的两极之间的两个开关或场效应晶体管绝不会同时接通。
这里通常用作开关的场效应晶体管都具有基板二极管，所以在晶体管关断的情况下，并联连接的基板二极管具有续流的作用，虽然存在上面提到的较高的功率损耗。
这通常通过在为马达提供供电电压的开关的接通阶段与续流开关的接通阶段之间插入驱动暂停tCCP来实施，这两个开关在所述驱动暂停中都被关断。在技术文献中，这个阶段通常称为交叉电流保护时间。驱动暂停tCCP如图2所示。
特别是在用于控制开关的简单驱动逻辑/驱动部件的情况下，可能有必要将所述驱动暂停tCCP选择得非常大，以确保在所有部件容差范围内防止经由两个串联连接的开关出现短路电流。
根据图3，这会导致最大占空比，然而，这最终导致了在这种驱动方法的情况下可以为直流马达提供的最大供电电压百分比。
特别是在大约7V至16V的宽电池电压范围的汽车应用中，在低供电电压的情况下，这可能会产生直流马达无法获得足够的电压的影响。如果当必须超过实际需要的输出占空比时，控制电子设备从脉宽调制模式切换到直流模式(在直流模式下，供电电压被永久施加到马达)，则可以避免这个问题。这在图5中进行了示意性描绘。然而，由此产生的电压跳变会引起调节问题。
因此，本发明的目的是在此提供一种补救措施。
此目的是通过如权利要求1所述的方法来实现的。在从属权利要求中指明了有利的发展。
因此，在一种用于操作直流马达的方法中，其中，直流马达经由桥式电路被提供可变直流电压，该桥式电路由供电电压馈电并由第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关和第四可控开关形成，其中，直流电压通过对驱动桥式电路的可控开关的控制信号的脉宽调制而改变，控制装置通过脉宽调制来驱动桥式电路，该控制装置在将直流马达连接到供电电压的第一开关已被关断之后使连接到接地端子的第二开关接通，反之亦然。该控制装置在该第一开关或该第二开关被关断与该第二开关或该第一开关被接通之间自动插入驱动暂停，其结果是，存在于该直流马达上的桥式电路电压被由此产生的最大可设置占空比限制为最大值，该最大值小于该供电电压，并且在这种情况下，该控制装置还可以切换到直流模式，在该直流模式下，向该直流马达提供该供电电压。该控制装置具有控制单元，该控制单元在预定义的控制持续时间内生成驱动信号，所述驱动信号包含关于经脉宽调制的信号的占空比或关于与该占空比成比例的该直流马达的供电电压的信息，其中，控制持续时间是经脉宽调制的控制信号的周期持续时间的倍数，其中，对于要为该直流马达设置的该桥式电路电压大于由该占空比的最大值产生的该电压的情况，该控制单元在可预定义的驱动持续时间期间驱动第一数量的控制持续时间和第二数量的控制持续时间，该可预定义的驱动持续时间是这些控制持续时间的倍数，在该第一数量的控制持续时间内，该桥式电路以具有最大占空比的经脉宽调制的信号操作，在该第二数量的控制持续时间内，该桥式电路在该直流模式下操作，其中，控制持续时间的第一数量与第二数量的比率是从该要设置的桥式电路电压与对应于最大值的电压之间的差值得到的。
换句话说，在控制马达所需的供电电压大于经脉宽调制的控制信号的最大占空比的情况下可能的电压的时间间隔内，实现叠加的脉宽调制，其包括具有由占空比的最大值产生的电压的阶段和具有供电电压的阶段。这些阶段的持续时间的比率于是决定了平均电压，该平均电压可以以细粒度适应所需的供电电压。
在根据本发明的方法的一个有利实施例中，该控制单元由微处理器形成，并且驱动该桥式电路的电路装置由集成电路形成。
定义了集成电路的性质，这就引起了切换到直流模式的过程中的电压跳变的问题。借助根据本发明的方法可以有利地以简单的方式利用集成电路。
在该方法的一个发展中，该第一数量的控制持续时间中的控制持续时间与该第二数量的控制持续时间中的控制持续时间在驱动持续时间内相互交替出现，在该第一数量的控制持续时间内，该桥式电路以具有最大占空比的经脉宽调制的信号操作，在该第二数量的控制持续时间内，该桥式电路在该直流模式下操作。
