DE102017216979A1

DE102017216979A1 - Hochseitige Ansteuerung für mehrstufigen Abwärtswandler

Info

Publication number: DE102017216979A1
Application number: DE102017216979.6A
Authority: DE
Inventors: Mark Mercer; Bryan Quinones; Hyungtaek Chang; Michael Jayo
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2017-06-19
Filing date: 2017-09-25
Publication date: 2018-12-20
Also published as: US10090763B1

Abstract

Ein mehrstufiger Abwärtswandler ist mit mehreren Regelkreisen vorgesehen, um die Ausgangsspannung über einen weiten Arbeitszyklusbereich zu regeln und gleichzeitig die Spannung des fliegenden Kondensators zu regeln. Die geregelte Spannung des fliegenden Kondensators wird genutzt, um die Schalttransistoren zu treiben, die in Bezug auf Masse schwebend sind.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen mehrstufigen Buck- bzw. Abwärtswandler und insbesondere die Ansteuerung der Schalttransistoren in einem mehrstufigen Abwärtswandler.
Hintergrund
Gegenüber einem herkömmlichen Abwärtswandler hat ein mehrstufiger Abwärtswandler mehrere Vorteile, wie eine höhere Effizienz bei hohen Lastzuständen. Zusätzlich senken die zusätzlichen Schalter bei mehrstufigen Abwärtswandlern in Kombination damit, dass die Spannung des fliegenden Kondensators um die Hälfte der Eingangsspannung niedriger ist, die Schaltbelastungen im Vergleich zu herkömmlichen Abwärtswandlern. Darüber hinaus ist die Welligkeit reduziert, da die vier Schalter in mehrstufigen Abwärtswandlern die doppelte Welligkeitsfrequenz gegenüber der Welligkeitsfrequenz bei gleicher Schaltgeschwindigkeit für einen herkömmlichen (einphasigen) Abwärtswandler erzeugen, so dass die Schaltfrequenz für einen mehrstufigen Abwärtswandler effektiv verdoppelt wird. Diese Erhöhung der Ausgangswelligkeitsfrequenz ermöglicht einem mehrstufigen Abwärtswandler vorteilhafterweise, einen kleineren Induktor zu verwenden als ein herkömmlicher Abwärtswandler.
Obwohl mehrstufige Abwärtswandler somit vorteilhafte Eigenschaften gegenüber herkömmlichen Abwärtswandlern bieten, ist die Steuerung der mehreren Schalter für einen mehrstufigen Abwärtswandler problematisch. Im Allgemeinen gibt es vier Schaltzustände für einen mehrstufigen Abwärtswandler mit vier Schaltern, wie in 1 dargestellt. In jedem Schaltzustand sind nur zwei Schalttransistoren aus einem Satz von vier Schalttransistoren eingeschaltet: ein Schalttransistor A, ein Schalttransistor B, ein Schalttransistor C und ein Schalttransistor D. In einem Schaltzustand D1 sind die Schalttransistoren A und C eingeschaltet, so dass die Spannung des fliegenden Kondensators V_CF durch die Eingangsspannung geladen wird und die Schaltknotenspannung Vsw an dem Eingang des Induktors ansteuert. Der resultierende Induktorstrom I_SW lädt einen Ausgangskondensator mit der Ausgangsspannung V_OUT . In einem Schaltzustand DV sind die Schalttransistoren-C und D eingeschaltet derart, dass der Induktor freiläuft und in den Ausgangskondensator entlädt. Der fliegende Kondensator schwebt (floats) während des Schaltzustands DV. In einem Schaltzustand D2 sind die Schalttransistoren D und B eingeschaltet derart, dass der fliegende Kondensator in den Schaltknoten entlädt. Schließlich sind die Schalttransistoren A und B in einem Schaltzustand DP eingeschaltet derart, dass der Schaltknoten auf die Eingangsspannung V_IN geladen wird. Der fliegende Kondensator schwebt während des Schaltzustands DP.
Im Vergleich zu einem herkömmlichen Abwärtswandler wird die Effektivwert(RMS - root-mean-square)-Schaltknotenspannung Vsw an dem Eingangsknoten zu dem Induktor um 50% reduziert. Insbesondere kann gezeigt werden, dass Vsw zwischen der Eingangsspannung V_IN und der Hälfte der Eingangsspannung schaltet, wenn die Ausgangsspannung größer als die Hälfte der Eingangsspannung ist. Umgekehrt schaltet Vsw zwischen V_IN/2 und Masse, wenn V_IN/2 größer als V_OUT ist. Diese Reduzierung des Schwingens der Schaltknotenspannung reduziert ebenfalls die Schaltspannungsbelastungen auf den Schalttransistoren. Aufgrund der reduzierten Spannungsbelastung können die Durchschlagsspannungsauslegungen für die Schalttransistoren im Vergleich zu herkömmlichen Schalttransistoren des Abwärtswandlers reduziert werden. Mehrstufige Abwärtswandler bieten somit reduzierte Leitungsverluste für ihre Schalttransistoren.
Diese Vorteile gehen jedoch zu Lasten einer höheren Regelungskomplexität, wie durch die vier Schaltzustände gezeigt, die oben unter Bezugnahme auf 1 diskutiert werden. Trotz dieser höheren Komplexität haben mehrstufige Abwärtswandler des Standes der Technik typischerweise herkömmliche Abwärtswandler-Steuertechniken eingesetzt, wie Tal-Modus- oder Spitze-Modus(Spitzenstrom)-Steuerung. Jedoch erzeugt der Übergang zwischen einer Tal-Modus- und einer Spitze-Modus-Steuerung in einem mehrstufigen Abwärtswandler eine Reihe von Steuerungsstabilitätsproblemen, die in Standard-Abwärtswandlern nicht vorhanden sind. Insbesondere ist anzumerken, dass ein Übergang von einer Spitze- zu einer Tal-Modus-Steuerung bei einem herkömmlichen Abwärtswandler über einen weiten Bereich von Betriebsbedingungen typischerweise nicht erforderlich ist. Jedoch gehen herkömmliche mehrstufige Abwärtswandler, die eine Strom-Modus-Steuerung nutzen, um eine Amps-Sekunden-Balance auf dem fliegenden Kondensator beizubehalten, von Tal-Modus- zu Spitzenstromsteuerung, wenn der Arbeitszyklus von weniger als 50% bis mehr als 50% reicht (wobei der Arbeitszyklus definiert ist als das Verhältnis der Ausgangsspannung zu der Eingangsspannung). Es ist daher üblich, eine Steuerung des mehrstufigen Abwärtswandlers auf nur einen der Tal-Modus- und Spitzenstromsteuerung-Modi zu beschränken. Eine solche Steuerungsbegrenzung wiederum schränkt den Arbeitszyklusbereich ein. Es besteht daher ein Bedarf in der Technik für einen verbesserten mehrstufigen Abwärtswandler mit einer Regelung über einen weiten Eingangsspannungsbereich.
