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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Übertragungsschaltung, die ein Differenzialsignal überträgt.
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Kommunikationssysteme mit CAN-Protokoll sind bekannt. CAN, oder Controller Area Network, ist ein eingetragenes Warenzeichen. Kommunikationssysteme, die das CAN-Protokoll implementieren, übertragen sowohl ein dominantes Signal als auch ein rezessives Signal über eine Übertragungsleitung. Beispielsweise kann ein dominantes Signal übertragen werden, um anzuzeigen, dass sich einer der an der Übertragungsleitung angeschlossenen Treiber in einem Antriebszustand befindet und die Übertragungsleitung eine niedrige Impedanz hat. Wenn dagegen das rezessive Signal über die Übertragungsleitung übertragen wird, befinden sich alle an die Übertragungsleitung angeschlossenen Treiber in einem Nichtantriebszustand, was bedeutet, dass die Übertragungsleitung eine hohe Impedanz hat. Daher kann beim Übergang von einem Antriebszustand in einen Nichtantriebszustand, d. h. beim Übergang vom niederohmigen Zustand in den hochohmigen Zustand, oder beim Wechsel von einem dominanten zu einem rezessiven Signal, ein Ringing erzeugt werden. Die Kommunikationsgeschwindigkeit wirkt sich auf das Ringing aus, wobei das Ringing bei Hochgeschwindigkeitskommunikation eine größere, maßgebendere Wirkung hat.
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Ein CAN-FD-Protokoll (Controller Area Network mit flexibler Datenrate) ist eine Erweiterung des CAN-Protokolls. Gemäß dem CAN-FD-Protokoll umfasst beziehungsweise untergliedert sich ein von den Treibern übertragener oder empfangener CAN-Frame in ein Arbitrierungsfeld und ein Nicht-Arbitrierungsfeld. Das Arbitrierungsfeld wird für eine Busarbitrierung verwendet, d. h. zur Arbitrierung mehrerer Kommunikationssignale auf einer Kommunikationsleitung, und das Nicht-Arbitrierungsfeld (d. h. das Datenfeld) wird mit einer höheren Kommunikationsgeschwindigkeit als das Arbitrierungsfeld übertragen.
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Die unten aufgeführte Patentliteratur 1 offenbart eine Methode zur Unterdrückung von Ringing im Nicht-Arbitrierungsfeld für Hochgeschwindigkeitskommunikation, bei der eine Antriebsmethode verwendet wird, die den Treiber antreibt, um während eines rezessiven Signalausgangs eine Differenzialspannung mit umgekehrter Polarität auf der Übertragungsleitung zu erzeugen. Die Polarität des rezessiven Ausgangssignals ist das Gegenteil der Polarität des dominanten Signals. Das heißt, wenn das rezessive Signal ausgegeben wird, wird der Treiber in einen Antriebszustand anstatt einen Nichtantriebszustand versetzt, um die Impedanz der Übertragungsleitung zu senken und das Ringing zu unterdrücken.
(Patentliteratur 1) Veröffentlichung der
US 2014/0330996 A1 -
Problematisch ist jedoch die herkömmliche Technik zur Unterdrückung des Ringings in der oben beschriebenen Patentliteratur 1, da sie die Amplitude des Differenzialsignals erhöht. Das heißt, bei der herkömmlichen Technik verdoppelt sich die normale Signalamplitude, beziehungsweise ein Pegelunterschied zwischen dem dominanten Signal und dem rezessiven Signal, wenn zur Unterdrückung des Ringings die Antriebsmethode angewandt wird, wodurch sich das Strahlungsrauschen der Übertragungsleitung verstärkt.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Übertragungsschaltung bereitzustellen, die sowohl das Ringing als auch das üblicherweise auf der Übertragungsleitung verursachte Strahlungsrauschen verhindert oder unterdrückt.
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In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst die Übertragungsschaltung: einen ersten Sender und einen zweiten Sender.