如果该第一数量和该第二数量相同，就会产生基波并且其可能导致嗡嗡声。为了减少这个基波分量，经脉宽调制的控制持续时间和直流模式控制持续时间现在分布在基波周期内。均匀分布是可能的，但也可以设想到其他分布模式。
下面在附图的帮助下基于示例性实施例更详细地描述本发明。在附图中：
图1示出了具有控制装置、桥式电路和直流马达的基本电路图，
图2示出了用于说明驱动暂停的信号特征曲线，
图3示出了用于说明最大占空比的信号特征曲线，
图4示出了用于说明脉宽调制中的最大电压的信号特征曲线，
图5示出了用于说明脉宽调制中的最大电压与直流模式中的电压之间的切换的信号特征曲线，
图6示出了用于说明叠加慢脉宽调制的信号特征曲线，
图7示出了用于说明可能的粒度的表格，
图8示出了在具有脉宽调制的不均匀分布阶段和直流模式阶段的情况下的图示，用于说明基波，
图9示出了在具有脉宽调制的分布阶段和直流模式阶段的情况下的图示。
图1示出了直流马达M的驱动电路的基本电路图，该直流马达可以经由桥式电路4连接到供电电压VS。在所展示的示例性实施例中，这里的桥式电路4具有两个半桥，每个半桥由两个串联连接的开关形成，串联电路彼此并联连接。在本案中，第一半桥由第一开关T1和与该第一开关串联连接的第二开关T2形成，在所展示的示例性实施例中，这些开关分别由各自具有基板二极管D1和D2的场效应晶体管实现。第二半桥同样具有两个串联连接的开关，其中第三开关S1和第四开关S2仅示意性地指示。第三开关S1和第四开关S2也可以由具有基板二极管的场效应晶体管形成。
举例来说，如果第一开关T1和第四开关S2接通，则电流从供电电压VS的高电位通过直流马达M流向供电电压VS的低电位(通常为接地端子)。
如果直流马达M通过第一开关T1被关断而再次关闭，则必须存在电流路径(所谓的续流路径)，其允许电流流动，使得储存在直流马达M的线圈中的磁能可以再次消散。这可以例如经由第二开关T2的基板二极管D2来实现。然而，这种基板二极管D1、D2具有相对较高的导通电阻，因此以这种方式会生成较高的功率损耗。续流路径最好也用开关元件实现，例如晶体管，其在图1所展示的示例性实施例中通过第二开关T2实现。
然而，必须防止第一开关T1和第二开关T2同时接通，否则供电电压VS会被短路。
桥式电路4的开关T1、T2、S1、S2由电路装置3驱动，以控制直流马达M，该电路装置优选地用为桥式电路4的操作而优化的集成电路实现。用集成电路实现的这种电路装置3仅需要从控制单元2接收控制信号，该控制单元优选地由微处理器或微控制器形成，所述控制信号指定旨在在直流马达M上设置的桥式电路电压VB。
桥式电路电压VB通过对第一开关T1(或者对于反向操作，为第二开关T2)的驱动信号的脉宽调制来设置，以便根据所述驱动信号的占空比在直流马达M上建立平均电桥供电电压VB。在小型马达的情况下，桥式电路4的开关的驱动信号的开关频率在15kHz至20kHz的范围内，因此相应地导致所述驱动信号的周期持续时间大约为50μs至67μs。
图2通过举例的方式在上部信号特征曲线中展示了用于桥式电路4的第一晶体管T1的这种驱动信号的周期。周期持续时间TPWM具有第一阶段T1on，在该阶段第一晶体管T1接通；以及第二阶段，在该阶段所述晶体管关断。在该关断阶段期间，电流流过马达M并确保马达M中的磁能可以通过第二开关T2的基板二极管D2消散，或者如果第二开关接通，则通过开关T2本身消散。这在图2中的第二信号特征曲线中展示。
在这种情况下，在第一开关T1已被关断之后，首先在驱动暂停tCCP期间等待(在此期间没有开关被致动)，然后在持续时间T2on期间接通第二开关T2。在关断第二开关T2与再次接通第一开关T1之间还必须存在驱动暂停tCCP，以便第一开关T1和第二开关T2不会同时处于接通状态，否则，如上文已经解释的，就会有短路电流流动。
图2中的下部信号特征曲线展示了第一晶体管T1与第二晶体管T2之间的连接点上的电压VB，该电压在周期持续时间TPWM期间，首先在第一开关T1的接通时间T1on期间实际上对应于供电电压VS的值，并在随后的驱动暂停tCCP期间呈现浮动值，然后在第二开关T2的驱动时间T2on期间实际上对应于接地端子的电位，最后在驱动暂停tCCP期间再次呈现浮动状态。