Die Einschränkung des Arbeitsbereichs ist nicht das einzige Problem, das herkömmliche mehrstufige Abwärtswandler haben. Darüber hinaus leiden mehrstufige Abwärtswandler unter nicht idealen Spannungspegeln des fliegenden Kondensators. Aufgrund ihrer Topologie ist die Spannung des fliegenden Kondensators im Idealfall auf V_IN/2 gemittelt. Ähnlich wird die Schaltknotenspannung auf V_IN/2 gemittelt für die Schaltzustände D1 und D2. Im Gegensatz dazu ist die Schaltknotenspannung in dem Schaltzustand DV mit Masse verbunden und entspricht V_IN in dem Schaltzustand DP. Bei diesen drei möglichen Spannungswerten kann ein mehrstufiger Abwärtswandler, wie in 1 dargestellt, auch als dreistufiger Abwärtswandler bezeichnet werden. Die Summe der Schaltzustandsperioden D1 und D2 mal der (idealen) Spannung des fliegenden Kondensators V_IN/2 entspricht der Ausgangsspannung. Wie oben erwähnt, kann das Verhältnis der Ausgangsspannung zu der Eingangsspannung für einen mehrstufigen Abwärtswandler als ein Arbeitszyklusverhältnis D definierend angesehen werden derart, dass D = V_OUT/V_IN. Unter der Annahme, dass die Spannung V_CF des fliegenden Kondensators die Hälfte der Eingangsspannung ist, entspricht der Arbeitszyklus D somit der Hälfte der Summe der Schaltperioden D1 und D2. Unter idealen Bedingungen regelt sich die Spannung des fliegenden Kondensators auf V_IN/2, aber Ungleichgewichte aufgrund von Unterschieden in parasitären Elementen, wie der Schaltkapazität, führen dazu, dass die Spannung des fliegenden Kondensators in Richtung Masse oder in Richtung V_IN tendiert. Beides führt zu einer erheblichen Beeinträchtigung bei der Regelung der Ausgangsspannung durch die mehrstufige Abwärts-Steuervorrichtung. Außerdem verkomplizieren bestehende Schemen zum Regeln der Spannung des fliegenden Kondensators eine Regelung der Ausgangsspannung. Dementsprechend besteht in der Technik ein Bedarf an verbesserten mehrstufigen Abwärtswandlern, die über ein breites V_IN -zu-V_OUT-Verhältnis (ein breiter Arbeitszyklusbereich) geregelt werden können, während auch die Spannung des fliegenden Kondensators geregelt wird.
Im Vergleich zu einem herkömmlichen Abwärtswandler stellt eine Ansteuerung der Schalttransistoren in einem mehrstufigen Abwärtswandler eine zusätzliche Herausforderung dar, aufgrund der Probleme eines Lieferns der Gate-Ansteuerung zum Einschalten der drei schwebenden Schalttransistoren. Im Gegensatz dazu hat ein herkömmlicher Abwärtswandler nur einen schwebenden Schalttransistor. Bei beiden Typen von Abwärtswandlern ist ein Schalttransistor mit Masse verbunden. Es ist üblich, einen mehrstufigen Abwärtswandler mit NMOS-Schalttransistoren zu implementieren aufgrund ihrer vorteilhaft niedrigen Ein-Widerstände. Jedoch ist eine Erzeugung der Gate-Ansteuerungsspannungen, die ausreichen, um die schwebenden NMOS-Schalttransistoren in einem mehrstufigen Abwärtswandler einzuschalten, problematisch.
Es besteht somit ein Bedarf in der Technik an verbesserten Gate-Treibern für die Schalttransistoren in einem mehrstufigen Abwärtswandler.
Zusammenfassung
Ein mehrstufiger Abwärtswandler ist mit einer geregelten Spannung eines fliegenden Kondensators vorgesehen, die zur Ansteuerung eines ersten Schalttransistors, eines zweiten Schalttransistors und eines dritten Schalttransistors genutzt wird. Der erste Schalttransistor hat einen Drain, der mit einem Eingangsspannungsknoten für den mehrstufigen Abwärtswandler verbunden ist, und eine Source, die mit einem positiven Anschluss des fliegenden Kondensators verbunden ist und auch mit einem Drain für den zweiten Schalttransistor verbunden ist. Eine Source des zweiten Schalttransistors ist mit dem Eingangsknoten eines Induktors für den mehrstufigen Abwärtswandler verbunden. Der Drain des dritten Schalttransistors ist mit dem Eingangsknoten des Induktors verbunden und auch mit der Source des zweiten Schalttransistors verbunden. Ein Drain des dritten Schalttransistors ist mit einem negativen Anschluss für den fliegenden Kondensator verbunden und auch mit einem Drain für den vierten Schalttransistor verbunden. Die Source des vierten Schalttransistors ist mit Masse verbunden und ist somit nicht schwebend in Bezug auf Masse. Im Gegensatz dazu sind die ersten, zweiten und dritten Schalttransistoren alle in Bezug auf eine solche direkte Masseverbindung schwebend.
Ein Gate für jeden der Schalttransistoren wird von einem entsprechenden Gate-Treiber versorgt. Es gibt somit einen ersten Gate-Treiber für den ersten Schalttransistor, einen zweiten Gate-Treiber für den zweiten Schalttransistor und einen dritten Gate-Treiber für den dritten Schalttransistor. Jeder Gate-Treiber hat einen eigenen Spannungsversorgungsknoten zum Empfangen einer Leistungsversorgungsspannung. Die folgende Diskussion bezieht sich auf eine vorteilhafte Anwendung der geregelten Spannung des fliegenden Kondensators zur direkten oder indirekten Versorgung der Gate-Treiber-Leistungsversorgungsknoten. Insbesondere ist der Leistungsversorgungsknoten für den dritten Gate-Treiber mit dem positiven Anschluss für den fliegenden Kondensator so verbunden, dass die geregelte Spannung des fliegenden Kondensators den dritten Gate-Treiber direkt versorgen kann. Die Anwendung der Spannung des fliegenden Kondensators auf den ersten und zweiten Gate-Treiber ist etwas subtiler. Insbesondere ist der Leistungsversorgungsknoten für den ersten Gate-Treiber mit einem ersten Kondensator verbunden, der auch mit der Source für den ersten schwebenden Schalttransistor verbunden ist. Ähnlich ist der Leistungsversorgungsknoten für den zweiten Gate-Treiber mit einem zweiten Kondensator verbunden, der auch mit der Source für den zweiten schwebenden Schalttransistor verbunden ist.
Der fliegende Kondensator lädt entweder direkt oder indirekt den ersten und zweiten Kondensator wie folgt. Insbesondere werden die vier Schaltzustände für einen mehrstufigen Abwärtswandler mit vier Schaltern verwendet, um diesen Energieaustausch zu erleichtern. In einem ersten der Schaltzustände (hier als D1 bezeichnet), sind nur der erste und der dritte schwebende Schalttransistor eingeschaltet. In dem Schaltzustand D1 ist der fliegende Kondensator parallel mit dem zweiten Kondensator verbunden, so dass der fliegende Kondensator den zweiten Kondensator laden kann. Diese gleiche parallele Konfiguration des fliegenden Kondensators und des zweiten Kondensators erfolgt in einem zweiten Schaltzustand (hier als DV bezeichnet), in dem nur der dritte und vierte Schalttransistor eingeschaltet sind.
Der geladene zweite Kondensator kann dann verwendet werden, um den Gate-Treiber des zweiten Schalttransistors in einem dritten und einem vierten Schaltzustand zu versorgen. In dem dritten Schaltzustand (hier als D2 bezeichnet) sind nur der zweite Schalttransistor und der vierte Schalttransistor eingeschaltet. Der Schaltzustand D2 wird genutzt, um einen ersten Kondensator zu laden, der zwischen einem Leistungsversorgungsknoten für den ersten Gate-Treiber und der Source des ersten Schalttransistors verbunden ist, da dann der erste Kondensator und der zweite Kondensator parallel gekoppelt sind. Ähnlich sind der erste und der zweite Kondensator in dem vierten Schaltzustand (hier als DP bezeichnet) parallel gekoppelt, wobei nur der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor eingeschaltet sind. Der fliegende Kondensator versorgt somit indirekt den ersten Kondensator, indem der fliegende Kondensator den zweiten Kondensator in den Schaltzuständen D1 und DV lädt. Der geladene zweite Kondensator lädt dann den ersten Kondensator in den Schaltzuständen D2 und DP. Dementsprechend wird die geregelte Spannung des fliegenden Kondensators vorteilhaft genutzt, um die Gate-Treiber für den ersten Schalttransistor, den zweiten Schalttransistor und den dritten Schalttransistor zu versorgen. Der Gate-Treiber für den vierten Schalttransistor kann auf herkömmliche Weise durch eine interne Leistungsversorgungsspannung VDD für eine Steuervorrichtung für den mehrstufigen Abwärtswandler versorgt werden.
