DE102017111904B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Phasenstromschätzung in halbresonanten Spannungswandlern - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zur Phasenstromschätzung in halbresonanten Spannungswandlern Download PDF

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Abstract

Spannungswandler (100;200), welcher eine variable Schaltfrequenz verwendet, wobei der Spannungswandler umfasst:eine erste Phaseneinrichtung (130), die einen Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) umfasst, durch den ein Synchrongleichrichter-Strom (ISR) mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) aktiv ist;einen Pulsweitenmodulations-Generator (116), der betreibbar ist, ein zyklusweises Schalten des Synchrongleichrichter-Schalters (QSR) zu steuern, indem ein Pulsweitenmodulations-Steuersignal (SR; SR1) an den Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) geliefert wird, wobei die Frequenz des Pulsweitenmodulations-Steuersignals (SR; SR1) auf einer ersten Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) basiert; undeinen Stromschätzer (118; 218), umfassend:eine digitale Schätzschaltung (550), die eingerichtet ist,die erste Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) unter Verwendung eines Modells von Strom durch den Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) und eines Fehlersignals (error_d) zu erzeugen, und eingerichtet ist,die erste Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) bei einer ersten Frequenz (f1) zu aktualisieren;undeine analoge Wandlerschaltung (540), die eingerichtet ist,einen gemessenen Strom (IPH_SENSE), der dem Synchrongleichrichter-Strom (ISR) entspricht, als Eingang zu empfangen, um Umwandlungen bei einer zweiten Frequenz zu liefern, und um das Fehlersignal (error_d) auf der Basis des gemessenen Stroms (IPH_SENSE)und der ersten Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) zu erzeugen.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Anmeldung betrifft halbresonante und resonante Spannungswandler und betrifft insbesondere Techniken zur Schätzung von Strom, der durch jede Phase (Phaseneinrichtung) solcher Wandler fließt.
  • Hintergrund
  • Resonante und halbresonante DC-DC-Spannungswandler (d.h. Gleichspannungs/Gleichspannungswandler, vom Englischen „direct current“), die isolierte und nicht-isolierte Topologien aufweisen, werden in verschiedensten Anwendungen verwendet, die Telekommunikation, Unterhaltungselektronik, Computerstromversorgungen usw. umfassen. Die Verwendung solcher Wandler gewinnt wegen ihrer Nullspannungs- und/oder Nullstrom-Schaltcharakteristiken und ihrer Fähigkeit, parasitäre elektrische Eigenschaften zu nutzen, die einer elektronischen Schaltung inhärent sind, an Popularität. Solche Wandler haben Vorteile, die niedrigere Kosten und eine höhere Effizienz verglichen mit anderen Typen von Wandlern umfassen.
  • Der Ausgangsstrom vieler resonanter und halbresonanter Spannungswandler nimmt die Form des oberen Halbzyklus einer Sinusschwingung an, wobei diese Form während jedes Schaltzyklus solcher Spannungswandler auftritt. Diese Wandler werden häufig unter Verwendung einer variablen Schaltfrequenz gesteuert, um ihre jeweiligen Lastanforderungen zu erfüllen, die mit der Zeit variieren können. Mehrere Phasen (Phaseneinrichtungen) solcher Wandler können parallel geschaltet sein, um den verfügbaren Laststrom zu erhöhen, und um die Welligkeit am Ausgang solcher Wandler zu reduzieren.
  • Ein Hochleistungs-Spannungswandler benötigt Strominformationen für jede seiner Phasen, um hochqualitative Leistung und Energie für seine Last zu liefern. Solche Phasenstrominformationen sind kritisch bei der Bereitstellung von Schlüsselmerkmalen, wie Phasenfehlerdetektion, Spitzenstromschutz, Phasenausgleich, genaue Lastleitungsschätzung, Energiesparmodi, Überstromschutz und verbesserte Übergangsreaktion. Herkömmliche Schaltleistungswandler, die resonante Wandler umfassen, weisen Stromabfühl-/-abtastnetze auf, um Phasenstrominformationen zu erhalten. Herkömmliche Stromabtastnetze verbrauchen jedoch erhebliche Energie und erfordern eine relativ große Chipfläche.
  • Ein herkömmlicher Ansatz zum Abtasten von Phasenstrominformationen verwendet beispielsweise Analog-Digital-Flash-Wandler (ADCs). Obwohl solche ADCs eine schnelle Umwandlung und hohe Präzision bieten können, sind sie relativ teuer, haben einen hohen Leckstrom, auch wenn sie nicht aktiv umwandeln, verwenden viel Energie, während sie umwandeln, und erfordern eine signifikante Chipfläche auf einem Steuereinheit-Chip oder an anderer Stelle innerhalb eines Spannungswandlers. Ein weiterer herkömmlicher Ansatz zum Erhalten von Phasenstrominformationen verwendet Verfolgungs-ADCs. Verfolgungs-ADCs sind jedoch für ein Rauschen empfindlich, erfordern relativ viel Energie, verbrauchen eine signifikante Chipfläche und haben eine schlechte Verfolgungsfähigkeit und Leistung bei hohen Strömen.
  • Die US 2015 / 0 115 911 A1 offenbart einen Spannungswandler mit variabler Schaltfrequenz und Synchrongleichrichter, bei welchem eine Regelung auf Basis einer Differenz zwischen einer Ausgangsspannung und einer Referenzspannung vorgenommen wird.
  • Die US 2012 / 0 249 102 A1 offenbart einen weiteren Spannungswandler mit Synchrongleichrichter.
  • Demgemäß besteht ein Bedarf an verbesserten Phasenstrom-Schätztechniken, die von resonanten oder halbresonanten Spannungswandlern verwendet werden können, wobei die Schätztechniken wenig Energie und Chipfläche verbrauchen, während sie eine genaue und schnelle Phasenstromverfolgung bereitstellen.
  • Kurzdarstellung
  • Es werden ein Spannungswandler nach Anspruch 1 sowie ein Verfahren nach Anspruch 13 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
  • Gemäß einer Ausführungsform eines Schaltspannungswandlers verwendet der Wandler eine variable Schaltfrequenz und weist eine erste Phase (d.h. Phaseneinrichtung), eine Steuerschaltung und einen Stromschätzer auf. Die erste Phase umfasst einen synchronen Gleichrichter (SR)-Schalter, durch denn ein SR-Strom mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der SR-Schalter aktiv ist. Der Stromschätzer weist sowohl eine digitale Schätzschaltung als auch eine analoge Wandlerschaltung auf. Die digitale Schätzschaltung erzeugt eine erste Schätzung des SR-Stroms unter Verwendung eines Modells von Strom durch den SR-Schalter und eines Fehlersignals. Die digitale Schätzschaltung läuft bei einer ersten Frequenz und aktualisiert ihre erste Schätzung von SR-Strom bei der ersten Frequenz. Die analoge Wandlerschaltung erzeugt das Fehlersignal auf der Basis eines tatsächlichen gemessenen SR-Stroms und der ersten Schätzung des SR-Stroms, die von der digitalen Schätzschaltung erzeugt wird. Die analoge Wandlerschaltung aktualisiert das Fehlersignal und liefert Umwandlungen bei einer zweiten Frequenz, die allgemein niedriger ist als die erste Frequenz, welche von der digitalen Schätzschaltung verwendet wird. Die Steuerschaltung ist betreibbar, das zyklusweise Schalten des SR-Schalters zu steuern, indem ein Pulsbreitenmodulations (Pulsweitenmodulations)-Steuersignal an den SR-Schalter geliefert wird, wobei die Frequenz und/oder das Tastverhältnis des Pulsweitenmodulations-Steuersignals auf der ersten Schätzung des SR-Stroms basieren.
  • Gemäß einer Ausführungsform eines Verfahrens wird ein Verfahren zur Stromschätzung in einem Spannungswandler mit variabler Frequenz bereitgestellt. Der Spannungswandler weist einen synchronen Gleichrichter (SR)-Schalter auf, durch den ein SR-Strom mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der SR-Schalter aktiv ist. Das Verfahren wird typischerweise innerhalb des Spannungswandlers oder einer Steuereinheit darin implementiert. Für jeden Schaltzyklus des Spannungswandlers wird der SR-Schalter freigegeben, so dass er den SR-Strom für eine SR-Leitungsperiode leitet, wobei die SR-Leitungsperiode ein Teil einer Schaltperiode für einen Stromschaltzyklus ist. Ein modellierter SR-Strom wird auf der Basis eines Modells des SR-Stroms während der SR-Leitungsperiode erzeugt und wird bei einer ersten Frequenz aktualisiert. Eine erste SR-Stromschätzung wird unter Verwendung des modellierten SR-Stroms und eines digitalen Fehlersignals erzeugt. Die erste SR-Stromschätzung wird in eine analoge SR-Stromschätzung umgewandelt, wobei die analoge SR-Stromschätzung bei einer zweiten Frequenz aktualisiert wird. Ein analoger SR-Stromfehler wird erzeugt, indem die Differenz zwischen der analogen SR-Stromschätzung und einer gemessenen SR-Stromschätzung herangezogen wird. Diese analoge SR-Stromschätzung wird dann in ein digitales Fehlersignal umgewandelt, das auch bei der zweiten Frequenz aktualisiert wird. Somit werden die ersten SR-Stromschätzungen bei einer ersten Frequenz aktualisiert, und die Analog-Digital- und Digital-Analog-Umwandlungen werden bei einer zweiten Frequenz vorgenommen, wobei die zweite Frequenz typischerweise viel niedriger ist als die erste Frequenz. Das Verfahren wird normalerweise für jeden Schaltzyklus des Spannungswandlers wiederholt.