第一开关T1的接通时间T1on与周期持续时间TPWM之间的比率通常称为占空比，并且基于图1中的桥式电路4的示例，该比率决定了直流马达M上的平均电压VB，所述平均电压建立在第一开关T1与第二开关T2之间的连接点上。这将在图3中再次说明。
图3也再次展示了用于第一开关T1的驱动信号的周期，其中周期持续时间为TPWM，上部信号特征曲线仅展示了短的接通时间，使得根据第一开关T1在其中接通的时间和所述第一开关在其中关断的时间的平均值仅导致低的电桥供电电压VB。如果选择明显更长的接通时间，如用于第一开关T1的驱动信号的下部信号特征曲线中所示，则相应地导致明显更高的电桥供电电压VB。然而，不能将接通时间选择为等于周期持续时间TPWM，因为驱动暂停tCCP会阻止这种情况。在图3的下部信号特征曲线中相应地描绘了最大接通时间ton_max。因此，用于第一开关T1的最大接通时间会导致最大电桥供电电压VB，如图4所示。
图4展示了直流马达M的驱动序列，其中，马达首先被接通，并且电桥供电电压VB增加，直到它达到最大电压VBDTY_max，该最大电压是由于在最大占空比DTY_max的情况下第一开关T1的最大接通时间。
由于来自控制单元1(图1)的请求，电桥供电电压VB应该上升，但由于上述问题，这不可能发生。只有当所请求的电桥供电电压VB再次下降到低于最大电桥供电电压VBDTY_max时，设置的电压才能再次对应于所需的电压。如果由于在机动车辆的情况下供电电压VS变化很大，当时建立的最大电桥供电电压VBDTY_max不再足以操作直流马达M，这将变得特别成问题。
为了避免这个问题，设计了实现为集成电路的电路装置3，作为通过脉宽调制来驱动开关晶体管T1的替代方案，以便以所谓的直流模式操作所述开关晶体管，在直流模式下，马达M在整个周期持续时间TPWM期间连接到供电电压VS。这在图5中进行了展示，当达到最大占空比DTY_max时，就会切换到此直流模式。然而，从图5中可以看出，出现了突然跳变，这会导致调节条件出现问题。
为了避免这个问题，以根据本发明的方式，在直流马达M所需的供电电压大于脉冲调制操作中可能的最大电桥供电电压VBDTY_max的持续时间期间，现在生成多个驱动持续时间TPWM_SLOW，在这些驱动持续时间期间数量为Ns的控制持续时间TSZD相互交替出现，在这些控制持续时间TSZD期间，要么存在多个经脉宽调制的周期持续时间TPWM，要么切换到直流模式。
这在图6中进行了展示。图6在上部图中展示了驱动持续时间TPWM_SLOW，在所展示的示例中，该驱动持续时间具有数量Ns为16的控制持续时间TSZD。在所展示的示例性实施例中，该驱动持续时间TPWM_SLOW具有15个相继的控制持续时间TSZD，在所展示的示例中，例如用具有最大占空比TDY_max的20kHz的信号的多个周期持续时间来填充这些控制持续时间。该示例仅展示了在驱动持续时间TPWM_SLOW结束时直流模式下的一个控制持续时间TSZD。
作为其替代方案，中间的信号特征曲线展示了这样的情况，即只实现了数量nDZ等于10个的具有驱动信号的最大占空比的相继的控制持续时间TSZD，而随后是直流模式下的六个连续的控制持续时间TSZD。在第三个示例中，仅展示了一个具有经脉宽调制的周期持续时间的控制持续时间TSZD，而展示了直流模式下的15个控制持续时间。相应地，由这种驱动导致的平均电压将变得越来越大，因此很明显，作为这种方法的结果，即使在仅实现经脉宽调制的驱动的情况下，电桥供电电压VB仍然是可能的。
图7借助表格和对应的图展示了在驱动持续时间TPWM_SLOW期间的数量Ns为16的控制持续时间TSZD的情况下，驱动持续时间的结果占空比的设置可以以百分比步长进行设置。
如果将如图6和图8中所展示的具有脉宽调制的控制持续时间TSZD的阶段和直流模式下的控制持续时间TSZD的阶段连续施加到桥式电路4的第一开关T1，在各自的情况下数量nDC为8，则这会导致具有基波的周期性驱动信号，该基波处于可被感知为令人不快的嗡嗡声的频率。