Diese und weitere vorteilhafte Merkmale für die offenbarten mehrstufigen Abwärtswandler können durch Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung besser eingeschätzt werden.
Figurenliste

1 zeigt die vier Schaltzustände für einen herkömmlichen mehrstufigen Abwärtswandler mit vier Schaltern.
2 ist ein Diagramm eines mehrstufigen Abwärtswandlers gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
3 zeigt zusätzliche Details für die Zeitsteuerungsschaltung in dem mehrstufigen Abwärtswandler von 2.
4 zeigt die Rampensignalwellenformen und resultierenden Schaltzustände für den mehrstufigen Abwärtswandler von 2 in Reaktion darauf, dass das Fehlersignal kleiner als ein mittlerer Pegel für die Rampensignale ist.
5 zeigt die Rampensignalwellenformen und resultierenden Schaltzustände für den mehrstufigen Abwärtswandler von 2 in Reaktion darauf, dass das Fehlersignal größer als ein mittlerer Pegel für die Rampensignale ist.
6 zeigt einen mehrstufigen Abwärtswandler, der konfiguriert ist zum Regeln seiner Ausgangsspannung und seiner Spannung des fliegenden Kondensators gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
7 zeigt weitere Details für die Steuervorrichtung in dem mehrstufigen Abwärtswandler von 6.
8 zeigt einen mehrstufigen Abwärtswandler, bei dem die Spannung des fliegenden Kondensators genutzt wird, um die schwebenden Schalttransistoren zu versorgen, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
9 zeigt, wie die vier Schaltzustände für den mehrstufigen Abwärtswandler in 8 zur Verteilung einer Ladung von dem fliegenden Kondensator zur Versorgung der Gate-Treiber für die schwebenden Schalttransistoren verwendet werden.
10 zeigt eine Wellenform für die geregelte Spannung des fliegenden Kondensators in dem mehrstufigen Abwärtswandler von 8. Detaillierte Beschreibung

Eine geregelte Spannung eines fliegenden Kondensators wird genutzt, um den Gate-Treiber für die schwebenden Schalttransistoren in einem mehrstufigen Abwärtswandler zu versorgen. Die folgende Diskussion betrifft eine besonders vorteilhafte Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators, die nahtlos in eine Regelung der Ausgangsspannung über einen weiten Arbeitszyklusbereich integriert wird. Es ist jedoch offensichtlich, dass die hier offenbarten schwebenden Schalttransistor-Treiberschaltungen und -verfahren mit alternativen Regelungstechniken der Spannung des fliegenden Kondensators praktiziert werden können.
Die vorteilhafte Regelung der Ausgangsspannung über einen weiten Bereich von Arbeitszyklen wird zuerst diskutiert, gefolgt von einer Diskussion der Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators. Die Gate-Ansteuerung des schwebenden Schalttransistors wird dann im Kontext der offenbarten Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators diskutiert. Ein beispielhafter mehrstufiger Abwärtswandler 200 ist in 2 gezeigt, der die Schalttransistoren A, B, C und D in herkömmlicher Anordnung enthält. Insbesondere hat der Schalttransistor A einen ersten Anschluss, der mit einem Knoten für die Eingangsspannung V_IN verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit einem ersten Anschluss für einen fliegenden Kondensator CF verbunden ist. Zusätzlich ist der zweite Anschluss für den Schalttransistor A mit einem ersten Anschluss für den Schalttransistor B verbunden. Wie hier verwendet, bezeichnet ein Transistor-„Anschluss“ hier zum Beispiel einen Drain- oder Source-Anschluss für einen MOS-Feldeffekttransistor. Ein zweiter Anschluss für den Schalttransistor B ist mit einer Schaltanschluss (SW) für einen Induktor L1 verbunden, der mit einem Ausgangskondensator C1 verbunden ist zur Glättung der Ausgangsspannung V_OUT. Der Schalttransistor C hat einen ersten Anschluss, der mit dem SW-Knoten (Eingangsknoten für Induktor L1) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit einem verbleibenden Anschluss für den fliegenden Kondensator CF verbunden ist. Zusätzlich ist der zweite Anschluss für den Schalttransistor C mit einem ersten Anschluss des Schalttransistors D verbunden, dessen zweiter Anschluss mit Masse verbunden ist.
Ein Fehlerverstärker 205 erzeugt eine Fehlerspannung (ER V_OUT) in Reaktion auf eine Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einer Referenzspannung (REF_{V_OUT} ). Die Fehlerspannung wird mit zwei zueinander um 180° phasenverschobenen Rampensignalen verglichen (es ist anzumerken, dass andere Phasenbeziehungen in alternativen Ausführungsbeispielen verwendet werden können). Ein erster Rampengenerator 210 erzeugt ein erstes Rampensignal in Reaktion auf einen Takt von einer Taktquelle 215. Ein zweiter Rampengenerator 220 erzeugt ein zweites Rampensignal in Reaktion auf ein invertiertes Taktsignal von der Taktquelle 215. Das zweite Rampensignal ist somit um 180° phasenverschoben zu dem ersten Rampensignal. Ein erster Komparator 225 vergleicht das erste Rampensignal mit dem Fehlersignal, um ein erstes Steuersignal 230 zu erzeugen. Ähnlich vergleicht ein zweiter Komparator 235 das zweite Rampensignal mit dem Fehlersignal, um ein zweites Steuersignal 240 zu erzeugen. Eine Zeitsteuerungslogikschaltung 245 bestimmt die Zeiten bzw. Timings für die Schaltzustände D1, D2, DV und DP (wie in Bezug auf 1 diskutiert) in Reaktion auf das erste Steuersignal 230 und das zweite Steuersignal 240, wie weiter unten beschrieben. Eine Schaltsteuerungs- und Treiberschaltung 250 steuert die Gates der Schalttransistoren A, B, C und D an, um den von der Zeitsteuerungslogikschaltung 245 ausgewählten Schaltzustand zu bewirken. Wenn zum Beispiel die Zeitsteuerungslogikschaltung 245 angibt, dass der Schaltzustand D1 aktiviert werden soll, schaltet die Schaltsteuerungs- und Treiberschaltung 250 die Schalttransistoren A und C ein durch Ansteuern ihrer Gates mit den geeigneten Spannungen. Wenn die Schalttransistoren A und C NMOS-Transistoren sind, lädt die Schaltsteuerungs- und Treiberschaltung 250 ihre Gates, um diese Transistoren einzuschalten. Gleichzeitig werden die Gates der Schalttransistoren B und D entladen. Das Laden und Entladen wird in einem Ausführungsbeispiel eines PMOS-Schalttransistors umgekehrt.