  • Fachleute werden zusätzliche Merkmale und Vorteile beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und bei Betrachtung der beigeschlossenen Zeichnungen erkennen.
  • Figurenliste
  • Die Elemente der Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabgetreu relativ zueinander. Ähnliche Bezugszahlen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen veranschaulichten Ausführungsformen können kombiniert werden, wenn sie einander nicht ausschließen. Ausführungsformen werden in den Zeichnungen dargestellt und werden in der Beschreibung, die folgt, detailliert ausgeführt.
    • 1 veranschaulicht ein Blockbild einer Ausführungsform eines mehrphasigen Spannungswandlers, der eine Steuerschaltung aufweist, wobei die Steuerschaltung einen Phasenstromschätzer aufweist.
    • 2 veranschaulicht ein Schaltbild einer Ausführungsform für eine Phase eines Spannungswandlers, wie des in 1 veranschaulichten, und kann selbst als einphasiger Spannungswandler angesehen werden.
    • 3 veranschaulicht Spannungs- und Stromwellenformen, wie sie in einer Phase eines halbresonanten Spannungswandlers, wie des in 2 gezeigten, erzeugt werden können.
    • 4 veranschaulicht eine Wellenform, die dem Strom entspricht, der durch einen synchronen Gleichrichter (SR)-Schalter innerhalb eines halbresonanten Spannungswandlers, wie den in 2 gezeigten SR-Schalter, fließt.
    • 5 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Phasenstromschätzers, wie des in 1 veranschaulichten.
    • 6 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Phasenstromschätzers, wie jenes von 5, jedoch mit zusätzlichem Detail.
    • 7 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Steigungsschätzers, wie des in dem Phasenstromschätzer von 6 gezeigten.
    • 8 veranschaulicht ein Flussdiagramm, das einem Verfahren zum Schätzen von Strom entspricht, der durch einen SR-Schalter innerhalb eines halbresonanten Spannungswandlers, wie des in 2 gezeigten, fließt.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Die hier beschriebenen Ausführungsformen stellen Techniken zum Schätzen des Stroms innerhalb einer Phase eines resonanten oder halbresonanten Spannungswandlers bereit, der ein variables Frequenzschalten verwendet. Der geschätzte Strom wird ziemlich häufig aktualisiert, aber die analogen Komponenten, die zum Schätzen des Stroms verwendet werden, werden bei einer relativ niedrigen Frequenz laufen gelassen. Die Techniken verwenden ein Modell für den Strom, und verwenden dann dieses Modell und den tatsächlich gemessenen Strom, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Das Fehlersignal wird in das Modell zurückgeführt, um den geschätzten Strom zu aktualisieren und zu verbessern. Da die analogen Komponenten, die das Fehlersignal liefern, bei einer ziemlich niedrigen Frequenz laufen gelassen werden, können der Stromverbrauch und die Chipfläche der analogen Komponenten ziemlich gering gehalten werden. Diese Techniken stellen jedoch eine genaue Stromverfolgung mit ziemlich häufigen Stromschätzungsaktualisierungen bereit, wie sie von der Steuereinheit eines Spannungswandlers mit variablem Frequenzschalten benötigt werden.
  • Verschiedene Ausführungsformen von Spannungswandlerschaltungen und Verfahren innerhalb von Spannungswandlern werden in der folgenden detaillierten Beschreibung und den zugeordneten Figuren bereitgestellt. Die beschriebenen Ausführungsformen liefern bestimmte Beispiele für Zwecke der Erläuterung und sollen nicht einschränkend sein. Merkmale und Aspekte aus den beispielhaften Ausführungsformen können kombiniert oder umgeordnet werden, außer wo der Kontext dies nicht zulässt.
  • 1 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Spannungswandlers 100, der ausgelegt ist, Energie von einer Energiequelle VIN einzugeben, Energie zum Treiben einer Last 120 auszugeben, und der einen Phasenstromschätzer 118 aufweist. Der Spannungswandler 100 liefert einen Strom IOUT an die Last 120 und an einen Kondensator C0, der dazu dient, eine Ausgangsspannung VOUT zu filtern. Der Spannungswandler von 1 weist mehrere Phasen 130, 180, 190 auf. Die Phase 1 (130), die repräsentativ für die mehreren Phasen herangezogen wird, ist in Blockbildform mit dem Verständnis veranschaulicht, dass die anderen Phasen ähnlich ausgelegt wären. Obwohl 1 einen mehrphasigen Spannungswandler veranschaulicht, sind die meisten der hier präsentierten Techniken auch auf einen einphasigen Spannungswandler anwendbar.
  • Wie veranschaulicht, weist die Phase 1 (130) eine passive Schaltung 134 auf, die eine Leistungsstufe 132 mit dem Spannungswandlerausgang VOUT koppelt. Die Leistungsstufe 132 gibt Schaltersteuersignale HS1 und LS1 ein, um Schalter darin zu steuern. Die Schalter innerhalb der Leistungsstufe 132 erfordern typischerweise Treiber (der einfachen Veranschaulichung halber nicht gezeigt). Die passive Schaltung 134 ist mit einer synchronen Gleichrichter (SR)-Schalterstufe 138 gekoppelt, die dazu dient, die passive Schaltung 134 mit Erde schaltbar zu koppeln. Die SR-Schalterstufe 138 weist einen SR-Schalter (nicht gezeigt) auf, der auch typischerweise einen Treiber (ebenfalls nicht gezeigt) erfordert.
  • Eine Steuerschaltung 110 steuert die Schalter der Leistungsstufe 132 und der SR-Schalterstufe 138 für jede der Phasen 130, 180, 190 des Spannungswandlers 100. Ein Frequenz- und Tastverhältnisgenerator 112 bestimmt eine Schaltfrequenz und ein Tastverhältnis für den Spannungswandler 100 auf der Basis der Lastanforderungen, wie von der Ausgangsspannung VOUT abgefühlt, und liefert diese Parameter an einen Pulsbreitenmodulations (Pulsweitenmodulations)-Generator 116. Der Pulsweitenmodulations-Generator 116 erzeugt seinerseits Schaltersteuersignale (z.B. HS1, LS1, SR1) für jede der Phasen des Spannungswandlers 100. Die Schaltfrequenz des Spannungswandlers 100 ist variabel und ändert sich, wenn sich die Lastanforderungen ändern.
  • Ein Phasenstromschätzer 118 erzeugt eine Stromschätzung für jede Phase des Spannungswandlers 100. Diese Schätzung basiert teilweise auf einem abgefühlten (gemessenen) Strom von jeder Phase I1SENSE, I2SENSE, INSENSE. Die Phasenstromschätzungen, die von dem Phasenstromschätzer 118 erzeugt werden, werden für andere Schaltungen innerhalb der Steuerschaltung 110 bereitgestellt. Beispiele von Schaltungen, welche die Phasenstromschätzungen verwenden können, umfassen einen Phasenausgleicher 114 (für mehrphasige Spannungswandler), einen Fehlerdetektor 113 und den Frequenz- und Tastverhältnisgenerator 112.
  • Die Steuerschaltung 110 und ihre Bestandteile können unter Verwendung einer Kombination von analogen Hardware-Komponenten (wie Transistoren, Verstärkern, Dioden und Widerständen) und Prozessorschaltungen, die primär digitale Komponenten aufweisen, implementiert werden. Die Prozessorschaltungen können eines oder mehrere von einem digitalen Signalprozessor (DSP), einem Universalprozessor und einer anwendungsspezifischen Integrationsschaltung (ASIC) umfassen. Die Steuerschaltung 110 kann auch einen Speicher, z.B. einen nicht-flüchtigen Speicher, wie einen Flash, aufweisen, der Instruktionen oder Daten zur Verwendung durch die Prozessorschaltungen umfasst. Die Steuerschaltung 110 gibt einige Sensorsignale (z.B. VOUT, I1SENSE, I2SENSE, INSENSE) ein, um die Leistungsanforderungen für die Last 120 zu schätzen und um auf andere Weise die Erzeugung der Schaltersteuersignale zu unterstützen.
  • Techniken zur Bestimmung der Schaltfrequenz und Tastverhältnisse auf der Basis der Lastanforderungen eines Spannungswandlers sind allgemein wohlbekannt. Ähnlich sind Techniken für die Fehlerdetektion und den Phasenausgleich wohlbekannt. Solche herkömmlichen Techniken werden hier nicht weiter ausgearbeitet, um zu vermeiden, dass die einzigartigen Aspekte der Erfindung in den Hintergrund treten. Stattdessen ist die folgende Beschreibung auf detaillierte Techniken fokussiert, die mit der Phasenstromschätzung in Zusammenhang stehen, und insbesondere mit der Phasenstromschätzung innerhalb von resonanten und halbresonanten Spannungswandlern. Bevor auf diese Phasenstrom-Schätztechniken eingegangen wird, werden zuerst die Spannungswandlerschaltungen, auf die sie angewendet werden, beschrieben, um die Wellenformen der Phasenströme besser zu verstehen, die geschätzt werden.
  • 2 veranschaulicht ein Schaltbild 200, das eine Phase 1 (130) des Spannungswandlers 100 zeigt, der in 1 detaillierter veranschaulicht ist. Um die folgende Beschreibung zu vereinfachen, wird im Folgenden nur der einphasige Spannungswandler 200 beschrieben, wie in 2 gezeigt. Es ist klar, dass die Phasenstrom-Schätztechniken leicht auf einen mehrphasigen Spannungswandler erweitert werden können, wie den in 1 veranschaulichten. Um einen mehrphasigen Spannungswandler zu unterstützen, kann der Phasenstromschätzer 218 für jede der Phasen repliziert werden, um einen mehrphasigen Stromschätzer 118 zu erzeugen, oder kann auf andere Weise erweitert werden, z.B. über ein Zeitscheibenverfahren, um mehrere Phasen zu unterstützen.