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Der erste Sender kann ein Differenzialsignal schaltend auf eine Übertragungsleitung übertragen, d. h. durch Schalten (i) eines Antriebszustands zur Lieferung von elektrischer Energie an die Übertragungsleitung und (ii) eines Nichtantriebszustands zur Unterbrechung einer Lieferung von elektrischer Energie an die Übertragungsleitung, basierend auf einem binär dargestellten Übertragungssignal.
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Der zweite Sender überträgt das Differenzialsignal ebenso schaltend auf die Übertragungsleitung, in einem Antriebszustand durch Lieferung elektrischer Energie während einer dominanten Periode, in der sich der erste Sender im Nichtantriebszustand befindet, und in einem Nichtantriebszustand durch Unterbrechung einer Lieferung von elektrischer Energie während einer rezessiven Periode, in der sich der erste Sender im Antriebszustand befindet. Der zweite Sender, der zwischen dem Antriebszustand und dem Nichtantriebszustand schaltet, kann in der rezessiven Periode ein Differenzialsignal mit einer kleineren Amplitude und einer umgekehrten Polarität, relativ zu einer Amplitude und einer Polarität eines Differenzialsignalausgangs in der dominanten Periode des ersten Senders, ausgeben.
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Gemäß der oben beschriebenen Konfiguration wird die Amplitude des Differenzialsignals kleiner als bei herkömmlichen Vorrichtungen gesteuert, wobei die Impedanz der Übertragungsleitung in der rezessiven Periode auf niedrigem Pegel gehalten wird. Dadurch wird das üblicherweise während dem Schalten von der rezessiven Periode zur dominanten Periode erzeugte Ringing zusammen mit dem Strahlungsrauschen der Übertragungsleitung unterdrückt.
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Die eingeklammerten Bezugszeichen in dieser Beschreibung und in den Ansprüchen zeigen lediglich Zusammenhänge zwischen den Elementen in den Ansprüchen und den Komponenten/Konfigurationen in den Ausführungsformen, wodurch die vorliegende Erfindung in keiner Weise begrenzt wird.
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Aspekte, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen. Es zeigen:
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1 ein Blockdiagramm eines Kommunikationssystems in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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2 einen Schaltplan einer Übertragungsschaltung;
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3 äquivalente Schaltungen für dominante und rezessive Treiber;
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4 ein Zeitdiagramm eines Übertragungsschaltungsbetriebs;
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5 einen Zusammenhang zwischen einer Wellenform eines Differenzialsignals und einem Empfangsschwellenwert in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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6 einen Zusammenhang zwischen einer Wellenform eines Differenzialsignals und einem Empfangsschwellenwert einer herkömmlichen Vorrichtung; und
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7 einen Zusammenhang zwischen dem Empfangsschwellenwert und einer Pulsbreitenverzerrung von Empfangsdaten.
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Nachfolgend wird eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
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[1. Konfiguration]
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Mit Bezugnahme auf 1 wird ein Kommunikationssystem 1 mit zwei oder mehreren elektronischen Steuereinheiten (ECUs) 3 bereitgestellt. Das Kommunikationssystem 1 verwendet eine Übertragungsleitung 7, um mehrere ECUs 3 miteinander zu verbinden. Das Kommunikationssystem 1 mit den ECUs 3 kann beispielsweise in einem Fahrzeug verwendet werden, um eine Kommunikation zwischen mehreren ECUs 3 bereitzustellen.
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Jede der ECUs 3 überträgt und empfängt verschiedene Arten von Informationen, d. h. Daten, über elektrische Signale über die Übertragungsleitung 7, indem es nach einem CAN-FD-Protokoll arbeitet, und jede der ECUs 3 führt verschiedene Prozesse entsprechend der von der Kommunikation erlangten Informationen durch, um zum Beispiel eine Funktion zu implementieren, die jeweils einer der ECUs 3 zugeordnet ist. Wie hier verwendet können Kommunikationssignale oder „Signale” elektrische Signale wie beispielsweise Übertragungssignale (TXD), Empfangssignale (RXD), Freigabesignale (EN), Differenzialsignale und dergleichen bezeichnen. Signale können über Kommunikationsleitungen, beispielsweise die Übertragungsleitung 7, übertragen werden, wobei die Übertragung der Signale nicht auf die Übertragungsleitung 7 beschränkt ist. Wie hier verwendet können Daten und Signale austauschbar verwendet werden, um sich auf Informationen zu beziehen, die durch jede der ECUs 3 übertragen und empfangen werden.