Ein Beispiel für die Zeitsteuerungslogikschaltung 245 wird in 3 detaillierter gezeigt. Ein erstes Flip-Flop 300 setzt (aktiviert) ein erstes Signal, bezeichnet als D1_pulse, in Reaktion auf eine steigende Flanke für das Taktsignal (bezeichnet als CLK) von der Taktquelle 215 (2). Das Flip-Flop 300 setzt das D1_pulse-Signal in Reaktion auf die Aktivierung des ersten Steuersignals 230 von dem ersten Komparator 225 zurück (2). Das Signal D1_pulse wird somit zu Beginn der Rampenperiode für das erste Rampensignal aktiviert und deaktiviert, wenn das erste Rampensignal größer ist als das Fehlersignal von dem Differenzverstärker 205 (2). Ein zweites Flip-Flop 305 setzt ein zweites Signal, bezeichnet als D2_pulse, in Reaktion auf eine steigende Flanke für das invertierte Taktsignal (bezeichnet als CLK_B) von der Taktquelle 215. Das Flip-Flop 305 setzt das Signal D2_pulse in Reaktion auf die Aktivierung des zweiten Steuersignals 240 von dem zweiten Komparator 235 zurück (2). Das Signal D2_pulse wird somit zu Beginn jeder Periode für das zweite Rampensignal aktiviert und deaktiviert, wenn das zweite Rampensignal größer als das Fehlersignal ist.
Wie hierin verwendet, wird ein Signal, wie die Signale D1_pulse und D2_pulse, als aktiviert oder gesetzt angesehen, wenn es einen logischen wahren Wert hat, unabhängig davon, ob die Logikkonvention logisch-hoch oder logischniedrig ist. Ähnlich gilt ein Signal hierin als deaktiviert oder zurückgesetzt, wenn es einen logischen falschen Wert hat. Wie hier verwendet, wird ein Signal, das „ein“ ist, als aktiviert angesehen, während ein Signal, das „aus“ ist, als deaktiviert angesehen wird. Es gibt somit vier mögliche Ein- und Aus-Kombinationen für die logischen Zustände der Signale D1_pulse und D2_pulse. Diese vier logischen Zustände können wie folgt den Schaltzuständen D1, D2, DP und DV in einer Nachschlagetabelle (LUT - look-up table) 310 zugeordnet werden. Wenn das Signal D1_pulse ein ist und das Signal D2_pulse aus ist, aktiviert LUT 310 einen Befehl zur Auswahl des Schaltzustands D1. Umgekehrt, wenn das Signal D2_pulse ein ist, während das Signal D1_pulse aus ist, aktiviert LUT 310 einen Befehl zur Auswahl des Schaltzustands D2. Wenn beide Signale aus sind, aktiviert LUT 310 einen Befehl zur Auswahl des Schaltzustands DV. Schließlich, wenn beide Signale ein sind, aktiviert LUT 310 einen Befehl zur Auswahl des Schaltzustands DP. Die resultierenden Betriebsregeln, die in LUT 310 codiert sind, sind in der folgenden Tabelle zusammengefasst:

Schaltzustand D1_pulse D2_ pulse

D1 EIN AUS

D2 AUS EIN

DV AUS AUS

DP EIN EIN
Die resultierende Steuerung ist abhängig von dem Arbeitszyklus, der wiederum bestimmt, ob das Fehlersignal kleiner als 50% oder größer als 50% eines Mittelpunkts der Spitzenspannung für die zwei Rampensignale ist (die Hälfte der Spitzenspannung). Ein Beispiel für die Rampenwellenformen für ein Fehlersignal, das kleiner als 50% der Mittelpunkt-Spannungen des Rampensignals ist, ist in 4 gezeigt. Das erste Rampensignal beginnt eine Periode an einem Zeitpunkt t0, an dem das erste Rampensignal weiter ansteigt, bis es größer ist als das Fehlersignal an einem Zeitpunkt t1. Das zweite Rampensignal beginnt seine Periode erst an einem Zeitpunkt t2. Das in Bezug auf 3 diskutierte Signal D1_pulse ist somit von Zeitpunkt t0 bis Zeitpunkt t1 ein, während das Signal D2_pulse aus ist. Der Schaltzustand D1 ist somit von dem Zeitpunkt t0 bis t1 aktiviert. Zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 sind beide Signale D1_pulse und D2_pulse aus, so dass der DV-Schaltzustand von Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t2 aktiviert ist. Zum Zeitpunkt t2 wird das Signal D2_pulse aktiviert, bis es deaktiviert wird, wenn das zweite Rampensignal größer als das Fehlersignal ist an einem Zeitpunkt t3. Das erste Rampensignal beginnt eine weitere Periode erst nach einem Zeitpunkt t4. Somit ist das Signal D2_pulse ein und das Signal D1_ pulse aus von den Zeitpunkten t2 bis t3, so dass der Schaltzustand D2 während dieser Periode aktiviert ist. Es ist somit offensichtlich, dass die Schaltzustände in diesem Muster von D1 bis DV bis D2 weiterlaufen, solange das Fehlersignal unter dem Mittelpunkt der zwei Rampensignale ist. Ein weiterer solcher Zyklus beginnt an dem Zeitpunkt t4 mit dem Schaltzustand D1. Der Strom in den Schaltknoten I(SW) steigt während des Schaltzustands D1 an, da die Eingangsspannung den fliegenden Kondensator lädt. Während des DV-Schaltzustands sinkt der Strom I(SW), da der Induktor freiläuft. Während des Schaltzustands D2 steigt der Strom I(SW) wieder an, da der fliegende Kondensator in den Schaltknoten SW entlädt.
Wenn das Fehlersignal über den Mittelpunkt für die Rampensignale hinaus ansteigt, erzeugt die hier offenbarte Steuerung die in 5 gezeigten Wellenformen. Da die Rampenwellenformen zueinander um 180° phasenverschoben sind und das Fehlersignal über ihren Mittelpunkten ist, kann ein Rampensignal, das von dem Beginn einer Rampenperiode startet, nicht über das Fehlersignal hinaus ansteigen, bevor das verbleibende Rampensignal eine weitere Periode beginnt. Zum Beispiel beginnt das erste Rampensignal eine Periode an einem Zeitpunkt t0. Aufgrund der Phasenbeziehung zu dem zweiten Rampensignal erreicht das erste Rampensignal seinen Mittelpunkt an dem Zeitpunkt t1, wenn das zweite Rampensignal seine Periode beginnt. Das Fehlersignal liegt jedoch über dem Mittelpunkt, so dass von dem Zeitpunkt t1 bis zu einem Zeitpunkt t2, an dem das erste Rampensignal das Fehlersignal passiert, sowohl das Signal D1_pulse als auch das Signal D2_pulse ein ist. Von dem Zeitpunkt t0 bis zu dem Zeitpunkt t1 ist nur das Signal D1_pulse ein, so dass die Schaltperiode D1 zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 aktiviert ist. Von dem Zeitpunkt t1 bis zu dem Zeitpunkt t2 ist der DP-Schaltzustand aktiviert. Da das Signal D1_pulse nach der Zeitpunkt t2 bis zu dem Beginn seiner nächsten Periode an einem Zeitpunkt t3 ausgeschaltet ist, wird der Schaltzustand D2 von dem Zeitpunkt t2 bis zum dem Zeitpunkt t3 aktiviert. Von dem Zeitpunkt t3 bis zu einem Zeitpunkt t4 sind sowohl die D1- als auch die D2-Phase ein, so dass der DP-Schaltzustand ausgewählt wird. Der Zyklus von D1 zu DP zu D2 zu DP würde sich dann wiederholen, so dass der Schaltzustand D1 an dem Zeitpunkt t4 aktiviert ist. Aufgrund der Zunahme des Fehlersignals entmagnetisieren sowohl der Schaltzustand D1 als auch der Schaltzustand D2, so dass der Schaltstrom I(SW) während dieser Schaltzustände abnimmt. Im Gegensatz dazu ist der DP-Schaltzustand ein magnetisierender Zustand derart, dass der Schaltstrom I(SW) während des DP-Schaltzustands ansteigt.