  • Eine Eingangsspannung VIN wird an eine Leistungsstufe 232 an einem High-Side-Schalter QHS geliefert, der mit einem Low-Side-Schalter QLS an einem Schaltknoten VSW gekoppelt ist. Der Low-Side-Schalter QLS ist seinerseits mit Erde verbunden. Jeder dieser Schalter QHS, QLS wird von einem jeweiligen Treiber 232a, 232b gesteuert, wie gezeigt. Der Schaltknoten VSW der Leistungsstufe 232 ist mit einer passiven Schaltung 234 gekoppelt, die einen Ausgangsstrom IPH-OUT und eine Spannung VOUT an eine Last 120 liefert. Die passive Schaltung 234 weist einen Resonanzkreis auf, der aus einem Kondensator CRES und einem Induktor LRES besteht. Der Induktor LRES kann nur eine Leckinduktanz sein (z.B. die inhärente parasitäre Induktanz der Schaltungsverdrahtung), oder er kann eine tatsächliche Induktorkomponente gemeinsam mit irgendeiner Leckinduktanz sein.
  • Der Induktor LRES ist mit einem Transformator/Abzweiginduktor 236 mit N1 primärseitigen Windungen 236a und N2 sekundärseitigen Windungen 236b gekoppelt. Das Verhältnis N2/N1 bestimmt das Eingangs/Ausgangs-Spannungsverhältnis des Transformators/Abzweiginduktors 236, wenn er Strom leitet. (Im Gegensatz dazu bestimmt das Verhältnis N1/N2 das Eingangs/Ausgangs-Stromverhältnis des Transformators/Abzweiginduktors 236.) Aufgrund des hohen Spitzenstroms, der am Ausgang des Transformators/Abzweiginduktors 236 bereitgestellt wird, und um den WS-Widerstand zu reduzieren, ist der Transformator/Abzweiginduktor 236 häufig ausgebildet, eine einzelne sekundärseitige Windung 236b aufzuweisen. Wenn die Gesamtanzahl der primär- und sekundärseitigen Windungen als n definiert wird, ist das Windungsverhältnis somit (n-1) bis 1. Im Folgenden wird die Konvention von n Gesamtwindungen und 1 sekundärseitigen Windung 236b verwendet, es ist jedoch klar, dass die Gleichungen und Formeln, die folgen, stattdessen unter Verwendung von N1 primärseitigen Windungen 236a und N2 sekundärseitigen Windungen 236b abgeleitet werden können.
  • Für die veranschaulichte Schaltung 130 ist ein Magnetisierungsinduktor LM quer über den Transformator/Abzweiginduktor 236 angeschlossen. Eine SR-Schalterstufe 238 ist mit dem Transformator/Abzweiginduktor 236 verbunden und dient dazu, seinen zentralen Abgriff mit Erde zu koppeln, wenn die SR-Schalterstufe 238 leitend ist. Die SR-Schalterstufe 238 weist einen SR-Schalter QSR und typischerweise einen Treiber 238a auf, der mit einem Steueranschluss (z.B. einem Gate) des SR-Schalters QSR verbunden ist.
  • Der High-Side-, der Low-Side- und der SR-Schalter QHS, QLS, QSR sind in 2 als Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) vom Anreicherungstyp gezeigt, es können jedoch andere Schaltervorrichtungen verwendet werden. Beispielsweise können Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs), bipolare Sperrschichttransistoren (BJTs), bipolare Transistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), Transistoren mit hoher Elektronenmobilität (HEMTs) oder andere Typen von Leistungstransistoren in einigen Anwendungen bevorzugt werden. Die Schalter der Leistungsstufe 232 und der SR-Schalterstufe 238 (z.B. QHS, QLS, QSR) können auf demselben Halbleiterchip integriert sein, können jeweils auf getrennten Chips bereitgestellt sein oder können auf andere Weise über mehrere Halbleiterchips verteilt sein. Die Treiber für die Schalter können auf demselben (denselben) Halbleiterchip(s) wie ihre entsprechenden Schalter integriert sein, oder können auf getrennten Chips bereitgestellt sein.
  • Die Steuerschaltung 110 erzeugt Pulsweitenmodulations-Signale HS, LS und SR, die mit den Treibern 232a, 232b, 238a gekoppelt werden, welche die Schalter QHS, QLS, QSR steuern. Die Steuerschaltung 110 bestimmt die Frequenz und Tastverhältnisse der Pulsweitenmodulations-Signale HS, LS und SR, um so die Leistungsanforderungen der Last 120 zu erfüllen. In einem halbresonanten Spannungswandler, wie dem in 2 veranschaulichten, werden der High-Side- und der Low-Side-Schalter QHS, QLS der Leistungsstufe 232 derart gesteuert, dass diese Schalter QHS, QLS nicht zur gleichen Zeit leiten. Ein typischer Schaltzyklus des Spannungswandlers 200 beginnt mit einer „Totzeit“, während welcher keiner der Schalter QHS, QLS, QSR leitend ist. Diese wird gefolgt von einer Periode „ToN“, während welcher der High-Side-Schalter QHS leitend ist, der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR jedoch nicht leitend sind. Eine Periode „TOFF“ folgt dieser, während welcher der High-Side-Schalter QHS nicht leitend ist, der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR jedoch leitend sind. Es ist zu beachten, dass sich die Ausdrücke „ToN“ und „TOFF“, wie herkömmlich im Kontext resonanter Wandler verwendet, jeweils auf die leitende und nicht leitende Periode eines High-Side-Schalters, wie QHS, beziehen. Hier im Nachstehenden wird der Ausdruck „TsR ON“ häufig anstelle von „TOFF“ verwendet, da TSR_ON diese Periode im Kontext der nachstehend beschriebenen Stromschätztechniken klarer beschreibt.
  • Der Phasenstromschätzer 218 ist so veranschaulicht, dass er Teil der Steuerschaltung 110 ist, aber es ist klar, dass in einigen Ausführungsformen der Phasenstromschätzer 218 getrennt von der Steuerschaltung 110 implementiert sein kann. Dem Phasenstromschätzer 218 wird ein gemessener Strom von der Phasenschaltung 130 geliefert. Wie in 2 veranschaulicht, wird der Strom ISR durch den SR-Schalter QSR gemessen (abgefühlt) . Andere Phasenströme, wie IRH_OUT, könnten jedoch stattdessen gemessen (abgefühlt) werden, die folgende Erläuterung geht jedoch davon aus, dass der Strom ISR gemessen wird, und dass der Phasenstromschätzer 218 den Strom ISR durch den SR-Schalter QSR schätzt.
  • 3 veranschaulicht Wellenformen 300 für den Ausgangsstrom IRH_OUT aus der Phasenschaltung 130, die Spannung an dem Schalterknoten VSW und die resonanten und magnetisierenden Ströme IRES, IM des Spannungswandlers 200 während eines Schaltzyklus. Am Beginn der Totzeitperiode DT0 sind der Phasenausgangsstrom IPH_OUT und der Magnetisierungsstrom IM auf einem Minimalwert -IMIN. Keiner der Leistungsschalter QHS, QLS, QSR ist während der Totzeit DT0 leitend, d.h. die Steuerschaltung 110 erzeugt Pulsweitenmodulations-Signale HS=0, LS=0, SR=0. Der Strom - IMIN lädt die Ausgangskapazität des Low-Side-Schalters QLS und bewirkt, dass die Schalterknotenspannung VSW auf einen Pegel nahe bei VIN während der Totzeit DT0 steigt. Am Ende der Totzeit DT0 wird der High-Side-Leistungsschalter QHS eingeschaltet, wohingegen der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR aus bleiben, z.B. durch Einstellen von HS=1, LS=0 und SR=0 am Ende von DT0. Dieser Zustand wird für ein Zeitintervall aufrechterhalten, das als „TON“ bezeichnet wird. Während TON wird die Schalterknotenspannung VSW an VIN durch den High-Side-Leistungsschalter QHS gebunden, und der Phasenausgangsstrom IPH_OUT und der Magnetisierungsstrom IM der Spannungswandlerphase 130 steigen auf lineare Weise, bis der Magnetisierungsstrom IM einen Maximalwert IMAX erreicht. Der Magnetisierungsstrom IM, der mit dem LC-Kreis assoziiert ist, welcher von dem Resonanzkondensator CRES, dem Induktor LRES und dem Magnetisierungsinduktor LM gebildet wird, macht den Anstieg des Phasenausgangsstroms IRH_OUT während TON aus. (Wenn der SR-Schalter QSR deaktiviert ist, fließt im Wesentlichen kein Strom durch die primärseitigen Windungen 236a und die sekundärseitige(n) Windung(en) 236b des Transformators/Abzweiginduktors 236, was bedeutet, dass der Magnetisierungsstrom IM ≈ IRES.)