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Ein Kommunikations-Frame (hier: „CAN-FD-Frame”) entspricht dem CAN-FD-Protokoll und umfasst ein Arbitrierungsfeld und ein Nicht-Arbitrierungsfeld. Die Bitrate, die für das Arbitrierungsfeld im CAN-FD-Frame festgelegt ist, entspricht der Bitrate des herkömmlichen CAN-Frames, zum Beispiel 500 kbit/s.
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Andererseits kann die Bitrate des Nicht-Arbitrierungsfeldes auf eine höhere Rate als die des Arbitrierungsfeldes festgelegt werden, zum Beispiel, durch Auswahl, auf eine maximale Rate von 5 Mbit/s.
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Im Arbitrierungsfeld bzw. praktisch während einer Arbitrierungsphase, wenn die Übertragungssignale der mehreren ECUs 3 kollidieren, wird eine Arbitrierung durchgeführt, um eine gewinnende ECU 3 zu bestimmen, und während einer Datenphase werden die Daten von der ECU 3 übertragen, die die Arbitrierung gewonnen hat. Wie hierin beschrieben kann das Arbitrierungsfeld ebenso als ein Niedriggeschwindigkeitsfeld und das Nicht-Arbitrierungsfeld ebenso als ein Hochgeschwindigkeitsfeld bezeichnet werden. Als Arbitrierungsfeld-Signale bezeichnete Signale können im Arbitrationsfeld, d. h. im Niedriggeschwindigkeitsfeld, übertragen/empfangen werden. Ebenso können als Nicht-Arbitrierungsfeld-Signale bezeichnete Signale im Nicht-Arbitrierungsfeld, d. h. im Hochgeschwindigkeitsfeld, übertragen/empfangen werden. Signale, die übertragen werden, können auch im Arbitrationsfeld und im Nicht-Arbitrationsfeld übertragen werden. Beispielsweise kann ein Teil eines Signals im Arbitrationsfeld und ein anderer Teil des Signals im Nicht-Arbitrationsfeld übertragen werden.
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[2. Übertragungsleitung]
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Die Übertragungsleitung 7 ist eine busähnliche Leitung, die ein Paar Signaldrähte 71 und 72 zur Übertragung eines Differenzialsignals umfasst. Die Übertragungsleitung 7 weist an beiden Enden Abschlussschaltungen 73 bzw. 74 zur Steuerung von Signalreflexion und Prellung auf. Wie hier beschrieben kann einer der Signaldrähte 71 oder 72 als CANH und der andere der Signaldrähte 71 oder 72 als CANL bezeichnet werden. Beispielsweise wird der Signaldraht 71 als CANH und der Signaldraht 72 als CANL bezeichnet.
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[3. ECU]
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Die ECU 3 umfasst einen Steuerbereich 4 und einen Transceiver 5.
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Der Steuerbereich 4 kann ein Mikrocomputer oder eine ähnliche Rechenvorrichtung sein, die eine CPU 41 und andere Komponenten wie einen Halbleiterspeicher („Speicher”) 42, wie z. B. ein RAM, ein ROM, ein Flash-Speicher und dergleichen, umfassen kann.
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Der Steuerbereich 4 umfasst eine Kommunikationssteuerung 43, die entsprechend dem CAN-FD-Protokoll Kommunikation durchführt.
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Die Kommunikationssteuerung 43 versorgt den Transceiver 5 mit (i) Übertragungsdaten TXD, die einen CAN-FD-Frame darstellen, und (ii) einem Freigabesignal EN, das synchron mit den Übertragungsdaten TXD übertragen wird. Das Freigabesignal EN ist ein Niedrigpegelsignal im Niedriggeschwindigkeitsfeld, d. h. dem Arbitrierungsfeld, und ein Hochpegelsignal im Hochgeschwindigkeitsfeld, d. h. dem Datenfeld.