Wenn das Fehlersignal über den Mittelpunkt hinaus geht, ist zu sehen, dass die Schaltzustände D1 und D2 im Wesentlichen einen Arbeitszyklus von 50% haben. Wenn das Fehlersignal leicht unter den Mittelpunkt der Rampensignale fällt, treten kleine Perioden des DV-Schaltzustands auf, während kleine Perioden der DP-Schaltzustände auftreten, wenn das Fehlersignal leicht über den Mittelpunkt ansteigt. Eine korrekte Regelung der Ausgangsspannung ist somit vorteilhafterweise über den Bereich der Fehlersignalamplituden und auch über einen weiten Arbeitszyklusbereich für den offenbarten mehrstufigen Abwärtswandler vorgesehen.
Die resultierende Steuerung der Schaltzustände zur Regelung der Ausgangsleistung wird vorteilhaft modifiziert, um auch die Spannung des fliegenden Kondensators auf den gewünschten Pegel von V_IN/2 zu regeln. Ein beispielhafter mehrstufiger Abwärtswandler 600 wird in 6 gezeigt. Die Schalttransistoren A, B, C und D, der fliegende Kondensator CF, der Induktor L1 und der Ausgangskondensator C1 sind angeordnet wie in Bezug auf den mehrstufigen Abwärtswandler 200 diskutiert. Zusätzlich wird die Last durch einen Widerstand RL repräsentiert. Die Ausgangsspannung wird durch einen Spannungsteiler abgetastet, der durch die Widerstände R1 und R2 gebildet wird, so dass die abgetastete Ausgangsspannung mit der Referenzspannung Vref in dem Fehlerverstärker 205 verglichen werden kann. Die Fehlersignalspannung (Vea) von dem Fehlerverstärker 205 wird durch einen Schleifenfilter kompensiert, der durch die Kondensatoren C2, C3 und den Widerstand RC gebildet wird. Es ist offensichtlich, dass ein analoger Schleifenfilter verwendet werden kann, um das Fehlersignal in dem mehrstufigen Abwärtswandler 200 von 2 zu kompensieren. Die Fehlersignalspannung wird an den Komparatoren 225 und 235 verglichen, um die Steuersignale 230 bzw. 240 zu bilden, wie auch in Bezug auf 2 diskutiert. Der erste Rampensignalgenerator 210 umfasst eine Stromquelle IR2, die einen Kondensator CR2 ansteuert. Die Spannung des ersten Rampensignals steigt somit an, wenn die Stromquelle IR2 den Kondensator CR2 lädt. Jede Rampensignalperiode für das erste Rampensignal beginnt durch ein Zurücksetzen der Spannung an dem Kondensator CR2 durch einen Schalter S2. Ähnlich umfasst der zweite Rampensignalgenerator 220 eine Stromquelle IR1, die einen Kondensator CR1 ansteuert, der durch einen Schalter S1 zurückgesetzt wird.
Ein Verstärker 605 überwacht die Spannung V_CF des fliegenden Kondensators, so dass sie mit einer Referenzspannung (Vcapref) des fliegenden Kondensators an einem Transkonduktanzverstärker 610 verglichen werden kann. Der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 610 ist somit ein Fehlerstrom lerr, der den Fehler (Differenz) zwischen der Spannung des fliegenden Kondensators und der Referenzspannung des fliegenden Kondensators repräsentiert. Es ist offensichtlich, dass ein derartiges Fehlersignal ein Spannungsfehlersignal in alternativen Ausführungsbeispielen sein kann. In Bezug erneut auf die 4 und 5 ist anzumerken, dass die Schaltzustände D1 und D2 abhängig von der Fehlersignalamplitude entweder beide magnetisierend oder beide entmagnetisierend sind. Wenn die Summe von D1 und D2 konstant gehalten wird, wird die gewünschte Ausgangsleistungsregelung erreicht. Aus 1 ist ersichtlich, dass der Schaltzustand D1 die Spannung des fliegenden Kondensators erhöht, während der Schaltzustand D2 diese verringert. Sollte die Spannung des fliegenden Kondensators zu hoch sein, erhöht die hier offenbarte Regelung des fliegenden Kondensators somit die Länge des Schaltzustands D2. Der Schaltzustand D1 muss dann jedoch verringert werden, damit die Summe aus D1 und D2 konstant bleibt. Zur Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators umfasst der mehrstufige Abwärtswandler 600 daher eine Schaltsteuerschaltung 615, die die Perioden für die Schaltzustände D1 und D2 in Reaktion auf den Fehlerstrom lerr modifiziert, während die Summe der Schaltzustandsperioden D1 und D2 unverändert bleibt. Um diese Regelung zu bewirken, können entgegengesetzte Flanken der Signale D1_pulse und D2_pulse abhängig von dem Vorzeichen des Fehlerstroms lerr entweder verzögert oder vorgestellt werden, wie weiter unten erläutert wird.
Anstatt die Signale D1_pulse und D2_pulse in der Schaltsteuerschaltung 615 anzupassen, kann die Rampensignalerzeugung selbst angepasst werden, wie in 6 gezeigt. Zum Beispiel können die zwei Stromquellen IR1 und IR2 in den Rampensignalgeneratoren 210 und 215 konfiguriert werden, auf komplementäre Weise auf den Fehlerstrom lerr zu reagieren. Die Rampenneigung für die zwei Rampensignale wird derart angepasst, dass eine Zunahmerate für ein Rampensignal erhöht wird, während die verbleibende Zunahmerate des Rampensignals verringert wird.
Die folgende Diskussion betrifft die Anpassung der Signale D1_pulse und D2_pulse in der Schaltsteuerschaltung 615, da gezeigt werden kann, dass die resultierende Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators vorteilhafterweise von der Ausgangsleistungsregelung entkoppelt ist. Ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel für die Schaltsteuerschaltung 615 ist in 7 gezeigt. Das Signal D1_pulse wird durch eine feste Verzögerungsschaltung 715 verzögert (zum Beispiel eine Verzögerung um ¼ der Periode für das erste Rampensignal), um ein verzögertes Ausgangssignal zu bilden, das ein Flip-Flop 720 taktet. Ein Q-Ausgang des Flip-Flops 720 (bezeichnet als RisingEdgeD1) wird somit nach der Verzögerung um ¼ Periode von der steigenden Flanke des Signals D1_pulse hoch. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 720 setzt einen RS-Latch 740. Der Q-Ausgang des Latch 740 ist die verzögerte Version des Signals D1_pulse, bezeichnet als D1_pulse_delay. Der Fehlerstrom lerr (mit einem +/-Vorzeichen versehen, da er abhängig von dem Spannungsfehler des fliegenden Kondensators positiv oder negativ sein kann) treibt eine stromgesteuerte Verzögerungsschaltung 700, die die gleiche nominale Verzögerung wie die feste Verzögerungsschaltung 715 hat. Wenn zum Beispiel die feste Verzögerung ¼ der Rampenperiode ist, dann ist die nominale Verzögerung für die stromgesteuerte Verzögerungsschaltung 700 ¼ der Rampenperiode. Diese nominale Verzögerung wird jedoch um einen Faktor (bezeichnet als Delta T) entweder erhöht oder verringert in Reaktion auf den Fehlerstrom lerr, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, dessen fallende Flanke einen Flip-Flop 725 taktet. Wie das Flip-Flop 720 ist der Dateneingang D des Flip-Flops 725 an die Versorgungsspannung VDD gebunden derart, dass der Q-Ausgang des Flip-Flops 725 hoch wird, wenn das Flip-Flop 725 getaktet wird. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 725 (bezeichnet als FallingEdgeD1) setzt den Latch 740 zurück, der dominant zurückgesetzt wird, um Konflikte zwischen seinen Setzen- bzw. Set- und Zurücksetzen- bzw. Reset-Befehlen zu lösen. Die fallende Flanke des Signals D1_pulse_delay wird somit entweder vorgestellt oder verzögert relativ zu seiner nominalen Verzögerung von ¼ Periode durch die Anpassung in der stromgesteuerten Verzögerungsschaltung 700. Die Ein-Zeit für das Signal D1_pulse_delay kann somit hinsichtlich seiner steigenden Flanke entweder verlängert oder reduziert werden, um die gewünschte Anpassung des Schaltzustands D1 vorzusehen. Der Latch 740 aktiviert bei einem Zurücksetzen ein Q-Bar-Signal (Q-Komplement), das von einer durch eine ansteigende Flanke ausgelösten One-Shot-Schaltung 745 empfangen wird. Der resultierende One-Shot-Puls von der One-Shot-Schaltung 745 wird an dem Clear(CLR)-Anschluss für die Flip-Flops 720 und 725 empfangen, um diese zurückzusetzen.