  • Während des nächsten Intervalls des Schaltzyklus, das als „TOFF“ oder „TSR_ON“ bezeichnet wird, wird der High-Side-Schalter QHS ausgeschaltet, wohingegen der Low-Side-Schalter QLS und der SR-Schalter QSR eingeschaltet werden, z.B. durch Einstellen von HS=0, LS=1 und SR=1. Die Schalterknotenspannung VSW fällt und bleibt auf null während des Intervalls TOFF (TSR_ON), da der Schalterknoten VSW durch den Low-Side-Schalter QLS mit Erde gekoppelt wird. Auch wird während des Intervalls TOFF (TSR_ON) eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator CRES und dem Induktor LRES gebildet und führt zu einem Resonanzstrom IRES. Ein Teil dieses Stroms, d.h. IPRIM = IM-IRES, fließt hindurch in die primärseitige Windung 236a des Transformators/Abzweiginduktors 236 und führt zu einem Strom ISEC = (N1/N2)*(IM-IRES) = (n-1) * (IM-IRES), der durch die sekundärseitige Windung 236b des Transformators/Abzweiginduktors 236 fließt. Der Ausgangsstrom IPH_OUT der Phase 130 ist somit der Strom IM, der durch den Magnetisierungsinduktor LM fließt, plus der Strom ISEC, der durch die sekundärseitige Windung 236b fließt, d.h. IPH_OUT = IM + (n-1) * (IM - IRES). Wie in 3 veranschaulicht, steigt dieser Strom IPH_OUT anfänglich während TOFF (TSR_ON), fällt anschließend und nimmt die Form des oberen Halbzyklus einer Sinusschwingung an.
  • Die oben beschriebenen Ströme können unter Verwendung stückweiser Polynome erster und zweiter Ordnung gut approximiert werden. In einigen Ausführungsformen können genauere Approximationen mit Polynomen höherer Ordnung vorgenommen werden, jedoch auf Kosten einer erhöhten Komplexität, die mehr Chipfläche und einen höheren Energieverbrauch für den Phasenstromschätzer 218 erfordert. Da die zusätzliche Genauigkeit relativ insignifikant ist, werden solche Polynomapproximationen nicht bevorzugt, und die folgenden Beispiele werden unter Verwendung von Polynomen zweiter oder niedrigerer Ordnung beschrieben.
  • Wie in 3 veranschaulicht, kann der Magnetisierungsstrom IM approximiert werden unter Verwendung von: I M ≈ { − I M I N   w a ¨ h r e n d   D T 0 m 1 t   − I M I N   w a ¨ h r e n d   T O N − m 2 t   + I M A X   w a ¨ h r e n d   T O F F
    Figure DE102017111904B4_0001
  • Der Resonanzstrom IRES ist gleich dem Magnetisierungsstrom IM, während der SR-Schalter QSR nicht leitend ist (d.h. während DT0 und TON), hat jedoch, wie in 3 veranschaulicht, einen anderen Wert während TOFF (TSR__ON), wie approximiert mit: I R E S ≈ { − I M I N   w a ¨ h r e n d   D T 0 m 1 t   − I M I N   w a ¨ h r e n d   T O N α t 2 + β t + I M A X   w a ¨ h r e n d   T O F F
    Figure DE102017111904B4_0002
  • Wie oben erläutert, kann der Ausgangsphasenstrom dann angegeben werden durch: I P H _ O U T ≈ { I M = − I M I N   w a ¨ h r e n d   D T 0 I M   w a ¨ h r e n d   T O N I M + ( n − 1 ) ( I M − I R E S )   w a ¨ h r e n d   T O F F
    Figure DE102017111904B4_0003
  • Kein Strom fließt durch den SR-Schalter QSR, während er deaktiviert ist, d.h. während DT0 und TON. Der Strom ISR durch den SR-Schalter QSR, wenn er aktiviert ist, d.h. während TOFF (TSR_ON), ist gegeben durch: I S R = n ( I M − I R E S ) ≈ { 0  w a ¨ h r e n d   D T 0 0   w a ¨ h r e n d   T O N n ( − m 2 t − α t 2 − β t )   w a ¨ h r e n d   T O F F ( T S R _ O N )
    Figure DE102017111904B4_0004
  • 4 veranschaulicht eine Wellenform 400, die dem SR-Schalterstrom ISR entspricht. Es ist zu beachten, dass diese Wellenform die Form des oberen Halbzyklus einer Sinusschwingung annimmt, und dass sie durch ein Polynom zweiter Ordnung, wie das in Gleichung (4) angegebene, gut approximiert werden kann.
  • Ein Strom IRES fließt (oszilliert) durch den resonanten Induktor LRES aufgrund des Schaltens der High- und Low-Side-Leistungsschalter QHS, QLS, aber der mittlere Strom <IRES> ist null. Der mittlere Ausgangsstrom <IPH_OUT> für die Phase, auch als IO bezeichnet, ist somit derselbe wie der mittlere Strom <ISR> durch den SR-Schalter QSR. Während des stationären Betriebs führt dies zu den folgenden Gleichungen für die mittleren Ströme in dem Spannungswandler 200. 〈 I R E S 〉 = 0
    Figure DE102017111904B4_0005
     I O = 〈 I P H _ O U T 〉 = 〈 I S R 〉 = 〈 n ( I M − I R E S ) 〉 = 〈 n I M 〉
    Figure DE102017111904B4_0006
     〈 I M 〉 = I O n
    Figure DE102017111904B4_0007
  • Das Einstellen des mittleren Magnetisierungsstroms <IM> über eine gesamte Zyklusperiode (d.h. DT0, TON und TOFF) auf I O n
    Figure DE102017111904B4_0008
    in Gleichung (1) und Auflösen für IMIN ergibt: I M I N = − ( I O n ) + m 1 T O N 2
    Figure DE102017111904B4_0009
  • Das Einsetzen der Approximation für IMIN, gegeben durch Gleichung (8), in die Approximationen für IRES, gegeben durch Gleichung (2), ergibt die folgenden Approximationen für die Koeffizienten α und β: β = − α T O F F − m 2
    Figure DE102017111904B4_0010
     α = 6 I O T S W n T O F F 3
    Figure DE102017111904B4_0011
  • Das Einsetzen der Approximation für β, gegeben in Gleichung (9), in die Gleichung für den SR-Schalterstrom ISR, gegeben in Gleichung (4), ergibt die folgende vereinfachte Approximation für ISR: I S R ≅ n α ( T O F F − t ) t   w a ¨ h r e n d   T O F F ( T S R _ O N )
    Figure DE102017111904B4_0012
  • Der maximale SR-Schalterstrom ISR,max tritt am Mittelpunkt jeder Periode TOFF (TSR_ON) auf, d.h. bei t = (TSR_ON/2) ab dem Beginn einer solchen Periode. Dies ist ersichtlich, indem die Ableitung in Bezug auf die Zeit des Stroms ISR, wie in Gleichung (12) gegeben, herangezogen wird, diese Ableitung d ( I S R ) d t
    Figure DE102017111904B4_0013
    auf null gesetzt wird und für die Zeit t aufgelöst wird.
  • Dies ist auch leicht aus der Wellenform 400 des Stroms ISR ersichtlich, wie in 4 veranschaulicht. Zur Zeit t = (TSR_ON/2) ist der SR-Schalterstrom gegeben durch: I S R , m a x = n α ( T S R _ O N 2 4 )
    Figure DE102017111904B4_0014
     I S R , m a x = n ( 6 I O T S W n T S R _ O N 3 ) ( T S R _ O N 2 4 )
    Figure DE102017111904B4_0015
     I S R , m a x = ( 1.5 I O T S W T S R _ O N )
    Figure DE102017111904B4_0016
  • Bei der Verwendung der Gleichung (13) ist zu beachten, dass α als Funktion des maximalen SR-Schalterstroms aufgelöst werden kann: α = ( 4 I S R , m a x n T S R _ O N 2 )
    Figure DE102017111904B4_0017
  • Die obigen Gleichungen liefern einige Approximationen, die verwendet werden können, wenn der SR-Schalterstrom ISR unter Verwendung eines Polynoms zweiter Ordnung modelliert wird. Nun wird das Hauptaugenmerk auf die Beschreibung einer detaillierten Implementierung des Phasenstromschätzers 218 auf der Basis der Modelle und der Approximationen gerichtet, die in den Gleichungen (1) bis (16) angegeben sind.
  • 5 veranschaulicht detailliert eine Ausführungsform des Phasenstromschätzers 218 von 2. Dieser Schätzer 218 ist in eine analoge Wandlerschaltung 540 und eine digitale Schätzschaltung 550 geteilt. Die analoge Wandlerschaltung 540 weist einen Analog-Digital-Wandler (ADC) und einen Digital-Analog-Wandler (DAC) auf. (Der einfachen Veranschaulichung halber sind der ADC und der DAC in 5 nicht gezeigt.) Obwohl diese Komponenten allgemein viel Energie erfordern, verbrauchen der ADC und DAC der analogen Wandlerschaltung 540 relativ wenig Energie, da sie bei einer langsamen Taktfrequenz f2 laufen. Die digitale Schätzschaltung 550 verwendet eine höhere Taktfrequenz f1, aber auch sie verbraucht relativ wenig Energie, da sie nur digitale Schaltungen enthält. Die digitale Schätzschaltung erzeugt eine Schätzung des Phasenstroms IRH_EST, der bei der höheren Taktfrequenz f1 aktualisiert wird. Der geschätzte Phasenstrom IPH_EST wird an externe Schaltungen geliefert, wie Schaltungen innerhalb der Steuerschaltung 110 des Spannungswandlers 100, in 1 veranschaulicht, während eine unterabgetastete Version dieses Stroms, bezeichnet als IPH_EST_F2, zu der analogen Wandlerschaltung 540 zurückgeführt wird.
  • Der analogen Wandlerschaltung 540 wird ein gemessener (abgefühlter) Phasenstrom IRH_SENSE geliefert, den sie mit der unterabgetasteten Stromschätzung IPH_EST_F2 kombiniert, um zu einem digitalen Fehlersignal error d zu gelangen. Das digitale Fehlersignal error_d wird bei der langsameren Taktfrequenz f2 aktualisiert und wird an die digitale Schätzschaltung 550 geliefert, so dass diese ihre Phasenstromschätzung IPH_EST aktualisieren (verbessern) kann.