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Die Kommunikationssteuerung 43 empfängt Empfangsdaten RXD vom Transceiver 5 und extrahiert Daten von einem Datenfeld, wenn die Empfangsdaten RXD ein normaler CAN-FD-Frame entsprechend dem CAN-FD-Protokoll sind. Der Begriff „normal” bezeichnet z. B. einen Standard-CAN-FD-Frame, bezogen auf den normalen-anormalen Kontext und bezogen auf die dem CAN-FD-Standard/Protokoll entsprechende Frame-Anordnung.
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Wie hierin verwendet, können alle, die Übertragungsdaten (TXD), das Freigabesignal (EN) und die Empfangsdaten (RXD), als Binärsignale dargestellt werden. Beispielsweise können die Übertragungsdaten (TXD) ein binär dargestelltes Übertragungssignal sein.
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Die CPU 41 führt einen Übertragungsprozess durch, bei dem die Daten an die Kommunikationssteuerung 43 und dann an den Transceiver 5 übertragen werden, damit die Daten über die Übertragungsleitung 7 an eine andere ECU 3 weitergeleitet werden. Die CPU 41 führt ebenso einen Empfangsprozess durch, um die verschiedenen Prozesse auszuführen, die mit den durch die Kommunikationssteuerung 43 empfangenen Daten verbunden sind.
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[4. Transceiver]
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Der Transceiver 5 ist mit einer Übertragungsschaltung 50 und einer Empfangsschaltung 60 bereitgestellt.
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Die Empfangsschaltung 60 bestimmt einen Signalpegel, d. h. hoch oder niedrig, eines Differenzialsignals, dass von der Übertragungsleitung 7 empfangen wird, basierend auf einer voreingestellten Schwellenspannung Vth. Zum Beispiel ist ein Differenzialsignal mit einer Spannung unterhalb der Schwellenspannung Vth (d. h. Differenzialsignalspannung ≤ Vth) ein Niedrigpegelsignal und eine Differenzialsignalspannung über der Schwellenspannung Vth (d. h. Differenzialsignalspannung > Vth) ein Hochpegelsignal. Nach der Bestimmung des Differenzialsignalpegels, d. h. hoch oder niedrig, gibt die Empfangsschaltung 60 das Ergebnis als Empfangsdaten RXD an die Kommunikationssteuerung 43. Entsprechend dem CAN-Standard wird die Empfangsschwellenspannung Vth auf 0.7 V festgelegt. Wie hierin verwendet kann ein Pegel eines Signals, d. h. Signalpegel, sich auf einen Hoch- oder Niedrigsignalzustand beziehen, z. B. ein Hochpegelsignal. Eine Bezeichnung des Signals „Hochpegel” und „Niedrigpegel” ist nicht auf ein Signal beschränkt, das auf dem Spannungspegel des Signals relativ zu einer Schwellenspannung basiert, sondern kann sich stattdessen auf einen logischen Zustand eines digitalen Signals beziehen. Zum Beispiel kann sich unter Verwendung von Binärnotation ein Signal, welches einer binären ”1” entspricht, auf ein Hochpegelsignal beziehen, wobei eine aktive/hohe Darstellung verwendet wird. Der Signalpegel kann sich auch auf den Spannungspegel eines Signals beziehen. Zum Beispiel ein Differenzialsignal mit einem Signalpegel von 2 V.
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Unter Bezugnahme auf 2 umfasst die Übertragungsschaltung 50 einen ersten Sender 51 und einen zweiten Sender 52.
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Der erste Sender 51 weist eine erste Antriebsschaltung 511, die Transistoren T11 und T12 und die Dioden D11 und D12 auf.
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Der Transistor T11 ist ein p-Kanal-Feldeffekttransistor und weist eine Source auf, die an eine Energiequellenleitung 53, die Gleichspannung (DC) VDD liefert, angeschlossen ist.
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Der Transistor T12 ist ein n-Kanal-Feldeffekttransistor und weist eine Source auf, die an eine Masseleitung 54 angeschlossen ist.
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Die Diode D11 weist eine Anode, die an eine Drain des Transistors T11 angeschlossen ist, und eine Kathode, die an CANH angeschlossen ist, auf.