Das Signal D2_pulse wird angepasst, um eine verzögerte Version zu bilden (als D2_pulse_delay-Signal bezeichnet), auf komplementäre Art. Da die fallende Flanke für das Signal D1_pulse_delay angepasst wurde, ist es die steigende Flanke für das Signal D2_pulse_delay, die in Bezug auf ihren nominalen Verzögerungswert entweder vorgestellt oder verzögert wird. Das Signal D2_ pulse wird somit sowohl an einer festen Verzögerungsschaltung 710 als auch an einer stromgesteuerten Verzögerungsschaltung 705 empfangen, die eine entsprechende nominale Verzögerung von ¼ der Rampenperiode hat. Abhängig von dem Fehlerstromvorzeichen und der Amplitude passt die stromgesteuerte Verzögerungsschaltung 705 die nominale Verzögerung um den Faktor Delta T an, wie in Bezug auf die stromgesteuerte Verzögerungsschaltung 700 beschrieben. Es ist offensichtlich, dass in alternativen Ausführungsbeispielen die feste Verzögerung von ¼ der Rampenperiode und die entsprechende nominale Verzögerung von ¼ der Rampenperiode entweder erhöht oder verringert werden können. Das Ausgangssignal der stromgesteuerten Verzögerungsschaltung 705 wird an dem Takteingang eines Flip-Flops 730 empfangen, das ein Q-Ausgangssignal (bezeichnet als RisingEdgeD2) in Reaktion auf die steigende Flanke für das Ausgangssignal von der stromgesteuerten Verzögerungsschaltung 705 aktiviert. Das RisingEdgeD2-Signal setzt einen SR-Latch 750, um das D2_plus_delay-Signal zu aktivieren. Die fallende Flanke für das Ausgangssignal von der festen Verzögerungsschaltung 710 taktet ein Flip-Flop 735, um ein FallingEdgeD2-Ausgangssignal zu aktivieren, das den Latch 750 zurücksetzt. In Reaktion auf das Zurücksetzen wird der Q-Komplement-Ausgang von dem Latch 750 hoch, um einen One-Shot-Puls von einer durch eine steigende Flanke ausgelösten One-Shot-Schaltung 755 auszulösen, der die Flip-Flops 730 und 735 über ihre Clear-Eingänge zurücksetzt. Die Steuer- und Gate-Treiberschaltung 760 umfasst eine Logikschaltung, wie die LUT 310 in 3. Die resultierende Steuerung der Schaltzustände D1, D2, DV und DP ist wie in der obigen Tabelle diskutiert, mit einem Ersatz der Signale D1_pulse und D2_pulse durch die Signale D1_pulse_delay bzw. D2_pulse_delay. Die Gate-Ansteuerung für die Schalttransistoren A, B und C wird im Folgenden diskutiert.
Unter Bezugnahme auf 8 umfasst ein mehrstufiger Abwärtswandler 800 eine Vielzahl von Gate-Treibern für die Schalttransistoren, die von der geregelten Spannung des fliegenden Kondensators mit Energie versorgt werden. Insbesondere sind die Schalttransistoren A, B, C und D derart angeordnet, wie in Bezug auf den mehrstufigen Abwärtswandler 600 diskutiert wird (6). Ähnlich sind der Induktor L1 und der fliegende Kondensator CF derart angeordnet, wie in Bezug auf den mehrstufigen Abwärtswandler 600 diskutiert wird. Zur übersichtlicheren Darstellung sind die Komponenten zur Regelung der Ausgangsspannung und der Spannung des fliegenden Kondensators, wie die Schaltsteuerschaltung 615, die Rampengeneratoren 210 und 220, der Transkonduktanzverstärker 610, der Fehlerverstärker 205 usw. in 8 nicht gezeigt, sondern werden als vorhanden angenommen, um die Ausgangsspannung und die Spannung des fliegenden Kondensators zu regeln. Es ist anzumerken, dass diese Komponenten durch eine interne Leistungsversorgungsspannung VDD versorgt werden. Diese interne Leistungsversorgungsspannung kann zur Versorgung eines Gate-Treibers 820 für den Schalttransistor D verwendet werden, da die Source für den Schalttransistor D mit Masse verbunden ist. Die übrigen Schalttransistoren schweben in Bezug auf eine solche direkte Masseverbindung derart, dass die Leistungsversorgungsspannung VDD für die Versorgung ihrer Gate-Treiber ungeeignet ist. Insbesondere wird der Schalttransistor A durch einen Gate-Treiber 805 ein- und ausgeschaltet. Ähnlich steuert ein Gate-Treiber 810 die Gate-Spannung für den Schalttransistor B, während ein Gate-Treiber 815 die Gate-Spannung für den Schalttransistor C steuert. Die Versorgung der Gate-Treiber 805, 810 und 815 mit Energie unter Verwendung der geregelten Spannung des fliegenden Kondensators erfolgt wie folgt.
In Bezug auf den Gate-Treiber 815 ist anzumerken, dass die Source des Schalttransistors C mit einem Kondensator-negativen (CN - capacitor negative) Anschluss für den fliegenden Kondensator verbunden ist. Ein Kondensatorpositiver (CP - capacitor positive) Anschluss für den fliegenden Kondensator ist mit dem Leistungsversorgungsknoten für den Gate-Treiber 815 verbunden, so dass die Spannung des fliegenden Kondensators diesen direkt mit Energie versorgen kann. Die Sources der Schalttransistoren A und B sind jedoch nicht mit dem CN-Anschluss für den fliegenden Kondensator verbunden, so dass deren Gate-Treiber nicht direkt mit dem CP-Anschluss des fliegenden Kondensators verbunden werden können. Stattdessen ist ein erster Boot-Kondensator CB1 von der Source des Schalttransistors A zu dem Leistungsversorgungsknoten für den Gate-Treiber 805 verbunden, um den Gate-Treiber 805 mit Energie zu versorgen. Ebenso ist ein zweiter Boot-Kondensator CB2 von der Source des Schalttransistors B mit dem Leistungsversorgungsknoten für den Gate-Treiber 810 verbunden, um den Gate-Treiber 810 mit Energie zu versorgen.
Das Laden der Boot-Kondensatoren CB1 und CB2 durch den fliegenden Kondensator ist in Bezug auf die in 9 gezeigten Schaltzustände besser zu verstehen. Insbesondere zeigt 9 die Schaltzustände D1, D2, DV und DP, die in Bezug auf Figur diskutiert werden. Wie in 9 gezeigt, ist der Boot-Kondensator CB2 sowohl in dem D1- als auch in dem DV-Schaltzustand parallel mit dem fliegenden Kondensator gekoppelt. Der fliegende Kondensator CF lädt somit den Boot-Kondensator CB2 in diesen Schaltzuständen. Der Schalttransistor B wird nur in den Schaltzuständen D2 und DP eingeschaltet derart, dass der geladene Boot-Kondensator CB2 dann die erforderliche Gate-Spannung vorsehen kann. Um eine Entladung des geladenen Boot-Kondensators CB2 in den fliegenden Kondensator zu verhindern, ist der CP-Anschluss für den fliegenden Kondensator mit dem Boot-Kondensator CB2 über eine Gleichrichtervorrichtung verbunden, wie eine Diode D2.