  • Wie vorstehend angeführt, könnte der Phasenstrom IPH_SENSE auf der Basis einiger verschiedener Ströme innerhalb einer Phase eines Spannungswandlers gemessen (und geschätzt) werden, der Phasenstrom muss jedoch dem Ausgangsstrom, wie IPH_OUT, in 2 gezeigt, für die meisten Anwendungen entsprechen, die von der Steuerschaltung 110 des Spannungswandlers 100 benötigt werden. Der Ausgangsphasenstrom IPH_OUT, wie in 2 veranschaulicht, könnte von dem Phasenstromschätzer 218 direkt gemessen und geschätzt werden. Dies wird jedoch nicht bevorzugt, da die Approximationen für diesen Strom IPH_OUT, z.B. wie in Gleichung (3) angegeben, etwas kompliziert sind aufgrund der drei (3) stückweisen Wellenformen, die approximiert werden müssen. Stattdessen, und wie in der folgenden Ausführungsform beschrieben, werden die Messung und Schätzung des Stroms ISR durch den SR-Schalter QSR bevorzugt, da die einzigen (Nicht-Null-) Wellenformen, die approximiert werden müssen, während der Zeitperiode TOFF (TSR_ON) sind. Dieser Strom ISR liefert den notwendigen Eingang, der zur Steuerung eines Spannungswandlers, wie des Spannungswandlers 200 von 2, erforderlich ist, und dieser Strom ISR kann unter Verwendung von Approximationen, wie den durch die Gleichung (4) angegebenen, annehmbar effizient geschätzt werden.
  • Der Strom ISR kann unter Verwendung des effektiven Durchlasswiderstands (Rdson) des SR-Schalters QSR und der Spannung quer über den SR-Schalter QSR, oder unter Verwendung eines Stromspiegels gemessen werden. Die Strommessung, für ISR oder sonstiges, kann auch unter Verwendung anderer Standardmittel erzielt werden, wie Messen der Spannung quer über einen Abfühlwiderstand, oder unter Verwendung von Gleichstromabfühl (DCR)-Techniken.
  • 6 veranschaulicht detaillierter eine Ausführungsform des Phasenstromschätzers 218. Wie in 5, ist der Phasenstromschätzer 218 in eine analoge Wandlerschaltung 540 und eine digitale Wandlerschaltung 550 geteilt. Die digitale Wandlerschaltung 550 besteht prinzipiell aus einem Steigungsschätzer 670, einem Steigungseinsteller 660 und einem Steigungsintegrator 680.
  • Der Steigungsschätzer 670 erzeugt Schätzungen mEST der Steigung für den Phasenstrom ISR. Diese Steigungsschätzungen mEST werden bei einer Rate von f1 aktualisiert. Der Steigungsschätzer 670 liefert nur Steigungsschätzungen mEST, während Strom ISR durch den SR-Schalter QSR fließt. Dies ist in 6 durch ein Freigabesignal ENSRON angezeigt, das z.B. dem Pulsweitenmodulations-Signal „SR“ des Spannungswandlers 200 in 2 entsprechen kann. Zusätzlich zu den Steigungsschätzungen mEST kann der Steigungsschätzer 670 auch eine relativ seltene Schätzung, bezeichnet durch IO_EST, des Stroms ISR liefern, die nur einmal pro Schaltzyklus (TSW) des Spannungswandlers 200 aktualisiert wird. Wie auch in 6 gezeigt, gibt der Steigungsschätzer 670 ein integriertes Fehlersignal KINT*(err_int) ein, das verwendet werden kann, um die Steigungsschätzung mEST sowie die Schaltzyklusperiode TSW und die SR-Leitungsperiode TSR_ON zu aktualisieren und zu verbessern, die auch bei der Erzeugung der Steigungsschätzung mEST verwendet werden. Weitere Details in Bezug auf den Steigungsschätzer 670 werden nachstehend in Verbindung mit der Beschreibung von 7 angegeben.
  • Die Steigungsschätzung mEST wird von einer digitalen Summierschaltung 682 modifiziert, um eine verbesserte Steigungsschätzung mEST IMP zu ergeben, die in einen Steigungsintegrator 680 eingegeben wird. Der Steigungsintegrator 680 integriert die verbesserte Steigungsschätzung mEST_IMP, um die Phasenstromschätzung IPH_OUT zu erzeugen. Der Steigungsintegrator 680 arbeitet an digitalen Abtastwerten mEST IMP, die bei einer Rate geliefert/aktualisiert werden, welche durch die Frequenz f1 gegeben ist. Eine diskrete/digitale Integration, wie von dem Steigungsintegrator 680 vorgenommen, ist gleich einer Akkumulation der Abtastwerte mEST IMP über die Zeit. Da die Eingangsabtastwerte mEST IMP in den Steigungsintegrator 680 bei der Frequenz f1 aktualisiert werden, wird auch die Ausgangsstromschätzung IPH_OUT bei der Frequenz f1 aktualisiert. Der Steigungsintegrator 680 kann am Ende einer SR-Schalterperiode TSR_ON gelöscht/zurückgesetzt werden, da typischerweise erwartet wird, dass die Phasenstromschätzung IPH_EST null ist, wenn der SR-Schalter QSR nicht leitend ist, und jede Restakkumulation am Ende einer SR-Schalterperiode TSR_ON sollte nicht zu dem Beginn der nächsten SR-Schalterperiode TSR_ON übertragen werden.
  • Die analoge Wandlerschaltung 540 weist einen Digital-Analog-Wandler (DAC) 642 und einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 644 auf, von denen beide Umwandlungen bei einer Frequenz von f2 liefern. Bevor sie von dem DAC 642 verwendet werden kann, muss die Phasenstromschätzung IPH_EST von der Frequenz f1 der digitalen Schätzschaltung 550 auf die Frequenz f2 der analogen Wandlerschaltung 540 unterabgetastet werden. Dies wird durch einen Unterabtaster 684 vorgenommen, der innerhalb der digitalen Schätzschaltung 550 gezeigt ist, der jedoch auch an anderer Stelle angeordnet sein könnte, einschließlich innerhalb der analogen Wandlerschaltung 540. Die unterabgetastete Phasenstromschätzung, bezeichnet als IpH_EST_F2, wird von dem DAC 642 in ein analoges Signal IPH_EST_F2_ANALOG umgewandelt. Ein analoger gemessener (abgefühlter) Phasenstrom IPH_SENSE wird in eine analoge Summierschaltung 646 eingegeben, die das analoge Phasenstrom-Schätzsignal IPH_EST_F2_ANALOG von dem abgefühlten Strom IPH_SENSE subtrahiert, um ein analoges Fehlersignal IERR_ANALOG zu ergeben. Das analoge Fehlersignal IERR_ANALOG wird von dem ADC 644 digitalisiert, um ein digitales Fehlersignal error_d zu erzeugen, das zu der digitalen Schätzschaltung 550 zurückgeführt wird. Da der ADC 644 Umwandlungen bei der Frequenz f2 liefert, wird das digitale Fehlersignal error d bei einer Rate aktualisiert, die der Frequenz f2 entspricht.
  • Das digitale Fehlersignal error_d wird einem Steigungseinsteller 660 zugeführt, der modifizierte Versionen dieses Fehlersignals an den Steigungsschätzer 670 und an die digitale Summierschaltung 682 liefert. Ein Fehlerintegrator 664 gibt das digitale Fehlersignal error_d ein und integriert (akkumuliert) dieses, um einen integrierten Fehler err_int zu erzeugen. Der integrierte Fehler err_int wird dann durch einen Verstärkungsblock 666 skaliert und an den Steigungsschätzer 670 geliefert, der den integrierten Fehler KINT*err_int verwendet, um seine Steigungsschätzung zu aktualisieren/zu verbessern, wie in der Beschreibung von 7 vollständiger erläutert wird. Der Fehlerintegrator 664 wird typischerweise durch ein Signal RSTERR_INT am Beginn jeder Leitungsperiode TSR_ON für den SR-Schalter QSR zurückgesetzt, um so jegliches Rauschen zu eliminieren, das sich fehlerhaft während der Aus-Periode des SR-Schalters QSR akkumuliert hat, oder jeden integrierten Fehler, der von einem früheren Schaltzyklus übriggeblieben ist. Der Fehlerintegrator 664 kann auf null oder auf einen Nicht-Null-Initialwert zurückgesetzt werden, wie einen Teil des Endwerts, der in dem Integrator am Ende der vorhergehenden SR-Leitungsperiode TSR_ON zurückgeblieben ist, z.B. könnte er auf 25 % oder 50 % seines früheren Endwerts gesetzt werden. Das Rücksetzsignal RSTERR_INT entspricht typischerweise dem, und kann gleich sein wie das, Pulsweitenmodulations-Signal „SR“, das in 2 gezeigt ist.