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Die Diode D12 weist eine Anode, die an CANL angeschlossen ist, und eine Kathode, die an eine Drain des Transistors T12 angeschlossen ist, auf.
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Die erste Antriebsschaltung 511 erzeugt, entsprechend den Übertragungsdaten TXD, einen nicht-invertierten Ausgang S11 mit dem gleichen Signalpegel wie die Übertragungsdaten TXD und erzeugt ebenso einen invertierten Ausgang S12 der Übertragungsdaten TXD.
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Mit Bezugnahme auf 3 kann die erste Antriebsschaltung 511 eine Pufferschaltung L1 und eine Inverterschaltung L2 umfassen. Weiterhin kann der nicht-invertierte Ausgang S11 an das Gate des Transistors T11 und der invertierte Ausgang S12 an das Gate des Transistors T12 angelegt werden.
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Das heißt, wenn die Übertragungsdaten TXD auf hohem Pegel sind, werden die beiden Transistoren T11 und T12 ausgeschaltet, d. h. die Transistoren T11 und T12 sind im ausgeschalteten Zustand hochohmig, sodass vom ersten Sender 51 an die Übertragungsleitung 7, d. h. CANH und CANL, keine elektrische Energie geliefert wird.
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Andererseits, wenn die Übertragungsdaten TXD auf niedrigem Pegel sind, werden die beiden Transistoren T11 und T12 angeschaltet und elektrische Energie wird vom ersten Sender 51 an die Übertragungsleitung 7 geliefert.
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Mit erneuter Bezugnahme auf 2 weist der zweite Sender 52 eine zweite Antriebssteuerung 521, die Transistoren T21 und T22 und die Dioden D21, D22, D23 und D24 auf.
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Der Transistor T21 ist ein p-Kanal-Feldeffekttransistor und weist eine Source auf, die mit der Energiequelle 53, die Gleichspannung VDD liefert, verbunden ist.
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Der Transistor T22 ist ein n-Kanal-Feldeffekttransistor und weist eine Source auf, die an die Masseleitung 54 angeschlossen ist.
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Die Dioden D21 und D22 sind in Reihe geschaltet, wobei eine Anodenseite der Reihenschaltung der Dioden D21/22 an der Drain des Transistors T21 angeschlossen ist und eine Kathodenseite der Reihenschaltung der Dioden D21/D22 an CANL angeschlossen ist.
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Die Dioden D23 und D24 sind ebenso in Reihe geschaltet, wobei eine Anodenseite der Reihenschaltung der Dioden D23/D24 an CANH angeschlossen ist und eine Kathodenseite der Reihenschaltung der Dioden D23/D24 an der Drain des Transistors T22 angeschlossen ist.
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Die zweite Antriebsschaltung 521 erzeugt einen invertierten Ausgang S21 und einen nicht-invertierten Ausgang S22 auf Basis der Übertragungsdaten TXD und des Freigabesignals EN.
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In der Praxis, wenn das Freigabesignal EN einen hohen Pegel aufweist, erzeugt der invertierte Ausgang S21 einen Ausgang mit einem hohen Pegel, wenn die Übertragungsdaten TXD einen niedrigen Pegel aufweisen, und einen Ausgang mit einem niedrigen Pegel, wenn die Übertragungsdaten TXD einen hohen Pegel aufweisen. Wenn das Freigabesignal EN einen hohen Pegel aufweist, wird der nicht-invertierte Ausgang S22 einen Ausgang mit einem niedrigen Pegel ausgeben, wenn die Übertragungsdaten TXD einen niedrigen Pegel aufweisen, und einen Ausgang mit einem hohen Pegel ausgeben, wenn die Übertragungsdaten TXD einen hohen Pegel aufweisen.
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Wenn das Freigabesignal EN einen niedrigen Pegel aufweist, weist der Ausgang des invertierten Ausgangs S21 einen hohen Pegel und der Ausgang des nicht-invertierten Ausgangs S22 einen niedrigen Pegel auf, unabhängig vom Signalpegel der Übertragungsdaten TXD.