为了避免这种情况，在根据本发明的方法的一个有利的发展中，如图9中所展示的，可以在控制持续时间TSZD内分布具有脉宽调制的阶段和直流模式阶段的任意的、或者也如图9中所展示的近似均匀的分布。在均匀分布的情况下，虽然可能再次出现基波，但是这个基波在明显更高的频率范围内并且具有更小的振幅。

Claims (4)

1.一种用于操作直流马达(M)的方法，
其中，该直流马达(M)经由桥式电路(4)被提供可变直流电压，该桥式电路由供电电压(VS)馈电并由第一可控开关(T1)、第二可控开关(T2)、第三可控开关(S1)和第四可控开关(S2)形成，其中，该直流电压通过对驱动该桥式电路(4)的可控开关(T1，T2，S1，S2)的控制信号的脉宽调制而变化，
其中，控制装置(1)通过脉宽调制来驱动该桥式电路(4)，该控制装置在将该直流马达(M)连接到该供电电压(VS)的该第一开关(T1)已被关断之后使连接到接地端子的该第二开关(T2)接通，反之亦然，其中，该控制装置(1)在该第一开关或该第二开关(T1或T2)被关断与该第二开关或该第一开关(T2或T1)被接通之间自动插入驱动暂停(tCCP)，其结果是，存在于该直流马达(M)上的桥式电路电压(VB)被由此产生的最大可设置占空比(DTY_max)限制为最大值(VBDTY_max)，该最大值小于该供电电压(VS)，并且该控制装置(1)还能够切换到直流模式，在该直流模式下，向该直流马达(M)提供该供电电压(VS)，
在该方法中，该控制装置(1)具有控制单元(2)，该控制单元在预定义的控制持续时间(TSZD)内生成驱动信号，所述驱动信号包含关于经脉宽调制的信号的占空比或关于与该占空比成比例的该直流马达(M)的供电电压的信息，其中，控制持续时间(TSZD)是经脉宽调制的控制信号的周期持续时间(TPWM)的倍数，
其中，对于要为该直流马达(M)设置的该桥式电路电压(VB)大于由该占空比的最大值(DTY_max)产生的该电压(VBDTY_max)的情况，该控制单元(2)在可预定义的驱动持续时间(TPWM_SLOW)期间驱动第一数量的控制持续时间(TSZD)和第二数量(nDC)的控制持续时间(TSZD)，该可预定义的驱动持续时间是这些控制持续时间(TSZD)的倍数，在该第一数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)以具有最大占空比(DTY_max)的经脉宽调制的信号操作，在该第二数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)在该直流模式下操作，其中，控制持续时间(TSZD)的第一数量与第二数量(nDC)的比率是从该要设置的桥式电路电压(VB)与对应于最大值的电压(VBDTY_max)之间的差值得到的。
2.如权利要求1所述的方法，其中，该控制单元(2)由微处理器形成，并且驱动该桥式电路(4)的电路装置(3)由集成电路形成。
3.如权利要求1或2所述的方法，其中，该第一数量的控制持续时间(TSZD)中的控制持续时间(TSZD)与该第二数量(nDC)的控制持续时间(TSZD)中的控制持续时间(TSZD)在驱动持续时间(TPWM_SLOW)内相互交替出现，在该第一数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)以具有最大占空比(DTY_max)的经脉宽调制的信号操作，在该第二数量的控制持续时间内，该桥式电路(4)在该直流模式下操作。
4.如权利要求3所述的方法，其中，该第一数量的控制持续时间(TSZD)中的控制持续时间(TSZD)和该第二数量的控制持续时间(TSZD)中的控制持续时间(TSZD)在驱动持续时间(TPWM_SLOW)内均匀分布。
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