  • Zusätzlich zur Aktualisierung des Steigungsschätzers 670 werden die Ausgänge des Steigungseinstellers 660 an die digitale Summierschaltung 682 geliefert, um eine direktere Fehlerkorrektur bereitzustellen. Dieser integrierte Fehler err_int wird durch KINT skaliert und mit der Steigungsschätzung mEST addiert, um diese Schätzung zu verbessern. Die Integration des Fehlersignals error_d dient dazu, das Signal zu filtern (glätten), und jegliche großen Änderungen aufgrund eines Rauschens oder anderer Systemanomalien zu verhindern, die nicht verfolgt werden sollten. Diese Glättung erfolgt jedoch auf Kosten der langsameren Verfolgung des geschätzten Phasenstroms IPH_EST auf den tatsächlich abgefühlten Strom IPH_SENSE. Eine weitere Version des digitalen Fehlersignals error d wird nicht integriert, sondern wird nur durch KP innerhalb eines Verstärkungsblocks 662 skaliert, um einen proportionalen Fehlerterm zu ergeben, der die Steigungsschätzung mEST schneller korrigieren/verbessern kann. Die verbesserte Steigungsschätzung, die von der digitalen Summierschaltung 682 ausgegeben wird, ist somit gegeben durch mEST IMP = mEST + KP * error d + KINT * err_int. Die Verstärkungsterme KP und KINT bestimmen die Geschwindigkeit und die Rauschunterdrückung der Verfolgungsschleife. Ein relativ hoher Wert von KP führt zu einer schnelleren Verfolgung, bringt jedoch die Möglichkeit eines unerwünschten Verfolgungsrauschens ein. Im Gegensatz dazu sollte ein relativ hoher Wert für KINT ein Rauschen oder andere Transienten unterdrücken, jedoch auf Kosten einer langsameren Verfolgung des Phasenstroms IPH_SENSE. Es ist zu beachten, dass die Steigungsschätzung mEST, die von dem Steigungsschätzer 670 geliefert wird, bei der (schnellen) f1 Frequenz aktualisiert wird, während die anderen Terme, die zu mEST_IMP beitragen, nur bei der (langsamen) f2 Frequenz aktualisiert werden.
  • 7 veranschaulicht den Steigungsschätzer 670 detaillierter. Der Steigungsschätzer 670 basiert auf einem Modell des Stroms ISR durch den SR-Schalter QSR, wie durch die Gleichung (12) angegeben, die nachstehend (wobei die Notierung TSR_ON anstelle von TOFF verwendet wird) zusammen mit ihrer Zeitableitung repliziert wird: I S R = n α ( T S R _ O N − t ) t ,  f u ¨ r 0 < t < T SR_ON
    Figure DE102017111904B4_0018
     d I S R d t = n α ( T S R _ O N − 2 t ) ,  f u ¨ r 0 < t < T SR_ON
    Figure DE102017111904B4_0019
  • Die Steigung des SR-Schalterstroms ISR kann aus seiner Zeitableitung bestimmt werden, und somit kann Gleichung (18) verwendet werden, um die StromSteigung mEST während der Ein-Periode TSR_ON des SR-Schalters QSR zu schätzen. Zur Vereinfachung wird in der nicht detaillierten Implementierung der Term (TSR_ON - 2t) in eine alternative Form umgewandelt. Für den Zeitbereich, der durch 0 < t < TSR_ON angegeben wird, variiert der Term tshift = (TSR_ON - 2t) von +TSR_ON bis -TSR_ON. Ein Einsetzen von tshift für (TSR_ON - 2t) in Gleichung (18) führt daher zu: d I S R d t = n α ( t s h i f t ) ,  f u ¨ r  + T SR_ON < t s h i f t < − T SR_ON
    Figure DE102017111904B4_0020
  • Der Steigungsschätzer 670 erzeugt nur Steigungsschätzungen mEST an diskreten Punkten in der Zeit, gegeben durch k = ‖ t s h i f t T C L K ‖ ,
    Figure DE102017111904B4_0021
    wobei sich TCLK auf die Abtastfrequenz f1 bezieht, da TCLK = 1/f1. Dies führt zu der digitalen (diskreten) Form der Gleichung (19), gegeben durch: m E S T ( k ) = n α ( k ∗ T C L K ) ,  f u ¨ r k = + N S R _ O N   t o − N S R _ O N ,
    Figure DE102017111904B4_0022
    wobei NSR_ON = TSR_ON/TCLK, und k eine ganze Zahl ist.
  • Ein Einsetzen der Approximation für α, das in Gleichung (16) abgeleitet wurde, ergibt: m E S T ( k ) = n ( 4 I S R , m a x n T S R _ O N 2 ) ( k ∗ T C L K ) = k ( 4 T C L K T S R _ O N 2 ) I S R , max = k γ ,
    Figure DE102017111904B4_0023
     wobei  γ = ( 4 T C L K T S R _ O N 2 ) I S R , m a x ,
    Figure DE102017111904B4_0024
    und k von +NSR_ON bis -NSR_ON variiert.
  • Der Steigungsschätzer 670 weist einen Abwärtszähler 771 auf, der den Zählwert k während der Leitungsperiode TSR_ON des SR-Schalters QSR erzeugt. Der Abwärtszähler 771 wird am Beginn jeder SR-Leitungsperiode TSR_ON auf einen Initialwert gesetzt, wie durch die Anstiegkante des Pulsweitenmodulations-Signals „SR“ angezeigt werden kann, das von der in 2 gezeigten Steuerschaltung 110 erzeugt wird, und wie es durch ein Rücksetzsignal RSTCOUNT geliefert werden kann. Der Initialwert wird auf NSR_ON = ||TSR_ON/TCLK)|| gesetzt, wobei TSR_ON der Leitungsperiode TSR_ON des SR-Schalters QSR für den aktuellen Schaltzyklus entspricht und von der Steuerschaltung 110 geliefert werden kann. Der Zählwert k wird bei einer Frequenz dekrementiert, die durch f1 gegeben ist, d.h. k wird nach jeder Taktperiode TCLK um eins reduziert.
  • Der Zählwert k, der von dem Abwärtswandler 771 erzeugt wird, wird an einen Verstärkungsblock 772 geliefert, wobei der Zählwert k mit einer Steigungsverstärkung y multipliziert wird, um die Steigungsschätzung mEST zu erzeugen. Wie in der obigen Gleichung (22) gezeigt, wird die Steigungsverstärkung y auf einen Wert basierend auf TSR_ON und ISR,max initialisiert, von denen beide, mindestens typischerweise, einmal pro Schaltzyklus aktualisiert werden. Wie nachstehend erläutert wird, kann die Steigungsverstärkung y innerhalb eines Schaltzyklus aktualisiert werden, um die Steigungsschätzung mEST zu verbessern.
  • Es ist zu beachten, dass einige Alternativen zu der oben beschriebenen Schaltung auf der Basis des Abwärtszählers 771 möglich sind und in einigen Ausführungsformen bevorzugt werden können. Beispielsweise kann ein Standard-(Aufwärts)-Zähler verwendet werden, in welchem Fall die Gleichung (18) direkter verwendet werden kann. Der Initialwert für einen solchen Aufwärtszähler wäre ein anderer (z.B. null), eine Subtraktion, wie in Gleichung (18), müsste vorgenommen werden, und ein anderer Verstärkungsterm kann abgeleitet werden müssen.
  • Der maximale Strom ISR,max durch den SR-Schalter QSR tritt in der Mitte der Leitungsperiode auf, d.h. bei TSR_ON/2. Der maximale Strom ISR,max wird durch eine Verriegelung 776 gespeichert, die diesen Strom ISR,max durch Erfassen der Phasenstromschätzung IRH_EST bei TSR_ON/2 aktualisiert. Der Zählwert k, der von dem Abwärtszähler 771 erzeugt wird, wird zur Bestimmung verwendet, wann die Stromschätzung IRH_EST zu verriegeln ist. Für die Zählwertsequenz, die in 7 gezeigt und oben beschrieben wird, würde die Phasenstromschätzung IRH_EST bei k=0 verriegelt werden, um den maximalen Strom ISR,max zu erfassen.
  • Zusätzlich zu seiner Verwendung bei der Bestimmung der Steigungsverstärkung y, wie oben beschrieben, wird der maximale Strom ISR,max auch verwendet, um eine Schätzung IO_EST des mittleren Ausgangsstroms zu erzeugen, d.h. des Stroms IO, der in Gleichung (6) gezeigt ist. Diese mittlere Ausgangsstromschätzung IO_EST kann von der Steuerschaltung 110 für Zwecke verwendet werden, die nur seltene Schätzungen des Phasenstroms ISR erfordern, und für welche die halbsinusförmige SR-Stromschätzung IPH_EST ungeeignet ist. Wie bei dem maximalen Strom ISR,max wird die mittlere Ausgangsstromschätzung IO_EST nur einmal pro Schaltzyklus aktualisiert. Die mittlere Ausgangsstromschätzung IO_EST wird durch den Verstärkungsblock 777 erzeugt, indem der verriegelte maximale Strom ISR,max mit einem Verstärkungsterm λ multipliziert wird. Der Verstärkungsterm λ kann aus der Gleichung (15) wie folgt abgeleitet werden: I O = ( I S R , m a x T S R _ O N 1,5 T S W ) = λ I S R , m a x ,
    Figure DE102017111904B4_0025
     λ = ( T S R _ O N 1,5 T S W ) .
    Figure DE102017111904B4_0026
  • Wie vorstehend beschrieben, basiert die anfängliche Steigungsverstärkung y auf TSR_ON und ISR,max, von denen jedes nur einmal pro Schaltzyklus aktualisiert wird. Um den Phasenstrom innerhalb einer Leitungsperiode TSR_ON des SR-Schalters QSR besser zu verfolgen, wird die anfängliche Steigungsverstärkung y modifiziert, indem ein Fehlersignal berücksichtigt wird, das in den Steigungsschätzer 670 eingegeben wird. Bevorzugt wird das skalierte und integrierte Fehlersignal KINT*(err_int), das von dem Steigungseinsteller 660 erzeugt wird, in eine Nachschlagtabelle 775 eingegeben, die eine Korrekturskalierung für die Steigungsverstärkung y erzeugt. Diese Korrekturskalierung wird dann an einen Vervielfacher 774 geliefert, der die Steigungsverstärkung y dem Steigungsverstärkungsblock 772 zuführt.