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Mit Bezugnahme auf 3 kann die zweite Antriebssteuerung 521 eine NAND-Schaltung L3 und eine AND-Schaltung L4 umfassen.
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Mit erneuter Bezugnahme auf 2 kann der invertierte Ausgang S21 am Gate des Transistors T21 und der nicht-invertierte Ausgang S22 am Gate des Transistors T22 angelegt werden.
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[5. Betrieb]
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In der nachfolgenden Beschreibung wird eine Hochpegel-Periode der Übertragungsdaten TXD als eine rezessive Periode und eine Niedrigpegel-Periode der Übertragungsdaten TXD als eine dominante Periode bezeichnet. Eine EIN-Spannung der Transistoren T11, T12, T21 und T22 wird als eine EIN-Spannung Von und eine Durchlassspannung der Dioden D11, D12, D21–D24 wird als eine Durchlassspannung Vf bezeichnet.
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[5-1. Betrieb in einem Niedriggeschwindigkeitsfeld]
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Die Kommunikationssteuerung 43, die das Freigabesignal EN im Niedrigpegel, d. h. in einem Niedriggeschwindigkeitsfeld, ausgibt, wird im Folgenden näher beschrieben.
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Wie in 4 gezeigt wird im Niedriggeschwindigkeitsfeld, unabhängig vom Signalpegel der Übertragungsdaten TXD, jeder der Transistoren T21 und T22 im zweiten Sender 52 ausgeschaltet. Im Niedriggeschwindigkeitsfeld werden daher die Signalpegel von CANH und CANL sowie der Signalpegel des über die Übertragungsleitung 7 übertragenen Differenzialsignals durch den ersten Sender 51 bestimmt.
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Wenn die Übertragungsdaten TXD auf einem hohen Pegel sind, d. h. in einer rezessiven Periode, wird jeder der Transistoren T11 und T12 ausgeschaltet und weder der erste Sender 51 noch der zweite Sender 52 liefern elektrische Energie an die Übertragungsleitung 7.
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Da CANH und CANL, wie in 1 gezeigt, über die Abschlussschaltungen 73 und 74 verbunden sind, haben ein Potential VH an CANH und ein Potential VL an CANL das gleiche Potential (d. h. VH = VL). Wie hierin verwendet kann Potential austauschbar mit Spannung oder Spannungspegel verwendet werden. Als Ergebnis ergibt sich, berechnet nach Gleichung 1, ein Signalpegel DV von 0 V. DV = VH – VL (Gleichung 1)
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Andererseits, ist in einer dominanten Periode, in der die Übertragungsdaten TXD auf einem niedrigen Pegel sind, jeder der Transistoren T11 und T12 eingeschaltet und elektrische Energie wird vom ersten Sender 51 an die Übertragungsleitung 7 geliefert. Zu dem Zeitpunkt beträgt ein Potential VH an CANH, dargestellt durch Gleichung 2, in etwa 3.5 V und ein Potential VL an CANL, dargestellt durch Gleichung 3, in etwa 1.5 V. Infolgedessen beträgt der Signalpegel DV des Differenzialsignals, dargestellt durch Gleichung 1, in etwa 2 V. VH = VDD – Von – Vf (Gleichung 2) VL = 0 + Von + Vf (Gleichung 3)
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[5-2. Betrieb in einem Hochgeschwindigkeitsfeld]
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Die Kommunikationssteuerung 43, die das Freigabesignal EN im hohen Pegel ausgibt, d. h. in einem Hochgeschwindigkeitsfeld, wird im Folgenden näher beschrieben. Im Hochgeschwindigkeitsfeld arbeiten der erste Sender 51 und der zweite Sender 52 basierend auf dem Signalpegel der Übertragungsdaten TXD.
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Wenn die Übertragungsdaten TXD auf hohem Pegel sind, d. h. in einer rezessiven Periode, ist jeder der Transistoren T11 und T12 ausgeschaltet und jeder der Transistoren T21 und T22 eingeschaltet. Daher wird das Potential an CANH und CANL durch die Lieferung von elektrischer Energie vom zweiten Sender 52 an die Übertragungsleitung 7 bestimmt.