In den Schaltzuständen D2 und DP sind die Boot-Kondensatoren CB1 und CB2 parallel gekoppelt derart, dass das Laden des Boot-Kondensators CB2 in den Schaltzuständen D1 und DV dann die Energie zum Laden des Boot-Kondensators CB1 in den Schaltzuständen D2 und DP vorsieht. Der Gate-Treiber 805 wird somit in den Schaltzuständen D1 und DP von dem geladenen Boot-Kondensator CB1 mit Energie versorgt, so dass er den Schalttransistor A einschalten kann. Um zu verhindern, dass der Boot-Kondensator CB1 in den Schaltzuständen D1 und DV in den Boot-Kondensator CB2 entlädt, ist der Leistungsversorgungsknoten für den Gate-Treiber 810 über eine Gleichrichtervorrichtung, wie eine Diode D1, mit dem Leistungsversorgungsknoten für den Treiber 805 verbunden. Zusätzlich ist anzumerken, dass die interne Leistungsversorgungsspannung VDD ein Laden der Leistungsversorgungsknoten für die Gate-Treiber 805 und 810 durch Verbinden der Leistungsversorgungsschiene für VDD mit den Leistungsversorgungsknoten über eine Gleichrichtervorrichtung, wie eine Diode D3, unterstützen kann. Es ist offensichtlich, dass die Dioden D1, D2 und D3 durch alternative Gleichrichtervorrichtungen ersetzt werden können, wie Gleichrichterschalter.
Die Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators kann festgeklemmt werden derart, dass die Spannung des fliegenden Kondensators weder unter eine Minimumspannung fällt noch über eine Maximalspannung ansteigt, wie in 10 gezeigt. In diesem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist die Minimumspannung 3,5V und die Maximalspannung 5,5V, aber es ist offensichtlich, dass andere festgeklemmte Spannungen in alternativen Ausführungsbeispielen verwendet werden können. Unter Bezugnahme erneut auf 6, kann die Referenzspannung Vcapref, die bei der Regelung des fliegenden Kondensators verwendet wird, von der Eingangsspannung V_IN durch einen Spannungsteiler (nicht gezeigt) abgeleitet werden, der durch ein serielles Paar von Widerstandseinrichtungen mit gleichen Widerständen gebildet wird. Jedoch kann die aus dem Spannungsteiler resultierende Spannung dann festgeklemmt werden, wenn sie unter die Minimumspannung fällt oder über die Maximalspannung steigt. Ein Verhindern, dass die Spannung des fliegenden Kondensators unter die Minimumspannung, wie zum Beispiel 3,5 V, fällt, stellt sicher, dass genügend Spannung zur Versorgung der Gate-Treiber verfügbar ist. Ebenso stellt ein Verhindern, dass die Spannung des fliegenden Kondensators die Maximalspannung, wie zum Beispiel 5,5 V, übersteigt, sicher, dass die Gate-Treiber nicht durch zu hohe Leistungsversorgungsspannungen belastet werden.
Wie für Fachleute nun offensichtlich ist und abhängig von der bestimmten vorliegenden Anwendung können viele Modifikationen, Substitutionen und Variationen in und an den Materialien, den Vorrichtungen, Konfigurationen und Verwendungsverfahren der Vorrichtungen der vorliegenden Offenbarung vorgenommen werden, ohne von ihrem Umfang abzuweichen. Vor diesem Hintergrund sollte der Umfang der vorliegenden Offenbarung nicht auf die hier dargestellten und beschriebenen bestimmten Ausführungsbeispiele beschränkt sein, da sie lediglich beispielhaft sind, sondern in vollem Umfang mit den nachstehend angefügten Ansprüchen und ihren funktionalen Äquivalenten übereinstimmen.

Claims

Ein mehrstufiger Abwärtswandler, der aufweist: eine Vielzahl von vier Schalttransistoren mit vier Schaltzuständen in Bezug auf einen Induktor und einen fliegenden Kondensator, wobei die Vielzahl von vier Schalttransistoren einen ersten Schalttransistor mit einem Drain, der mit einem Eingangsspannungsknoten verbunden ist, einen zweiten Schalttransistor mit einer Source, die mit einem Eingangsknoten für den Induktor verbunden ist, und mit einem Drain, der mit einer Source für den ersten Schalttransistor verbunden ist, umfasst; einen fliegenden Kondensator mit einem positiven Anschluss, der mit der Source des ersten Schalttransistors verbunden ist; einen ersten Gate-Treiber zum Ansteuern eines Gates für den ersten Schalttransistor; einen zweiten Gate-Treiber zum Ansteuern eines Gates des zweiten Schalttransistors; einen ersten Boot-Kondensator, der zwischen der Source des ersten Schalttransistors und einem Leistungsversorgungsknoten für den ersten Gate-Treiber verbunden ist; und einen zweiten Boot-Kondensator, der zwischen der Source des zweiten Schalttransistors und einem Leistungsversorgungsknoten für den zweiten Gate-Treiber verbunden ist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 1, wobei die Vielzahl von vier Schalttransistoren weiter einen dritten Schalttransistor mit einem Drain, der mit der Source des zweiten Schalttransistors verbunden ist, und einen vierten Schalttransistor mit einem Drain, der mit einer Source für den dritten Schalttransistor verbunden ist, und mit einem Drain, der mit Masse verbunden ist, umfasst, wobei der fliegende Kondensator einen negativen Anschluss umfasst, der mit der Source des dritten Schalttransistors verbunden ist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 2, der weiter aufweist: einen dritten Gate-Treiber zum Ansteuern eines Gates des dritten Schalttransistors, wobei der positive Anschluss des fliegenden Kondensators mit einem Leistungsversorgungsknoten für den dritten Gate-Treiber verbunden ist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 2 oder 3, der weiter aufweist: eine erste Gleichrichtervorrichtung, die den Leistungsversorgungsknoten für den zweiten Gate-Treiber mit dem Leistungsversorgungsknoten für den ersten Gate-Treiber verbindet.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 4, der weiter eine zweite Gleichrichtervorrichtung aufweist, die den positiven Anschluss für den fliegenden Kondensator mit dem Leistungsversorgungsknoten für den zweiten Gate-Treiber verbindet.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 5, wobei die erste Gleichrichtervorrichtung eine erste Diode aufweist und die zweite Gleichrichtervorrichtung eine zweite Diode aufweist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 5 oder 6, der weiter aufweist: einen ersten Fehlerverstärker, der konfiguriert ist zum Erzeugen eines ersten Fehlersignals in Reaktion auf eine Differenz zwischen einer Ausgangsspannung und einer ersten Referenzspannung; einen zweiten Fehlerverstärker, der konfiguriert ist zum Erzeugen eines zweiten Fehlersignals in Reaktion auf eine Differenz zwischen einer Spannung über den fliegenden Kondensator und einer zweiten Referenzspannung; und eine Steuervorrichtung, die konfiguriert ist zum Erzeugen eines ersten Steuersignals, das zu Beginn jeder Periode für ein erstes Rampensignal aktiviert wird und zurückgesetzt wird, wenn das erste Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, und die konfiguriert ist zum Erzeugen eines zweiten Steuersignals, das zu Beginn jeder Periode für ein zweites Rampensignal aktiviert wird und zurückgesetzt wird, wenn das zweite Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, wobei die Steuervorrichtung weiter konfiguriert ist zum Anpassen der Aktivierung des ersten Steuersignals und des zweiten Steuersignals in Reaktion auf das zweite Fehlersignal, um ein angepasstes erstes Steuersignal und ein angepasstes zweites Steuersignal zu erzeugen, und wobei die Steuervorrichtung eine Logikschaltung umfasst, die konfiguriert ist zum Auswählen jeweiliger der vier Schaltzustände in Reaktion auf einen Binärwert für das angepasste erste Steuersignal und für das angepasste zweite Steuersignal, um eine Regelung für die Ausgangsspannung und für die Spannung über den fliegenden Kondensator beizubehalten.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 7, der weiter aufweist: einen ersten Rampengenerator zum Erzeugen des ersten Rampensignals in Reaktion auf ein erstes Taktsignal; und einen zweiten Rampengenerator zum Erzeugen des zweiten Rampensignals in Reaktion auf ein zweites Taktsignal, wobei das erste Rampensignal um 180° phasenverschoben zu dem zweiten Rampensignal ist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 7 oder 8, der weiter aufweist: einen ersten Latch, der konfiguriert ist, in Reaktion auf den Beginn jeder Periode für das erste Rampensignal gesetzt zu werden und in Reaktion darauf, dass das erste Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, zurückgesetzt zu werden, wobei der erste Latch weiter konfiguriert ist zum Erzeugen des ersten Steuersignals an einem Q-Ausgang; und einen zweiten Latch, der konfiguriert ist, in Reaktion auf den Beginn jeder Periode für das zweite Rampensignal gesetzt zu werden und in Reaktion darauf, dass das zweite Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, zurückgesetzt zu werden, wobei der zweite Latch weiter konfiguriert ist zum Erzeugen des zweiten Steuersignals an einem Q-Ausgang.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei die Steuervorrichtung konfiguriert ist, durch eine Leistungsversorgungsspannung VDD mit Energie versorgt zu werden, wobei der mehrstufige Abwärtswandler weiter aufweist: einen vierten Gate-Treiber für den vierten Schalttransistor, wobei ein Leistungsversorgungsspannungsknoten für die Leistungsversorgungsspannung VDD mit einem Leistungsversorgungsknoten für den vierten Gate-Treiber verbunden ist.