  • Für den Fall, wo die Steigungsschätzung mEST perfekt ist, und die Phasenstromschätzung IRH_EST den gemessenen Phasenstrom IPH-SENSE perfekt verfolgt, besteht kein Fehler und das skalierte und integrierte Fehlersignal KINT* (err_int), das der Nachschlagtabelle 775 zugeführt wird, wäre null. Die Nachschlagtabelle 775 würde einen Wert von 1,0 an den Vervielfacher 774 liefern, so dass der Vervielfacherausgang eine Steigungsverstärkung y äquivalent zu dem Initialwert der Steigungsverstärkung y liefern würde, wie durch die Gleichung (22) angegeben. Wenn das skalierte und integrierte Fehlersignal KINT* (err_int) ausreichend positiv ist, was anzeigt, dass der gemessene Phasenstrom IRH_SENSE größer ist als die Phasenstromschätzung IRH_EST, ist dann die geschätzte Steigung mEST zu klein. Für diesen Fall würde die Nachschlagtabelle 775 eine Korrekturskalierung größer als 1,0 liefern, die von dem Vervielfacher 774 verwendet werden würde, um die Steigungsverstärkung y zu erhöhen. Dies würde seinerseits zu einer erhöhten geschätzten Steigung mEST, einer erhöhten Phasenstromschätzung IPH_EST und reduzierten Fehlersignalen error_d, err_int führen. Wenn hingegen das skalierte und integrierte Fehlersignal KINT* (err_int) ausreichend negativ ist, zeigt dies an, dass der gemessene Phasenstrom IPH_SENSE kleiner ist als die Phasenstromschätzung IPH_EST. Für diesen Fall würde die Nachschlagtabelle 775 eine Skalierung von weniger als 1,0 liefern, die anschließend die geschätzte Steigung mEST reduzieren und zu einer genaueren Phasenstromschätzung IPH_EST führen würde.
  • Die Korrektur, die durch die Nachschlagtabelle 775 bereitgestellt wird, könnte auf alternative Weisen vorgenommen werden, z.B. könnte die Korrektur durch eine Funktion bereitgestellt werden, die von einem integrierten Fehler oder irgendeiner anderen Variation des Fehlers abhängig ist. Die Nachschlagtabelle 775 könnte hartcodierte Werte verwenden, die platziert werden, wenn der Steigungsschätzer 670 erzeugt wird, könnte Werte enthalten, die adaptiv während des Normalbetriebs aktualisiert werden, oder könnte mit Werten geladen werden, die während einer Kalibrierungsphase des Steigungsschätzers 670 erzeugt werden.
  • Wie oben beschrieben, verwendet der Steigungsschätzer 670 die Schaltzyklusperiode TSW und die SR-Leitungsperiode TSR_ON bei seiner Erzeugung der Steigungsschätzung mEST, z.B. um die Zählwertinitialisierung NSR_ON, die Steigungsverstärkung y und den Steigungsterm λ zu bestimmen. Diese Perioden TSW, TSR_ON können direkt von irgendeinem anderen Teil der Steuerschaltung 110 bereitgestellt werden, z.B. dem Frequenz- und Tastverhältnisgenerator 112, oder sie können von dem Phasenstromschätzer 218 auf der Basis anderer Eingangssignale (der einfachen Veranschaulichung halber in 6 oder 7 nicht gezeigt) bestimmt werden. Beispielsweise könnte eines oder könnten mehrere der Pulsweitenmodulations-Signale HS, SR, in 2 gezeigt, von dem Phasenstromschätzer 218 verwendet werden, um die Perioden TSW, TSR_ON zu bestimmen.
  • Egal ob die Perioden TSW, TSR_ON dem Phasenstromschätzer 218 bereitgestellt oder durch diesen bestimmt werden, besteht typischerweise eine Verzögerung eines Schaltzyklus bei der Aktualisierung dieser Perioden TSW, TSR_ON. Mit anderen Worten, die Werte, die von dem Phasenstromschätzer 218 für die Perioden TSW, TSR_ON für einen gegebenen Schaltzyklus verwendet werden, basieren typischerweise auf den Perioden TSW, TSR_ON, die von dem Pulsweitenmodulations-Generator 116 in dem vorhergehenden Schaltzyklus erzeugt werden.
  • 8 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Verfahrens 800 zum Schätzen des Phasenstroms in einem resonanten Spannungswandler, wie dem in 1 und 2 gezeigten. Das Verfahren 800 von 8 kann innerhalb der Steuerschaltung 110 des Spannungswandlers 100 oder 200 implementiert werden.
  • Das Verfahren beginnt mit der Freigabe 810 eines SR-Schalters innerhalb eines Spannungswandlers, so dass der SR-Schalter Strom leitet. Der SR-Schalter wird für eine Zeitperiode TSR_ON freigegeben gelassen. Ein Zähler und ein Takt können verwendet werden, um die Zeitperiode TSR_ON abwärts zu zählen. Ein Modell des Stroms ISR durch den SR-Schalter wird erzeugt und aktualisiert 822. Diese Aktualisierung wird bei einer schnellen Frequenz von f1 vorgenommen. Als Nächstes wird eine SR-Stromschätzung IRH_EST erzeugt 824, unter Verwendung des Modells und eines Fehlersignals. Die geschätzte SR-Stromschätzung IPH_EST wird umgewandelt 832 in eine analoge Schätzung IPH_EST_F2_ANALOG bei einer langsamen Frequenz f2. Der gemessene SR-Schalterstrom ISENSE wird eingegeben 834. Die analoge Schätzung IPH_EST_F2_ANALOG wird mit dem gemessenen SR-Schalterstrom ISENSE kombiniert, z.B. durch Subtrahieren, um einen analogen Stromfehler zu erzeugen 836. Dieser analoge Stromfehler wird dann umgewandelt 836 (digitalisiert), um das Fehlersignal zu bilden, das bei der Erzeugung 824 der SR-Stromschätzung IPH_EST verwendet wurde. Sobald die obige Sequenz vollständig ist, erfolgt eine Prüfung 840, um zu bestimmen, ob die SR-Leitungsperiode TSR_ON beendet ist. Dies kann beispielsweise durch den Vergleich eines Zählers, der zurückgesetzt wurde, als der SR-Schalter freigegeben wurde 810, mit einer Schwelle erfolgen, die der SR-Leitungsperiode TSR_ON entspricht. Wenn die SR-Leitungsperiode TSR_ON nicht vorüber ist, setzt die Operation mit der Erzeugung und Aktualisierung 822 des SR-Strommodells fort. Wenn die SR-Leitungsperiode TSR_ON vollendet ist, wird dann die Schleife verlassen, und der SR-Schalter wird gesperrt 850.
  • Es ist zu beachten, dass die Schritte in dem gestrichelten Kästchen 820 bei der (schnellen) Frequenz f1 vorgenommen werden, während die Schritte innerhalb des gestrichelten Kästchens 830 bei der langsameren Frequenz f2 vorgenommen werden. Demgemäß können die Schritte 820 mehrere Male vorgenommen werden, und die Stromschätzung IPH_EST mehrere Male für jede Iteration der Schritte im Kästchen 830 aktualisiert werden.

Claims (21)

  1. Spannungswandler (100;200), welcher eine variable Schaltfrequenz verwendet, wobei der Spannungswandler umfasst: eine erste Phaseneinrichtung (130), die einen Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) umfasst, durch den ein Synchrongleichrichter-Strom (ISR) mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) aktiv ist; einen Pulsweitenmodulations-Generator (116), der betreibbar ist, ein zyklusweises Schalten des Synchrongleichrichter-Schalters (QSR) zu steuern, indem ein Pulsweitenmodulations-Steuersignal (SR; SR1) an den Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) geliefert wird, wobei die Frequenz des Pulsweitenmodulations-Steuersignals (SR; SR1) auf einer ersten Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) basiert; und einen Stromschätzer (118; 218), umfassend: eine digitale Schätzschaltung (550), die eingerichtet ist, die erste Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) unter Verwendung eines Modells von Strom durch den Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) und eines Fehlersignals (error_d) zu erzeugen, und eingerichtet ist, die erste Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) bei einer ersten Frequenz (f1) zu aktualisieren; und eine analoge Wandlerschaltung (540), die eingerichtet ist, einen gemessenen Strom (IPH_SENSE), der dem Synchrongleichrichter-Strom (ISR) entspricht, als Eingang zu empfangen, um Umwandlungen bei einer zweiten Frequenz zu liefern, und um das Fehlersignal (error_d) auf der Basis des gemessenen Stroms (IPH_SENSE)und der ersten Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) zu erzeugen.
  2. Spannungswandler (100; 200) nach Anspruch 1, wobei die erste Phaseneinrichtung (130) ferner umfasst: eine Leistungsstufe (232), die einen High-Side-Schalter (QHS) und einen Low-Side-Schalter (QLS) aufweist, der mit dem High-Side-Schalter (QHS) an einem Schaltknoten der Leistungsstufe gekoppelt ist; und eine passive Schaltung (234), die einen Transformator/Abzweiginduktor (236) aufweist, wobei die passive Schaltung (234) den Schaltknoten mit einem Ausgangsknoten des Spannungswandlers koppelt, und die mit Erde durch den Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) gekoppelt ist, wenn der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) leitend ist, wobei der Pulsweitenmodulations-Generator (116) ferner betreibbar ist, ein zyklusweises Schalten des High-Side-Schalters (QSR) und des Low-Side-Schalters (QLS) durch Liefern von Pulsweitenmodulations-Steuersignalen (HS, LS, HS1, LS1) an jeden von dem High-Side-Schalter (QHS) und dem Low-Side-Schalter (QLS) zu steuern.