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D. h. ein Potential VH an CANH wird durch Gleichung 4 dargestellt und beträgt in etwa 2.2 V und ein Potential VL an CANL wird durch Gleichung 5 dargestellt und beträgt in etwa 2.8 V. Infolgedessen beträgt Signalpegel DV des durch Gleichung 1 dargestellten Betriebssignals in etwa –0.6 V. VH = 0 + Von + 2 × Vf (Gleichung 4) VL = VDD – Von – 2 × Vf (Gleichung 5)
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Andererseits, wenn die Übertragungsdaten TXD auf niedrigem Pegel sind, d. h. in einer dominanten Periode, ist jeder der Transistoren T11 und T12 eingeschaltet und jeder der Transistoren T21 und T22 ausgeschaltet. Daher wird das Potential an CANH und CANL durch die Lieferung von elektrischer Energie vom ersten Sender 51 an die Übertragungsleitung 7 bestimmt.
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Der Signalpegel DV des Differenzialsignals beträgt in etwa 2 V, da die Kommunikationssteuerung 43 für die dominante Periode in den Niedrig- und Hochgeschwindigkeitsfeldern gleich arbeitet, wie oben beschrieben mit den Spannungen VH und VL, die unter Verwendung der Gleichung 2 bzw. 3 berechnet werden.
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Somit beträgt das Differenzialsignal im Niedriggeschwindigkeitsfeld in etwa 2 V in der dominanten Periode und in etwa 0 V in der rezessiven Periode, was die Differenzialsignalamplitude auf etwa 2 V festlegt. Weiterhin beträgt im Hochgeschwindigkeitsfeld das Differenzialsignal in der dominanten Periode in etwa 2 V und in etwa –0.6 V in der rezessiven Periode, was den Spitze-Tal-Wert des Differenzialsignals auf etwa 2.6 V festlegt. Daher ist die Wellenform des Differenzialsignals im Hochgeschwindigkeitsfeld in Bezug auf die Empfangsschwellenspannung Vth von 0.7 V symmetrisch. D. h. die Empfangsschwellenspannung von 0.7 V ist der Mittelpunkt zwischen der höchsten Amplitude, d. h. 2 V, und der niedrigsten Amplitude, d. h. –0.6 V, der Ausgangswellenform des Differenzialsignals im Hochgeschwindigkeitsfeld, wie es in 5 gezeigt ist.
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[6. Wirkungen]
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Für das oben ausführlich beschriebene Kommunikationssystem 1 werden die folgenden Wirkungen erzielt.
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Im Hochgeschwindigkeitsfeld, d. h. Datenfeld, veranlasst der zweite Sender 52 die Übertragungsdaten TXD den hohen Pegel einzunehmen, wodurch elektrische Energie auch in der rezessiven Periode an die Übertragungsleitung 7 geliefert wird. Dementsprechend ist die Impedanz der Übertragungsleitung 7 in der rezessiven Periode verringert und das während des Übergangs von einer dominanten Periode zu einer rezessiven Periode erzeugte Ringing wird reduziert.
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Beim Betrieb der ersten und zweiten Sender 51 und 52 im Hochgeschwindigkeitsfeld, d. h. dem Datenfeld, wird die Amplitude DV des Differenzialsignals in der rezessiven Periode stärker unterdrückt als die Amplitude DV des Differenzialsignals in der dominanten Periode. Im Vergleich zu der herkömmlichen Technik, die die Amplitude des Differenzialsignals in der rezessiven Periode des Hochgeschwindigkeitsfeldes nicht steuert, unterdrückt das in den Ausführungsformen oben beschriebene Kommunikationssystem 1 die Amplitude des Differenzialsignals in der rezessiven Periode des Hochgeschwindigkeitsfeldes und reduziert dadurch ein Strahlungsrauschen.
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Zum Vergleich wird, mit Bezugnahme auf 6, die Wellenform des Differenzialsignals für die herkömmliche Technologie, die die Amplitude nicht steuert, dargestellt.