Der mehrstufige Abwärtswandler gemäß Anspruch 10, der weiter aufweist: eine dritte Gleichrichtervorrichtung, die den Leistungsversorgungsspannungsknoten für die Leistungsversorgungsspannung VDD mit dem Leistungsversorgungsknoten für den zweiten Gate-Treiber verbindet.
Ein Verfahren, das aufweist: Regeln einer Spannung des fliegenden Kondensators für einen fliegenden Kondensator in einem mehrstufigen Abwärtswandler mit vier Schalttransistoren, einschließlich einem ersten Schalttransistor mit einer Source, die mit einem Eingangsspannungsknoten verbunden ist, und einschließlich einem zweiten Schalttransistor mit einem Drain, der mit der Source des ersten Schalttransistors verbunden ist, und einer Source, die mit einem Eingangsknoten für einen Induktor für den mehrstufigen Abwärtswandler verbunden ist; in einem ersten Schaltzustand für den mehrstufigen Abwärtswandler, Verbinden eines zweiten Boot-Kondensators parallel zu dem fliegenden Kondensator, so dass die Spannung des fliegenden Kondensators den zweiten Boot-Kondensator lädt; in einem zweiten Schaltzustand für den mehrstufigen Abwärtswandler, Einschalten des zweiten Schalttransistors über einen zweiten Gate-Treiber, der durch den geladenen zweiten Boot-Kondensator mit Energie versorgt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 12, das weiter aufweist: in dem zweiten Schaltzustand für den mehrstufigen Abwärtswandler, Verbinden des geladenen zweiten Boot-Kondensators parallel mit einem ersten Boot-Kondensator, um den ersten Boot-Kondensator zu laden, wobei der erste Schaltzustand weiter ein Einschalten eines ersten Schaltkondensators durch einen ersten Gate-Treiber aufweist, der durch den geladenen ersten Boot-Kondensator mit Energie versorgt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei die vier Schalttransistoren weiter einen dritten Schalttransistor umfassen mit einem Drain, der mit der Source für den zweiten Schalttransistor verbunden ist, und mit einem Drain, der mit einem negativen Anschluss für den fliegenden Kondensator verbunden ist, und wobei der erste Schaltzustand weiter ein Verbinden eines Leistungsversorgungsknotens für einen dritten Gate-Treiber mit einem positiven Anschluss für den fliegenden Kondensator umfasst, um den dritten Gate-Treiber zum Einschalten des dritten Schalttransistors mit Energie zu versorgen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13 oder 14, wobei das Laden des ersten Boot-Kondensators ein Laden des ersten Boot-Kondensators durch eine erste Gleichrichtervorrichtung aufweist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei das Laden des zweiten Boot-Kondensators ein Laden des zweiten Boot-Kondensators durch eine zweite Gleichrichtervorrichtung aufweist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 16, das weiter aufweist: Erzeugen eines ersten Fehlersignals in Reaktion auf eine Differenz zwischen einer Ausgangsspannung für den mehrstufigen Abwärtswandler und einer ersten Referenzspannung; Erzeugen eines zweiten Fehlersignals in Reaktion auf eine Differenz zwischen der Spannung des fliegenden Kondensators und einer zweiten Referenzspannung; Aktivieren eines ersten Steuersignals zu Beginn jeder Periode für ein erstes Rampensignal und Zurücksetzen des ersten Steuersignals in Reaktion darauf, dass das erste Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, wobei das erste Steuersignal eine Ein-Zeit hat, wenn aktiviert; Aktivieren eines zweiten Steuersignals zu Beginn jeder Periode für ein zweites Rampensignal und Zurücksetzen des zweiten Steuersignals in Reaktion darauf, dass das zweite Rampensignal das erste Fehlersignal übersteigt, wobei das zweite Steuersignal eine Ein-Zeit hat, wenn aktiviert, und wobei eine Gesamt-Ein-Zeit gleich einer Summe der Ein-Zeit für das erste Steuersignal und der Ein-Zeit für das zweite Steuersignal ist; in Reaktion auf das zweite Fehlersignal, Anpassen der Ein-Zeit für das erste Steuersignal, um ein angepasstes erstes Steuersignal zu erzeugen, das periodisch für eine erste Ein-Zeit aktiviert und dann zurückgesetzt wird, und Anpassen der Ein-Zeit für das zweite Steuersignal, um ein angepasstes zweites Steuersignal zu erzeugen, das periodisch für eine zweite Ein-Zeit aktiviert und dann zurückgesetzt wird, so dass eine Summe der ersten Ein-Zeit und der zweiten Ein-Zeit gleich der Gesamt-Ein-Zeit ist; und Auswählen aus einer Vielzahl von vier Schaltkonfigurationen, einschließlich des ersten Schaltzustands und des zweiten Schaltzustands, in Reaktion darauf, ob das angepasste erste Steuersignal und das angepasste zweite Steuersignal aktiviert oder zurückgesetzt sind, um die Ausgangsspannung und die Spannung des fliegenden Kondensators zu regeln.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei die Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators einen Mittelwert für die Spannung des fliegenden Kondensators gleich der Hälfte einer Eingangsspannung für den mehrstufigen Abwärtswandler beibehält.
Das Verfahren gemäß Anspruch 18, wobei die Regelung der Spannung des fliegenden Kondensators weiter ein Verhindern aufweist, dass der fliegende Kondensators unter einen Minimumwert fällt und einen Maximalwert übersteigt.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 12 bis 19, wobei der erste Schaltzustand ein D1-Schaltzustand ist und der zweite Schaltzustand ein D2-Schaltzustand ist.