  3. Spannungswandler (100; 200) nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend zusätzliche Phaseneinrichtungen (180; 190), von denen jede einen zusätzlichen Synchrongleichrichter-Schalter umfasst, durch den ein zusätzlicher Synchrongleichrichter-Strom mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der zusätzliche Synchrongleichrichter-Schalter aktiv ist.
  4. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 1-3, wobei die erste Frequenz (f1) größer ist als die zweite Frequenz (f2).
  5. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 1-4, wobei die digitale Schätzschaltung (550) eingerichtet ist, den Synchrongleichrichter-Strom (ISR) auf der Basis eines Polynoms zweiter oder höherer Ordnung zu modellieren.
  6. Spannungswandler (100; 200) nach Anspruch 5, wobei das Polynom ein Polynom zweiter Ordnung ist, gegeben durch: I S R _ E S T = n α ( T S R _ O N − t )
    Figure DE102017111904B4_0027
     wobei n mit dem Windungsverhältnis eines Transformators/Abzweiginduktors (236) in Zusammenhang steht, mit dem der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) gekoppelt ist, TSynchrongieichrichter_ON eine Zeitperiode innerhalb eines Zyklus des Spannungswandlers (100; 200) ist, während welcher der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) leitend ist, t eine Zeit vom Beginn der Periode ist, während welcher der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) leitend ist, und α auf einer Schaltperiode TSW des Zyklus des Spannungswandlers und der Zeitperiode TSynchrongleichrichter_ON, die der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) leitend ist, basiert.
  7. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 1-6, wobei die analoge Wandlerschaltung (540) umfasst: einen Digital-Analog-Wandler (642), der eingerichtet ist, die erste Schätzung (IPH_EST_F2) des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) als Eingang zu empfangen und diese erste Schätzung (IPH_EST_F2) in eine analoge Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_ANALOG) bei einer Rate umzuwandeln, die der zweiten Frequenz (f2) entspricht; eine Stromsummierschaltung (646), die eingerichtet ist, einen analogen Fehler (IERR_ANALOG) durch Summieren der analogen Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_ANALOG) und des gemessenen Stroms (IPH_SENSE)zu erzeugen; und einen Analog-Digital-Wandler (644), der eingerichtet ist, den analogen Fehler (IERR_ANALOG) in das Fehlersignal (error_d) bei einer Rate umzuwandeln, die der zweiten Frequenz (f2) entspricht.
  8. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 1-7, wobei die digitale Schätzschaltung (550) ferner umfasst: einen Steigungsschätzer (670), der eingerichtet ist, eine erste Schätzung (mEST) der Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) zu erzeugen, wobei die geschätzte Steigung (mEST) bei der ersten Frequenz (f1) aktualisiert wird.
  9. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 1-8, wobei die digitale Schätzschaltung (550) ferner umfasst: einen Fehlerintegrator (664), der eingerichtet ist, das Fehlersignal (error_d) zu integrieren und zu skalieren, um einen integrierten Fehler (err_int) zu erzeugen, wobei der integrierte Fehler (err_int) bei einer Rate aktualisiert wird, die der zweiten Frequenz (f2) entspricht.
  10. Spannungswandler (100; 200) nach Anspruch 9, wobei die digitale Schätzschaltung (550) ferner umfasst: eine digitale Summierschaltung (682), die eingerichtet ist, eine verbesserte Steigungsschätzung (mEST_IMP) durch Summieren des integrierten Fehlers (err_int), des Fehlersignals (error_d) oder einer skalierten Version des Fehlersignals (error_d), und einer ersten Schätzung (mEST) der Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) zu erzeugen; und einen Steigungsintegrator (680), der eingerichtet ist, die verbesserte Steigungsschätzung (mEST_IMP) zu integrieren.
  11. Spannungswandler (100; 200) nach Anspruch 9 oder 10, ferner umfassend: einen Steigungsschätzer (670), der eingerichtet ist, eine erste Schätzung (mEST) der Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) auf der Basis des integrierten Fehlers (err_int) und einer Nachschlagtabelle zu erzeugen.
  12. Spannungswandler (100; 200) nach einem der Ansprüche 9-11, wobei die digitale Schätzschaltung (550) ferner eingerichtet ist, eine zweite Synchrongleichrichter-Stromschätzung auf der Basis der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) zu erzeugen, durch Verriegeln der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung zu einer Zeit, gegeben durch t = TSynchrongieichrichter_ON/2, wobei die Zeit t bei null beginnt, wenn der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) während eines Schaltzyklus eingeschaltet wird, und TSyrichrorigleichrichter_ON eine Zeitperiode ist, während welcher der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) leitend ist, bevor er während des Schaltzyklus ausgeschaltet wird, wobei die zweite Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) einmal in jedem Schaltzyklus aktualisiert wird.
  13. Verfahren zur Stromschätzung in einem Spannungswandler (100; 200) mit variabler Frequenz, wobei der Spannungswandler mit variabler Frequenz einen Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) aufweist, durch den ein Synchrongleichrichter-Strom (ISR) mit einer sinusähnlichen Halbzyklusform geleitet wird, wenn der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) aktiv ist, wobei das Verfahren für jeden Schaltzyklus des Spannungswandlers (100; 200) mit variabler Frequenz umfasst: Freigeben des Synchrongleichrichter-Schalters (QSR) , so dass er den Synchrongleichrichter-Strom (ISR) für eine Synchrongleichrichter-Leitungsperiode leitet, wobei die Synchrongleichrichter-Leitungsperiode ein Teil einer Schaltperiode für einen Stromschaltzyklus ist; Erzeugen eines modellierten Synchrongleichrichter-Stroms, wobei der modellierte Synchrongleichrichter-Strom auf einem Modell des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) während der Synchrongleichrichter-Leitungsperiode basiert und bei einer ersten Frequenz (f1) aktualisiert wird; Erzeugen einer ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) unter Verwendung des modellierten Synchrongleichrichter-Stroms und eines Fehlersignals; Umwandeln der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) in eine analoge Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2_ANALOG), so dass die analoge Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2_ANALOG) bei einer zweiten Frequenz (f2) aktualisiert wird; Empfangen eines gemessenen Synchrongleichrichter-Stroms (IPH_SENSE)als Eingabe und Erzeugen eines analogen Synchrongleichrichter-Stromfehlers (IERR_ANALOG) durch Erzeugen einer Differenz zwischen dem gemessenen Synchrongleichrichter-Strom (IPH_SENSE)und der analogen Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2_ANALOG) ; und Umwandeln des analogen Synchrongleichrichter-Stromfehlers (IERR_ANALOG) in das Fehlersignal (error_d), so dass das Fehlersignal (error_d) bei der zweiten Frequenz (f2) aktualisiert wird.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die erste Frequenz (f1) größer ist als die zweite Frequenz (f2).
  15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei das Modell des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) auf einem Polynom zweiter oder höherer Ordnung basiert.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei das Polynom ein Polynom zweiter Ordnung ist, gegeben durch: I S R _ E S T = n α ( T S R _ O N − t ) t
    Figure DE102017111904B4_0028
     wobei n mit dem Windungsverhältnis eines Transformators/Abzweiginduktors (236) in Zusammenhang steht, mit dem der Synchrongleichrichter-Schalter (QSR) gekoppelt ist, TSynchrongleichrichter_ON die Synchrongleichrichter-Leitungsperiode ist, t eine Zeit vom Beginn der Synchrongleichrichter-Leitungsperiode für den Stromschaltzyklus ist, und α auf der Schaltperiode TSW für den Stromschaltzyklus und der Synchrongleichrichter-Leitungsperiode TSynchrongleichrichter_ON basiert.
  17. Verfahren nach einem der Ansprüche 13-16, ferner umfassend: Erzeugen einer Schätzung (mEST) einer Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR), wobei die Steigungsschätzung bei der ersten Frequenz (f1) aktualisiert wird.
  18. Verfahren nach einem der Ansprüche 13-17, ferner umfassend: Erzeugen eines integrierten Fehlers (err_int) durch Integrieren und Skalieren des Fehlersignals (error_d), so dass der integrierte Fehler (err_int) bei einer Rate aktualisiert wird, die der zweiten Frequenz (f2) entspricht, und wobei die Erzeugung der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) ferner auf dem integrierten Fehler (err_int) basiert.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, ferner umfassend: Erzeugen einer Schätzung (mEST) einer Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR); Summieren des integrierten Fehlers (err_int), des Fehlersignals (error_d) oder einer skalierten Version des Fehlersignals (error_d), und der Schätzung (mEST) der Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR), um eine verbesserte Steigungsschätzung (mEST_IMP) zu erzeugen; Integrieren der verbesserten Steigungsschätzung (mEST_IMP), um eine integrierte Steigung zu erzeugen; und Aktualisieren der Schätzung der Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) auf der Basis der integrierten Steigung.
  20. Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, ferner umfassend: Erzeugen einer Schätzung (mEST) einer Steigung des Synchrongleichrichter-Stroms (ISR) auf der Basis des integrierten Fehlers (err_int) und einer Nachschlagtabelle.
  21. Verfahren nach einem der Ansprüche 13-20, ferner umfassend: Erzeugen einer zweiten Synchrongleichrichter-Stromschätzung auf der Basis der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2), durch Verriegeln der ersten Synchrongleichrichter-Stromschätzung (IPH_EST_F2) zu einer Zeit, gegeben durch t = TSynchrongleichrichter_ON/2, wobei TSynchrongleichrichter_ON die Synchrongleichrichter-Leitungsperiode für einen gegebenen Schaltzyklus ist, wobei die Zeit t bei null am Beginn der Synchrongleichrichter-Leitungsperiode beginnt, wobei die zweite Synchrongleichrichter-Stromschätzung einmal in jedem Schaltzyklus aktualisiert wird.
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