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Beim Betrieb der ersten und zweiten Sender 51 und 52 im Hochgeschwindigkeitsfeld wird die Amplitude des Differenzialsignals in der rezessiven Periode symmetrisch zur Amplitude des Differenzialsignals in der dominanten Periode in Bezug auf die Empfangsschwellenspannung Vth festgelegt. Mit anderen Worten: Die differenzielle Wellenform DV ist symmetrisch um die Empfangsschwellenspannung Vth. Auf der Empfängerseite wird daher ohne einer Änderung der Empfangsschwellenspannung Vth im Hoch- und Niedriggeschwindigkeitsfeld die Pulsbreitenverzerrung für die Empfangsdaten RXD unterdrückt. Die Empfangsdaten RXD mit unterdrückter Pulsbreitenverzerrung werden durch die Empfangsschaltung 60 erzeugt und an die Steuerung 43 geliefert.
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Das heißt, dass ein Empfänger, der nach dem konventionellen CAN-Standard arbeitet, unverändert im Kommunikationssystem 1 verwendbar ist.
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Mit anderen Worten, wie in 7 gezeigt: Wenn der Empfangsschwellenwert Vth in der Mitte der Amplitude des Differenzialsignals steht (d. h. Vth = M), werden eine Pulsbreite A im Hochpegelzeitraum und eine Pulsbreite B im Niedrigpegelzeitraum annähernd gleich sein.
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Jedoch zeigt eine Verschiebung der Empfangsschwellenspannung Vth weg von der Mittellinie, d. h. Vth = M, wie gezeigt, eine Zunahme der Pulsbreitenverzerrung, wenn beispielsweise Vth = H. Mit anderen Worten: Je größer die Verschiebung der Empfangsschwellenspannung Vth weg von der Amplitudenmittellinie des Differenzialsignals ist, desto größer ist die Pulsbreitenverzerrung. Wenn zum Beispiel Vth = H ist, ist die Pulsbreite A während einem Hochpegelzeitraum viel kleiner als die Pulsbreite B während einem Niedrigpegelzeitraum. Diese Pulsbreitenverzerrung wird größer, wenn die Bitrate auf einen hohen Wert steigt.
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Mit erneuter Bezugnahme auf 6 zeigt die Wellenform des Differenzialsignals von einem herkömmlichen System, dass die Empfangsschwellenspannung Vth im Hochgeschwindigkeitsfeld von der Mitte des Differenzialsignals weg verschoben ist, was angibt, dass das Differenzialsignal anfällig für größere Wellenformverzerrungen ist.
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[7. Andere Ausführungsformen]
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Obwohl eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung oben ausführlich beschrieben ist, können ebenso verschiedene Änderungen und Modifikationen auf die vorliegende Erfindung angewandt werden.
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Obwohl in der oben genannten Ausführungsform die Dioden D21, D22, D23 und D24 in der Konfiguration zur Unterdrückung der Amplitude des Ringings verwendet werden, d. h. als ein Amplitudenunterdrücker, um Ringing zu unterdrücken, kann solch eine Konfiguration verändert werden.
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So kann z. B. eine der Dioden in einer Reihenschaltung, d. h. eine der Dioden D21 und D22 sowie eine aus D23 und D24 durch einen Widerstand ersetzt werden.
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Beispielhafte Ausführungsformen sind so bereitgestellt, dass diese Offenbarung umfassend ist und Fachleuten den vollen Umfang vermittelt. Zahlreiche spezifische Details wie Beispiele spezifischer Komponenten, Vorrichtungen und Methoden werden aufgezeigt, um ein umfassendes Verständnis der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bereitzustellen. Den Fachleuten wird klar sein, dass bestimmte Details nicht angewandt werden müssen, dass beispielhafte Ausführungsformen in vielen verschiedenen Formen ausgeführt werden können und dass nichts dahingehend ausgelegt werden sollte, den Umfang der Erfindung einzuschränken. In einigen beispielhaften Ausführungsformen sind bekannte Prozesse, bekannte Vorrichtungsstrukturen und bekannte Technologien nicht detailliert beschrieben. Entsprechende Änderungen, Modifikationen und zusammengefasste Schemata sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung, wie sie durch die beigefügten Ansprüche definiert sind, zu verstehen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- US 2014/0330996 A1 [0004]
